JPS6120225B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、共振型のインバータ回路に係り、特
にそのインバータトランスの１次巻線側のスイツ
チング素子に対する印加電圧を低減する回路に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a resonant inverter circuit, and particularly to a circuit for reducing the voltage applied to a switching element on the primary winding side of an inverter transformer.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

従来この種の共振型のインバータ回路として
は、第１図に示すように、直流電源１１の（＋）
極側を入力チヨークインダクタ１２を介してイン
バータトランス１４のスイツチング素子１５，１
６の中点に接続し、また（−）極側を一対のスイ
ツチング素子、例えばNPN型のトランジスタ１
８，１９のエミツタに接続する。このトランジス
タ１８，１９のコレクタは前記１次巻線１５，１
６の両端に接続していわゆるプツシユプル接続と
する。また両トランジスタ１８，１９のベースは
バイアス抵抗２１，２２を介して電源１１の
（＋）極側に接続するとともに、前記インバータ
トランス１４のベース巻線２４の両端に接続す
る。そして前記インバータトランス１４の２次巻
線２６の両端には、無負荷時の共振用コンデンサ
２７を接続するとともに、負荷となる放電灯２８
およびそのバラストコンデンサ２９による直列回
路を接続している。 Conventionally, in this type of resonant inverter circuit, as shown in FIG.
The pole side is input to the switching elements 15, 1 of the inverter transformer 14 via the inductor 12.
6, and connect the (-) pole side to a pair of switching elements, such as NPN transistor 1.
Connect to emitters 8 and 19. The collectors of these transistors 18, 19 are connected to the primary windings 15, 1
6 to make a so-called push-pull connection. Further, the bases of both transistors 18 and 19 are connected to the (+) pole side of the power supply 11 via bias resistors 21 and 22, and are also connected to both ends of the base winding 24 of the inverter transformer 14. A capacitor 27 for resonance during no-load is connected to both ends of the secondary winding 26 of the inverter transformer 14, and a discharge lamp 28 serving as a load is connected to both ends of the secondary winding 26 of the inverter transformer 14.
A series circuit including the ballast capacitor 29 and the ballast capacitor 29 is connected.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problem that the invention seeks to solve]

上記インバータ回路は、周知の如く直流電源１
１の印加に伴い、先ず一対のトランジスタ１８，
１９のいずれか一方、例えばトランジスタ１８を
ターンオンさせ、そのコレクタ電流を１次巻線１
５に流す。以後ベース巻線２４に誘起される起電
力により、トランジスタ１９，１８を交互にター
ンオン、ターンオフさせ、１次巻線１５，１６に
反対方向の直流を交互に流し、２次巻線２６に所
望の交流電力を誘起させるものである。 As is well known, the above inverter circuit consists of a DC power source 1
1, the pair of transistors 18,
Turn on one of the transistors 19, for example, the transistor 18, and transfer its collector current to the primary winding 1.
Stream to 5. Thereafter, the transistors 19 and 18 are alternately turned on and off by the electromotive force induced in the base winding 24, and direct current in the opposite direction is alternately passed through the primary windings 15 and 16, so that the secondary winding 26 receives the desired voltage. It induces alternating current power.

またこのインバータ回路では、インバータトラ
ンス１４のインダクタンス成分と共振用コンデン
サとの共振により、周知の如く、インバータの発
振周波数に基づく高周波電力を得ている。ここで
上記共振系の負荷時における等価回路は第２図で
示すようになる。図から明らかなように、この共
振はインバータトランス１４の２次巻線２６のイ
ンダクタンス成分と、並列接続されたコンデンサ
２７，２９との間の共振であり、その電圧波形は
第５図で示すような正弦波である。 Furthermore, in this inverter circuit, high frequency power based on the oscillation frequency of the inverter is obtained by resonance between the inductance component of the inverter transformer 14 and the resonance capacitor, as is well known. Here, the equivalent circuit of the resonant system under load is shown in FIG. As is clear from the figure, this resonance is a resonance between the inductance component of the secondary winding 26 of the inverter transformer 14 and the capacitors 27 and 29 connected in parallel, and the voltage waveform thereof is as shown in FIG. It is a sine wave.

