JPS61161984A - Control system of variable reluctance motor - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 発明の目的 本発明は、可変リラクタンスモータの制御システム、特
に同時出願のｒ可変速度可変リラクタンス電気機械、と
題する発明、並びに同じく同時出願の「サーボモータ制
御システム、と題する発明の主題を構成するものなどに
おける如き駆動システムのための制御システムに関する
ものである。これらの同時出願の駆動システムにおいて
は、可変リラクタンスモータに関連した様々な制御手段
を備えている。これらの制御手段はそれ自体で可変リラ
クタンスモータを含まない自蔵制御システムにおいても
有用であるが、可変リラクタンスモータにも適用可能な
ものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION OBJECTS OF THE INVENTION The present invention relates to a control system for a variable reluctance motor, and more particularly to an invention entitled ``Variable Speed Variable Reluctance Electric Machine'' of the co-pending application, as well as an invention entitled ``Servo Motor Control System'', also of the co-pending application. It relates to a control system for a drive system such as in those which form the subject of the invention. In the drive systems of these co-applications, various control means are associated with variable reluctance motors. Although the means are useful in self-contained control systems that do not themselves include variable reluctance motors, they are also applicable to variable reluctance motors.

本発明はまた、可変リラクタンスモータのための駆動方
式についてのテストおよび設定方法にも関するもので、
特に同時出願の「可変速度可変リラクタンス電気機械」
と題する出願に記載された発明に従った駆動システムに
適用されるときのそのようなテスト方法にも関係するも
のである。さらにまた、本発明は設定方法にも関するも
のである。The invention also relates to a method for testing and setting a drive system for a variable reluctance motor,
In particular, the concurrently filed “Variable Speed Variable Reluctance Electric Machine”
It also concerns such a test method when applied to a drive system according to the invention described in the application entitled. Furthermore, the invention also relates to a setting method.

発明の構成 本発明の一実施例によれば、可変リラクタンスモータの
制御システムは、まずモータの駆動極材巻線を跨いで、
すなわち、駆動巻線の両側を電源電圧に接続する手段を
含んでいる。この巻線は電源電圧に対し予め定められた
シーケンスにより、かつモータ可動部材の変位の予め定
められた増分について接続可能である。本発明の可変リ
ラクタンスモータはまた、前記の電圧電源に接続された
ときに駆動極材巻線の電流の瞬時値を調整するための手
段を含む。この電流調整手段は前記モータの、または前
記モータに結合された可動部材位置感知手段の可動部材
位置従属信号に応答して前記電流値を調整するものであ
って、巻線か前記電圧電源に接続可能な可動部材変位の
前記増分内における可動部材の任意の位置での前記調整
手段による任意の他の位置におけるその任意の値に関し
て設定された電流の瞬時値か実質的に可動部材の瞬時値
によって定まるものである。Structure of the Invention According to an embodiment of the present invention, a control system for a variable reluctance motor first straddles the drive pole material winding of the motor;
That is, it includes means for connecting both sides of the drive winding to a power supply voltage. The windings are connectable according to a predetermined sequence to the supply voltage and for predetermined increments of displacement of the motor movable member. The variable reluctance motor of the invention also includes means for adjusting the instantaneous value of the current in the drive pole windings when connected to said voltage source. The current regulating means is adapted to regulate the current value in response to a movable member position dependent signal of the motor or of a movable member position sensing means coupled to the motor, the winding being connected to the voltage source. by the instantaneous value or substantially the instantaneous value of the current set with respect to its arbitrary value at any other position by said adjusting means at any position of the movable member within said increment of possible movable member displacement; It is determined.

本発明の制御システムは、電圧電源を前記のモータのス
テータ極巻線の両側に接続するための手段を備えること
ができる。この巻線は前記の単数または複数の電圧電源
に対しモータのロータの回転中子め定められたシーケン
スにおいて接続可能であり、各ステータ極巻線は、した
がってロータ回転の予め定められた角度変位増分につい
て接続可能である。そして、本発明の制御システムは前
記電源電圧に接続されたときのステータ巻線における電
流の瞬時値を調整するための手段を含む。The control system of the invention may comprise means for connecting a voltage source to both sides of the stator pole windings of said motor. This winding is connectable to said voltage supply or sources in a defined sequence to the rotating core of the rotor of the motor, and each stator pole winding is thus connected to a predetermined angular displacement increment of rotor rotation. It is possible to connect about. The control system of the invention then includes means for regulating the instantaneous value of the current in the stator windings when connected to said supply voltage.

この電流調整手段はモータに結合された回転位置感知手
段の回転位置従属信号に応答して電流値を調整するもの
で、巻線を前記電圧電源に接続可能なロータの回転変位
増分中におけるロータの任意の角度位置で前記調整手段
によって任意の他の角度位置におけるその値に関係して
設定された電流の瞬時値か、実質上ロータの瞬間角度位
置によって定まるものである。The current regulating means is responsive to a rotational position dependent signal of a rotational position sensing means coupled to the motor to adjust the current value of the rotor during increments of rotational displacement of the rotor whose windings are connectable to the voltage source. The instantaneous value of the current set by said adjusting means at any angular position in relation to its value at any other angular position is substantially determined by the instantaneous angular position of the rotor.

電流調整手段は前記ロータ位置従属信号に応答して前記
の電流値を調整することができる。それ故、巻線が前記
電圧電源に接続可能なロータ回転の角度変位増分の初期
部分における前記電流の次々に変わる瞬時値はロータの
回転に従って次第に増加し、また前記角度変位増分の終
わりの部分における前記電流の次々に変わる瞬時値は前
記ロータの回転に従って次第に減少する。Current regulating means is capable of regulating said current value in response to said rotor position dependent signal. Therefore, the successive instantaneous values of said current in the initial part of the angular displacement increment of rotor rotation, in which the windings are connectable to said voltage source, gradually increase as the rotor rotates, and in the final part of said angular displacement increment. The successive instantaneous values of the current gradually decrease as the rotor rotates.

電流調整手段はまた、ロータ位置従属信号に応答して電
流値を調整し、それによってロータ回転の角度変位増分
の終わりの部分において電流の瞬時値か減少する比率を
ロータ回転の角度変位増分の初期部分における電流の瞬
時値の増加率と実質上同一にすることができ、かつロー
タ回転の角度変位増分全体に亘って瞬時電流値の継続的
変化をもって角度変位増分全体に亘って実質上対称形の
電流波形を規定することができる。The current regulating means also adjusts the current value in response to the rotor position dependent signal, thereby reducing the instantaneous value of the current at a decreasing rate during the final portion of the angular displacement increment of rotor rotation to the initial value of the current at the end of the angular displacement increment of rotor rotation. substantially symmetrical over the entire angular displacement increment with a continuous change in the instantaneous current value over the angular displacement increment of rotor rotation. Current waveforms can be defined.

さらに、電流調整手段はまた、前記ロータ位置従属信号
に応答して電流値を制御し、ロータ回転の角度変位増分
の初期部分における電流の次々に変わる瞬時値か実質上
正弦波の電流半波の上昇電流領域を規定し、かつ角度変
位増分の終わりの部分における電流の次々に変化する瞬
時値をして実質上正弦波の電流半波の降下電流領域を規
定するようにすることができる。ロータ回転の角度変位
増分の中間部分を初期部分と終わり部分との間に介在さ
せることもでき、ロータ回転の角度変位増分のこの中間
部分においては電流値は実質一定に保つことができる。Further, the current regulating means is also responsive to the rotor position dependent signal to control the current value, so as to control the value of the current at successive instantaneous values or substantially sinusoidal current half-waves during the initial portion of the angular displacement increment of rotor rotation. A rising current region may be defined and the successively changing instantaneous values of the current at the end of the angular displacement increment may be made to define a falling current region of a substantially sinusoidal current half-wave. An intermediate portion of the angular displacement increment of rotor rotation can also be interposed between the initial portion and the end portion, and the current value can remain substantially constant during this intermediate portion of the angular displacement increment of rotor rotation.