しかしこの正弦波電圧は比較的ピーク電圧が高
く、オフ状態にあるトランジスタ１８，１９に印
加される電圧のピーク値としては電源電圧の約π
倍になることがよく知られている。このためこの
種のインバータ回路には高耐圧のスイツチング素
子を必要とする問題を有していた。 However, this sine wave voltage has a relatively high peak voltage, and the peak value of the voltage applied to the transistors 18 and 19 in the off state is approximately π of the power supply voltage.
It is well known that it doubles. Therefore, this type of inverter circuit has the problem of requiring switching elements with high breakdown voltage.

本発明の目的は、スイツチング素子に印加され
る電圧のピーク値を低減することにより特別の高
耐圧のスイツチング素子を必要とせず、しかも高
信頼性で長寿命のインバータ回路を提供すること
にある。 An object of the present invention is to provide an inverter circuit that does not require a special high-voltage switching element by reducing the peak value of the voltage applied to the switching element, has high reliability, and has a long life.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

本発明のインバータ回路は、１次巻線と２次巻
線とを有するインバータトランスおよびこのイン
バータトランスの１次巻線の側に接続したスイツ
チング素子を有する共振型のインバータ回路にお
いて、上記１次巻線の両端にコンデンサを接続す
るとともに上記２次巻線にコンデンサおよび負荷
を接続し、さらに上記１次巻線側のコンデンサ、
２次巻線側のコンデンサ、インダクタンスおよび
負荷を含む共振回路の共振周波数を、上記２次巻
線、この２次巻線側の上記コンデンサおよび上記
負荷を含む共振回路における主共振周波数の｛３
＋４（ｎ−１）｝倍（ｎ＝１、２、３……）の関
係に設定することにより、上記スイツチング素子
に印加される電圧のピーク値を低減することを特
徴とするものである。 The inverter circuit of the present invention is a resonant inverter circuit having an inverter transformer having a primary winding and a secondary winding, and a switching element connected to the primary winding side of the inverter transformer. A capacitor is connected to both ends of the wire, a capacitor and a load are connected to the secondary winding, and a capacitor on the primary winding side,
The resonant frequency of the resonant circuit including the capacitor, inductance, and load on the secondary winding side is determined by {3
+4(n-1)} times (n=1, 2, 3...), thereby reducing the peak value of the voltage applied to the switching element.

〔作用〕[Effect]

本発明のインバータ回路は、１次巻線側のコン
デンサ、２次巻線側のコンデンサ、インダクタン
スおよび負荷を含む共振回路の共振電圧は、２次
巻線、この２次巻線側のコンデンサおよび負荷を
含む共振回路の主共振周波数の電圧のピーク時に
おいて、常に異極性のピーク値を示す関係にあ
り、これらの共振による両電圧は、１次巻線側の
コンデンサの両端に生じるので、その両端電圧、
すなわち１次巻線の両端電圧は低下する。 In the inverter circuit of the present invention, the resonant voltage of a resonant circuit including a capacitor on the primary winding side, a capacitor on the secondary winding side, an inductance, and a load is the same as that of the secondary winding, the capacitor on the secondary winding side, and the load. At the peak of the voltage at the main resonant frequency of a resonant circuit including Voltage,
That is, the voltage across the primary winding decreases.

〔実施例〕〔Example〕

本発明の構成を第３図および第４図に示す一実
施例に基づいて具体的に説明する。 The configuration of the present invention will be specifically explained based on an embodiment shown in FIGS. 3 and 4.

本発明における共振型のインバータ回路の構成
は、第３図に例示してある。このインバータ回路
は、インバータトランス１４の一例して洩れイン
ダクタンスつまりリーケージインダクタンスの比
較的大きないわゆるリーケージトランスを用いた
こと、およびこのインバータトランス１４の１次
巻線１５，１６の両端にコンデンサ３１を接続し
たことの点で従来例のインバータ回路と相違す
る。その他の回路構成は第１図と同様であるので
対応する部分に同一符号を附し説明は省略する。 The configuration of the resonant inverter circuit according to the present invention is illustrated in FIG. This inverter circuit uses a so-called leakage transformer with a relatively large leakage inductance as an example of the inverter transformer 14, and a capacitor 31 is connected to both ends of the primary windings 15 and 16 of the inverter transformer 14. This is different from conventional inverter circuits. Since the other circuit configurations are the same as those in FIG. 1, corresponding parts are given the same reference numerals and explanations will be omitted.