本発明の特に好ましい実施例においては、電流制御手段
はロータ位置従属信号に応答して電流値を調整し、ロー
タ回転の角度変位増分における瞬時電流値か実質上正弦
波半波を規定するようにされる。本発明の制御システム
は、さらにまた別の信号を発生する手段含むことがてき
る。その信号の値はモータ動作の所望のパラメータを指
示するものである。電流制御手段はまた、このパラメー
タ指示信号に応答してステータ巻線電流を調整し、巻線
が電圧電源に接続可能なロータの回転の角度変位増分に
おけるロータの各角度位置での電流の絶対値が前記パラ
メータ指示信号の値によって実質的に定まるようにする
ことができる。In a particularly preferred embodiment of the invention, the current control means adjusts the current value in response to the rotor position dependent signal to define an instantaneous current value or a substantially half-sine wave at each angular displacement increment of rotor rotation. be done. The control system of the invention may further include means for generating further signals. The value of that signal is indicative of the desired parameter of motor operation. The current control means also adjusts the stator winding current in response to this parameter indicating signal to determine the absolute value of the current at each angular position of the rotor in an angular displacement increment of rotation of the rotor in which the winding is connectable to a voltage source. may be substantially determined by the value of the parameter indicating signal.

リラクタンスモータ駆動に適用された本発明の制御シス
テムモータの運転を極めて静粛に行うことを可能にする
。これは商業的にも工業的にも極めて有利である。従来
リラクタンスモータのパワー駆動は常に発生する騒音が
大きくて無視することができなかった。この騒音を減少
することによってリラクタンスモータの利用価値は極め
て高くなる。The control system of the present invention applied to a reluctance motor drive allows the motor to operate extremely quietly. This is extremely advantageous both commercially and industrially. Conventionally, the power drive of a reluctance motor always generates so much noise that it cannot be ignored. By reducing this noise, the utility value of the reluctance motor becomes extremely high.

電気機械のステータ位相巻線は各対への電流入力の相対
瞬時値を制御することによってロータ回転の適当な角度
変位部分でのロータの角度位置に応じて１！続的に付勢
されるとき、その付勢期間において電気機械の各位相に
よって発生するトルクは厳密に制御することができ、し
たがって、ボールオーバーラツプのスタートの際の急速
なトルク上昇および次々と変わる位相のトルクがオーバ
ーラツプする場所でのドルクリフルの悪影響を最少限に
することかできる。終了位相（ｉｎ　ｔｈｅ　ｏｕｔｇ
ｏｉｎｇ　ｐｈａｓｅ）における電流の調整は開始位相
（ｉｎ　ｔｈｅｉｎｃｏｍｉｎｇ　ｐｈａｓｅ）におけ
る電流上昇率に関係付けられ、実質上一定の正味機械ト
ルク出力を与えるようにする。このスムーズな転移は実
質上任意の構造の電気機械突極によって達成することが
できる。突極の形状はまた、リラクタンスモータの無騒
音、無振動運転を得るために有益なることは言うまでも
ない。本発明の好ましい実施例においては、位相電流に
おける正弦波変化が騒音と振動に関して特に満足すべき
結果を得るよう要することができる。従来の公知のリラ
クタンスモータにおける高レベルの騒音および振動は、
本発明の制御システムを利用することによって大幅に消
去することができる。これに関しては補助突極の形状を
選択する技術と関連して一層高めることもできる。The stator phase windings of an electric machine are adjusted according to the angular position of the rotor at the appropriate angular displacement part of the rotor rotation by controlling the relative instantaneous values of the current inputs to each pair. When continuously energized, the torque developed by each phase of the electric machine during its energization period can be tightly controlled, thus preventing the rapid torque rise at the start of the ball overlap and one after the other. It is possible to minimize the negative effects of drake riffle where the torques of changing phases overlap. End phase (in the outg
The adjustment of the current in the incoming phase is related to the rate of current rise in the incoming phase to provide a substantially constant net mechanical torque output. This smooth transition can be achieved with electromechanical salient poles of virtually any configuration. It goes without saying that the shape of the salient poles is also useful for obtaining noise-free and vibration-free operation of the reluctance motor. In a preferred embodiment of the invention, a sinusoidal variation in the phase current may be required to obtain particularly satisfactory results with respect to noise and vibration. The high level of noise and vibration in conventional known reluctance motors
This can be significantly eliminated by utilizing the control system of the present invention. This can be further improved in conjunction with the technique of selecting the shape of the auxiliary salient pole.

静粛な運転は正弦波電流波形によって位相を付勢するこ
とに関連して得られるが、前述の実施例に限られるもの
ではない。ランプ波形（Ｒａｍｐｅｄ　ｗａｖｅ　ｆｏ
ｒｍｓ）も利用することができる。その場合、初期およ
び終端の電流上昇降下率は同時手続の特許願に記載した
技術によって選択することかできる。Quiet operation is obtained in connection with energizing the phases with sinusoidal current waveforms, but is not limited to the embodiments described above. Ramped waveform
rms) can also be used. In that case, the initial and terminal current rise and fall rates can be selected by techniques described in co-pending patent applications.

加えて、全波形プロフィルは運転中位相間のトルクのス
ムーズな転移をもたらすよう個々のモータ位相を適当に
するよう調整できる。このような調整はモータの制御シ
ステムの製造工程において行うことかできる。それ故、
各モータの製作仕様はスムーズなトルクと運転の静粛の
両方に関して最高のものとすべきである。Additionally, the overall waveform profile can be adjusted to suit individual motor phases to provide a smooth transition of torque between phases during operation. Such adjustments can be made during the manufacturing process of the motor control system. Therefore,
Each motor's manufacturing specifications should be the best for both smooth torque and quiet operation.

本発明はまた、可変リラクタンスモータのロータあるい
は可動部材の各位置において位相巻線または励磁電流の
適当な値か少な（とも位相間の転移中に駆動極材または
ステータに関して得られるような方法を提供するもので
ある。ここに、このロータの位置は、典型的には回転可
動部材またはロータの角度変位のことである。本発明に
よれば、また可飽和可変リラクタンス電気機械の運転の
複数のパラメータ間の関係を確立させる方法が提供され
る。ここでは、電気機械は複数の駆動突極を有する静止
または駆動極材を各駆動突極のための磁性化巻線と複数
の可動突極を有する可動部材を備え、可動突極の数は駆
動突極の数より少なく、駆動突極とこれと整合する位置
の駆動突極の間の空隙はその空隙を横切る突極の寸法よ
りも小さく作られ、機械の運転中に駆動突極と可動突極
の間の機械的可変インターフェイスまたはオーバーラツ
プの領域において磁気飽和が起こり、可動突極の広がり
および配置が駆動突極のそれらに関係して定められ、こ
れによって機械の運転中に各可動突極と駆動突極の機械
的なインターフェイスあるいはオーバーラツプから生ず
る駆動極材変位の力発生増分が別の可動突極と別の駆動
突極とのオーバーラツプから生ずる可動部材変位の力発
生増分とオーバーラツプするものである。前述のパラメ
ータは、少なくとも１つの磁性化巻線の励磁電流と、励
磁または駆動極材に関係した可動部材の位置、並びに磁
性巻線の少なくとも１つにおける励磁電流の存在下での
可動部材に働く力の３つのパラメータを含むことができ
る。そして、そこにおいては励磁電流の測定レベルが磁
性化巻線の１つに適用され、一方、可動部材の位置か駆
動極材に関して定位置に保持され、そして、巻線への励
磁電流の適用中における可動部材に働く力が決定される
のである。The invention also provides a method for obtaining suitable values of phase windings or excitation currents at each position of the rotor or movable member of a variable reluctance motor (both with respect to the drive pole material or stator during transitions between phases). The rotor position here typically refers to the angular displacement of the rotary movable member or rotor.According to the present invention, there are also several parameters of the operation of the saturable variable reluctance electric machine. A method is provided for establishing a relationship between a static or driven pole material having a plurality of driven salient poles, a magnetized winding for each driven salient pole, and a plurality of movable salient poles. A movable member is provided, the number of movable salient poles is less than the number of drive salient poles, and the gap between the drive salient pole and the drive salient pole at a position aligned with the drive salient pole is made smaller than the dimension of the salient pole that crosses the gap. , magnetic saturation occurs in the region of the mechanically variable interface or overlap between the drive salient pole and the movable salient pole during operation of the machine, and the extent and arrangement of the movable salient poles are determined with respect to those of the drive salient poles; This ensures that during operation of the machine, the force generation increments of the drive pole material displacement resulting from the mechanical interface or overlap of each movable salient pole with another movable salient pole and another movable salient pole result from the overlap of another movable salient pole with another movable salient pole. The aforementioned parameters include the excitation current of the at least one magnetizing winding and the position of the movable member in relation to the excitation or drive pole material, as well as the force generation increment of the member displacement. three parameters of the force acting on the movable member in the presence of an excitation current at one of the magnetizing windings, where a measured level of the excitation current is applied to one of the magnetizing windings, while the movable member is held in place with respect to the drive pole material, and the force acting on the movable member during application of the excitation current to the winding is determined.