第３図に対応する共振回路の等価回路は第４図
で示すようになる。尚第４図では第３図の各部と
対応するものに同一符号を附してある。図におい
てインバータトランス１４の１次側はコンデンサ
３１と、１次巻線１５，１６のインダクタンス成
分により閉回路が構成される。またインバータト
ランス１４の２次側は２次巻線２６のインダクタ
ンス成分、バランス用のコンデンサ２９、負荷２
８によつて閉回路が構成される。そしてこれら閉
回路間はインバータトランス１４の１次巻線１
５，１６と２次巻線２６との間におけるインダク
タンス３３により接続される。ここで第４図の回
路でのインダクタンス３３は、リーケージ型のイ
ンバータトランス１４のリーケージインダクタン
ス３３となつている。 The equivalent circuit of the resonant circuit corresponding to FIG. 3 is shown in FIG. 4. In FIG. 4, parts corresponding to those in FIG. 3 are given the same reference numerals. In the figure, a closed circuit is formed on the primary side of the inverter transformer 14 by a capacitor 31 and inductance components of primary windings 15 and 16. In addition, the secondary side of the inverter transformer 14 includes the inductance component of the secondary winding 26, the balance capacitor 29, and the load 2.
8 constitutes a closed circuit. And between these closed circuits is the primary winding 1 of the inverter transformer 14.
5 and 16 and the secondary winding 26 through an inductance 33. Here, the inductance 33 in the circuit of FIG. 4 is the leakage inductance 33 of the leakage type inverter transformer 14.

上記等価回路には、２つの共振系が存在する。
１つの共振系は、２次巻線２６のインダクタンス
成分と、バラスト用のコンデンサ２９とによる主
たる共振回路Ａであり、もう１つの共振系は、コ
ンデンサ３１，２９の直列成分と、インダクタン
ス３３との間の共振回路Ｂである。 There are two resonance systems in the above equivalent circuit.
One resonance system is a main resonance circuit A consisting of an inductance component of the secondary winding 26 and a ballast capacitor 29, and the other resonance system is a main resonance circuit A consisting of a series component of capacitors 31 and 29 and an inductance 33. This is the resonant circuit B between.

ここで共振回路Ａの共振周波数は、従来と同様
に共振型のインバータ回路の発振周波数に対応す
るもので、これを主発振周波数とする。これに対
し共振回路Ｂの共振周波数は上記主発振周波数の
一定倍数関係に設定してある。ここで一定の倍数
関係は、｛３＋４（ｎ−１）｝（ｎ−１、２、３…
…の自然数）倍、好ましくはｎ＝１つまり約３倍
とする。このため共振回路Ａの電圧は、第６図ａ
で示す波形となり、共振回路Ｂの電圧は第６図ｂ
で示す波形となる。ここで共振回路Ｂの共振電圧
は、主共振周波数の電圧のピーク時において、常
に異極性のピーク値を示す関係にある。そしてこ
れらの共振による両電圧は、コンデンサ３１の両
端に生じるので、その両端電圧、すなわち１次巻
線１５，１６の両端電圧は、上記波形を合成した
第６図Ｃで示すような波形となり、その合成電圧
のピーク値は相殺されて低下する。 Here, the resonant frequency of the resonant circuit A corresponds to the oscillation frequency of the resonant inverter circuit as in the conventional case, and this is taken as the main oscillation frequency. On the other hand, the resonant frequency of the resonant circuit B is set to be a constant multiple of the main oscillation frequency. Here, the constant multiple relationship is {3+4(n-1)}(n-1, 2, 3...
(natural number) times, preferably n=1, that is, about 3 times. Therefore, the voltage of resonant circuit A is
The voltage of resonant circuit B is as shown in Figure 6b.
The waveform is as shown below. Here, the resonant voltage of the resonant circuit B always exhibits a peak value of different polarity at the peak of the voltage of the main resonant frequency. Since both voltages due to these resonances are generated at both ends of the capacitor 31, the voltages at both ends of the capacitor 31, that is, the voltages at both ends of the primary windings 15 and 16 have a waveform as shown in FIG. 6C, which is a combination of the above waveforms. The peak value of the combined voltage is offset and lowered.