本発明の方法はまた、複数のステータ突極を有するステ
ータと、各ステータ突極のための磁性化巻線と、複数の
ロータ突極を有するロータと、ロータを備えた回転電気
機械に適用することかできる。その場合、ロータ突極の
数はステータ突極の数より少なく、各ステータ突極とこ
れと整合するロータ突極間の半径方向の空隙はこの空隙
を横切る突極の寸法に関して小さく選定され、それによ
って機械の運転中にステータとロータの突極間に機械的
可変化インターフェイスまたはオーバーラツプの領域に
おいて磁性飽和が起こるものである。The method of the invention also applies to a rotating electrical machine comprising a stator with a plurality of salient stator poles, a magnetized winding for each salient stator pole, a rotor with a plurality of salient rotor poles, and a rotor. I can do it. In that case, the number of salient rotor poles is less than the number of salient stator poles, and the radial gap between each salient stator pole and its matching salient rotor pole is selected to be small with respect to the dimension of the salient poles across this gap; During operation of the machine, magnetic saturation occurs in the region of the mechanically variable interface or overlap between the salient poles of the stator and rotor.

そして、ロータ突極の弓型の広がりおよび配置はステー
タ突極のそれらに関係して選定され、それによって機械
の運転中各ロータ突極のステータ突極との機械的インタ
ーフェイスまたはオーバーラツプから生ずるロータ回転
のトルク発生角度変位増分が別のロータ突極と別のステ
ータ突極のオーバーラツプから生ずるロータ回転のトル
ク発生角度変位増分とオーバーラツプするものである。The arcuate extent and arrangement of the rotor salient poles are then selected in relation to those of the stator salient poles, so that during machine operation the rotor rotation resulting from the mechanical interface or overlap of each rotor salient pole with the stator salient poles. The torque generating angular displacement increment overlaps with the torque generating angular displacement increment of rotor rotation resulting from the overlap of another salient rotor pole and another salient stator pole.

さらに、前述のパラメータは少なくとも１つの磁性化巻
線の励磁電流、ステータに関係したロータの位置、およ
び少なくとも１つの磁性化巻線における励磁電流の存在
下におけるロータに働くトルクの３つのパラメータを含
み、励磁電流の測定レベルが磁性化巻線の１つに適用さ
れ、一方、ロータの位置がステータに関して定まった関
係に維持され、ロータに働くトルクを巻線の励磁電流の
適用中に決定することができるものである。Furthermore, the aforementioned parameters include three parameters: a magnetizing current in the at least one magnetizing winding, a position of the rotor with respect to the stator, and a torque acting on the rotor in the presence of the magnetizing current in the at least one magnetizing winding. , a measured level of excitation current is applied to one of the magnetizing windings, while the position of the rotor is maintained in a fixed relationship with respect to the stator, and the torque acting on the rotor is determined during application of the excitation current of the winding. It is something that can be done.

上述のパラメータ間のより有益な関係を確立するために
励磁電流はまた、別の磁性化巻線に適用することができ
る。そして、その励磁電流は可動部材またはロータに働
く力あるいはトルクが一定の値に達するまでその大きさ
を変化させることができる。The excitation current can also be applied to another magnetized winding to establish a more beneficial relationship between the above-mentioned parameters. The excitation current can change its magnitude until the force or torque acting on the movable member or rotor reaches a certain value.

本発明の方法を実施するに適した装置は、好ましくはそ
れぞれ励磁電流を１つ以上の磁性化巻線に適用する手段
と、各励磁電流の大きさを制御する手段と、駆動極材ま
たはステータに関して可動部材またはロータを予め定め
られた位置に維持する手段と、少なくとも１つの磁性化
巻線が付勢されたときに可動部材に働く力または回転中
に働くトルクを測定する手段を備えている。Apparatus suitable for carrying out the method of the invention preferably includes means for applying an excitation current to one or more magnetized windings, means for controlling the magnitude of each excitation current, and a drive pole material or stator. means for maintaining the movable member or rotor in a predetermined position relative to the rotor; and means for measuring the force or torque exerted on the movable member during rotation when the at least one magnetized winding is energized. .

したがって、特定のステータ位相のトルク発生は、位相
巻線がＤＣ電流で付勢される静的テストにおいて測定す
ることができる。しかしながら、２つ以上の巻線が同時
に付勢されるときの位相間の相互作用は各位相間転移が
両位相の同時付勢に関係して実験的に決定されることを
要求するものである。したがって、このようなテストに
おいては、１つの位相電流波形は任意に選択できるが、
他方の位相電流変化はスムーズなトルクを与えるよう調
整する必要がある。本発明の静的テストを行うに当たっ
ては、ロータはトルク測定装置に取り付けられ、転移領
域における一連の位置においてはロックされるようにな
っている。各ロータ位置における選択された電流の適当
な値は位置位相におけるＤＣ電流として確立され、他の
位相におけるＤＣ電流は所望の一定トルク読み出しを与
えるように調整される。トルクオーバーラツプ領域での
間隔を置いてこの作業の繰り返しによってスムーズなト
ルクに要求される電流波形が定まる。Therefore, the torque development of a particular stator phase can be measured in a static test where the phase windings are energized with DC current. However, the interaction between phases when two or more windings are energized simultaneously requires that each phase-to-phase transition be determined experimentally in relation to the simultaneous energization of both phases. Therefore, in such tests, one phase current waveform can be arbitrarily selected;
The other phase current change must be adjusted to provide smooth torque. In performing the static test of the present invention, the rotor is mounted on a torque measuring device and locked in a series of positions in the transition region. The appropriate value of the selected current at each rotor position is established as the DC current in the position phase, and the DC current in other phases is adjusted to provide the desired constant torque reading. By repeating this operation at intervals in the torque overlap region, the current waveform required for smooth torque is determined.

これらの実験的決定電流波形は次いで電流０．５゜間隔
で段階的な変化をもったディジタル波形によって概括さ
れ、必要な値、たとえば消去可能プログラマブル読み出
し専用メモリヘースのシステム用の値を与えるものであ
る。あるいは、それらは電流調整手段のアナログ構成部
に組み込むこともできる。These experimentally determined current waveforms are then summed up by digital waveforms with step changes at 0.5° current intervals to provide the required values, such as values for erasable programmable read-only memory based systems. . Alternatively, they can be integrated into analog components of the current regulation means.