なお、主共振周波数および共振周波数のピーク
時が一致し、かつそのピーク値が異なる極性にあ
るという一定倍数関係の条件は、理論的には前記
｛３＋４（ｎ−１）｝倍のｎ＝１、２、３……のす
べての自然数に関して成立する。しかし、合成電
圧の半サイクル中のピーク値が最も低下するの
は、ｎ＝１の設定関係つまり３倍の関係があると
きである。また１次巻線１５，１６と２次巻線２
６との間のインダクタンス３３をリーケージトラ
ンスのリーケージインダクタンスとして構成すれ
ば、共振に必要なインダクタンス値は、比較的容
易に得られる。 Note that the condition for a constant multiple relationship that the peak times of the main resonant frequency and the resonant frequency match and that the peak values have different polarities is theoretically the above-mentioned {3+4(n-1)} times n=1. , 2, 3... holds true for all natural numbers. However, the peak value of the composite voltage during a half cycle decreases the most when there is a setting relationship of n=1, that is, a three-fold relationship. In addition, the primary windings 15 and 16 and the secondary winding 2
6 and 6 as a leakage inductance of a leakage transformer, the inductance value necessary for resonance can be obtained relatively easily.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

本発明によれば、簡単な回路構成により、スイ
ツチング素子に印加される電圧のピーク値を低減
させたので、従来のように特別な高耐圧のスイツ
チング素子を用いる必要がなくなるとともに、電
圧に対するデイレーテイングをよくし、高信頼
性、長寿命のインバータ回路を得ることができ
る。 According to the present invention, the peak value of the voltage applied to the switching element is reduced using a simple circuit configuration, so there is no need to use a special high-voltage switching element as in the past, and the voltage delaying is reduced. It is possible to obtain an inverter circuit with high reliability and long life.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来例のインバータ回路の回路図、第
２図は第１図における共振系の等価回路図、第３
図は本発明によるインバータ回路の一実施例を示
す回路図、第４図は第３図における共振系の等価
回路、第５図は従来のインバータ回路の電圧波形
図、第６図ａ，ｂ，ｃはそれぞれ本発明のインバ
ータ回路の電圧波形図である。 １４……インバータトランス、１５，１６……
１次巻線、１８，１９……スイツチング素子、２
６……２次巻線、３１……コンデンサ、３３……
インダクタンス。 Figure 1 is a circuit diagram of a conventional inverter circuit, Figure 2 is an equivalent circuit diagram of the resonance system in Figure 1, and Figure 3 is a circuit diagram of a conventional inverter circuit.
Figure 4 is a circuit diagram showing an embodiment of the inverter circuit according to the present invention, Figure 4 is an equivalent circuit of the resonance system in Figure 3, Figure 5 is a voltage waveform diagram of a conventional inverter circuit, Figure 6 a, b, c is a voltage waveform diagram of the inverter circuit of the present invention. 14... Inverter transformer, 15, 16...
Primary winding, 18, 19... Switching element, 2
6... Secondary winding, 31... Capacitor, 33...
inductance.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ １次巻線と２次巻線とを有するインバータト
ランスおよびこのインバータトランスの１次巻線
の側に接続したスイツチング素子を有する共振型
のインバータ回路において、上記１次巻線の両端
にコンデンサを接続するとともに上記２次巻線に
コンデンサおよび負荷を接続し、さらに上記１次
巻線側のコンデンサ、２次巻線側のコンデンサ、
インダクタンスおよび負荷を含む共振回路の共振
周波数を、上記２次巻線、この２次巻線側の上記
コンデンサおよび上記負荷を含む共振回路におけ
る主共振周波数の｛３＋４（ｎ−１）｝倍（ｎ＝
１、２、３……）の関係に設定することにより、
上記スイツチング素子に印加される電圧のピーク
値を低減することを特徴とするインバータ回路。 ２ インバータトランスをリーケージトランスと
して構成し、インダクタンスを１次巻線および２
次巻線間のリーケージインダクタンスとしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバ
ータ回路。 ３ 上記ｎを１に設定したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項または第２項記載のインバータ
回路。[Scope of Claims] 1. In a resonant inverter circuit having an inverter transformer having a primary winding and a secondary winding, and a switching element connected to the primary winding side of the inverter transformer, the primary winding A capacitor is connected to both ends of the wire, a capacitor and a load are connected to the secondary winding, and a capacitor on the primary winding side, a capacitor on the secondary winding side,
The resonant frequency of the resonant circuit including the inductance and the load is {3+4(n-1)} times (n =
By setting the relationship 1, 2, 3...),
An inverter circuit characterized in that the peak value of the voltage applied to the switching element is reduced. 2 The inverter transformer is configured as a leakage transformer, and the inductance is
The inverter circuit according to claim 1, characterized in that the leakage inductance is between the next windings. 3. The inverter circuit according to claim 1 or 2, wherein n is set to 1.