実施例 トルク制御を行い、本発明の実施例になる可変リラクタ
ンスモータ駆動システムが第１図に示される。この第１
図に示されるように、このシステムは以下では内部トル
ク制御ループのものとして説明したが、典型的な実用構
成においては外部速度制御ループが設けられ、トルクは
システムの動作中、ある設定速度信号に合致するよう調
整されるものである。４位相リラクタンスモータ（２３
）が負荷（２４）を駆動し、このモータ（２３）はその
シャフト（３０）に取り付けられたロータ位置センサ（
２５）を有している。このセンサ（２５）は例えば１つ
以上のパルス流を発生するエンコーダであって、そのパ
ルスは一連の角度間隔を置いてシャフト位置情報を与え
るへく電子的に処理される。適当な論理が回転方向の決
定を行うために使用され、またゼロマーカが設けられて
いる。基準波形ジェネレータ（２７）がセンサ（２５）
からの位置情報を利用する。この情報はセン正弦ターフ
ェイス（２６）によって所望通りに修正され、シャフト
に各角度位置についての各位相に必要な電流値を示す信
号を出力として提供し、所望の形状の位相トルクを得る
ものである。ジェネレータ（２７）はさらに“セットレ
ベル”入力を有し、このセットレベル入力は制御器また
はモニタ手段によって調整可能で、発生するトルクの実
際値を決定するためのものである。そして、これはジェ
ネレータによって呼び出される形状拘束（ｓｈａｐｅ　
ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔｓ）に従うものである。ジェネレ
ータ（２７）からの出力信号はロータ位置信号とセット
レベル入力の組み合わせによって決定される値のもので
あって、電流制御器（２８）に印加される。電流制御器
（２８）は基準電流波形の形でモータの４位相のそれぞ
れについて出力信号を与える。Embodiment A variable reluctance motor drive system that performs torque control and is an embodiment of the present invention is shown in FIG. This first
As shown in the figure, although the system is described below as having an internal torque control loop, in a typical practical configuration an external speed control loop is provided in which the torque is controlled at some set speed signal during system operation. It will be adjusted to match. 4-phase reluctance motor (23
) drives a load (24), which motor (23) is driven by a rotor position sensor (
25). This sensor (25) is, for example, an encoder that generates a stream of one or more pulses which are processed electronically to provide shaft position information at a series of angular intervals. Appropriate logic is used to determine the direction of rotation and a zero marker is provided. The reference waveform generator (27) is the sensor (25)
Use location information from. This information is modified as desired by the sensor sine surface (26) to provide the shaft with a signal as an output indicating the current value required for each phase for each angular position to obtain the desired shape of the phase torque. be. The generator (27) further has a "set level" input, which is adjustable by means of a controller or monitoring means and is for determining the actual value of the torque generated. And this is a shape constraint called by the generator
(constraints). The output signal from the generator (27) is of a value determined by the combination of the rotor position signal and the set level input and is applied to the current controller (28). A current controller (28) provides an output signal for each of the four phases of the motor in the form of a reference current waveform.

これらの基準波形はゲート信号あるいは入力をパワーコ
ンバータ（２９）に与え、コンバータ（２９）において
はモータの実際位相電流として基準電流波形を追跡せし
める。この目的のために各位相における実際電流を指示
する信号が電流制御器にフィードバックされ、それによ
って制御器（２８）からコンバータへ送られるゲート信
号が所望の位相電流を生成するよう働く。These reference waveforms provide gate signals or inputs to the power converter (29), which causes the reference current waveforms to be tracked as the actual phase currents of the motor. To this end, a signal indicating the actual current in each phase is fed back to the current controller, whereby a gating signal sent from the controller (28) to the converter serves to generate the desired phase current.

波形ジェネレータ（２７）と電流制御器（２８）は電流
値制御手段を構成する。この電流値制御手段によって各
ロータ位置における各ステータ巻線の励磁電流の関係瞬
時値が制御され、これによって付勢電流がモータの動作
中所望の位相トルクを得るために適当な波形をもち、位
相間の円滑なトルク転移ど“ハマブロ（ｈａｍｍｅｒ−
ｂｌｏｗ）″の最小化か得られる。本発明のシステムの
様々な構成に従えば、特定の波形が適当なアナログ手段
によって生成せしめられる。ある実施例においては、セ
ンサの出力が正弦波を提供するよう１１正され、各ロー
タ位置におけるその瞬時値が直接利用されて、巻線電流
のための適当な関係値を与える。ジェネレータ（２７）
および制御器（２８）によって構成される電流制御手段
はまた“セットレベル”信号に応答して各ロータ位置に
おける電流の絶対値を作り出す。一方、各地の位置の電
流値と比較されるその位置の電流の相対値かセンサによ
って信号化されるものとしてロータ位置によって決定さ
れる。The waveform generator (27) and the current controller (28) constitute current value control means. This current value control means controls the instantaneous value of the excitation current of each stator winding at each rotor position, so that the excitation current has an appropriate waveform and phase to obtain the desired phase torque during motor operation. Smooth torque transition between "Hammer-
According to various configurations of the system of the present invention, a particular waveform is generated by suitable analog means. In some embodiments, the output of the sensor provides a sine wave. 11 and its instantaneous value at each rotor position is used directly to provide the appropriate related value for the winding current.
The current control means constituted by and controller (28) also produces an absolute value of current at each rotor position in response to a "set level" signal. On the other hand, the relative value of the current at that location compared with the current value at each location is determined by the rotor position as signaled by the sensor.

可飽和可変リラクタンスモータの構成の閉ループ速度制
御を行うためのサーボ制御器を示すブロック線図が第２
図に示される。その第２図はまた、第１図の駆動システ
ムの電流値制御部分を拡大したものである。A block diagram illustrating a servo controller for closed-loop speed control of a saturable variable reluctance motor configuration is shown in FIG.
As shown in the figure. FIG. 2 also shows an enlarged view of the current value control portion of the drive system of FIG.

第２図は第１図のシステムの波形ジェネレータ（２７）
のブロック線図であって、消去可能型プログラマブル読
み出し専用メモリ（以下、ＥＰＲＯＭメモリと略記する
）　＜３２）〜（３５）を備えている。これらのＥＰＲ
ＯＭメモリは各増加ロータ角度における基準電流波形の
数字化値を保持する。エンコーダ（２５）からの信号が
インターフェイス（２６）によって電子的に処理され、
０．５°シャフト位置情報を与える。この情報はＥＰＲ
ＯＭメモリ（３２）〜（３５）をアドレスし、各０．５
°シャフト位置に対応する４位相電流値がＥＰＲＯＭメ
モリ出力において現われる。第１図の４位相モータ（２
３）の各位相電流波形はシャフト回転の各６０°セクタ
毎に周期的であって、各位相のための電流波形がその位
相におけるメモリ（３２）〜（３５）のうちの関係した
位置の１２０のロケーション内に記憶され、６倍にアク
セスされる。これはプロセッサまたはインターフェイス
（２６）とＥＰＲＯＭメモリとの間に挿入されたモジュ
ーロ−１２０純二進同期アップダウンカウンタによって
得られる。ここに生ずるディジタル位置情報は、処理さ
れて第２図に示される配列状態に４つのＥＰＲＯＭメモ
リのアドレスパルスを形成する。Figure 2 shows the waveform generator (27) of the system in Figure 1.
It is a block diagram of , and is provided with erasable programmable read-only memories (hereinafter abbreviated as EPROM memories) <32) to (35). These EPRs
The OM memory holds a digitized value of the reference current waveform at each incremental rotor angle. the signal from the encoder (25) is electronically processed by the interface (26);
Gives 0.5° shaft position information. This information is EPR
Address OM memories (32) to (35), each 0.5
A four-phase current value corresponding to the °shaft position appears at the EPROM memory output. The 4-phase motor (2
Each phase current waveform of 3) is periodic for each 60° sector of shaft rotation, such that the current waveform for each phase is stored in 120 of the relevant locations of memories (32)-(35) for that phase. locations and accessed 6 times more. This is obtained by a Modulo-120 pure binary synchronous up-down counter inserted between the processor or interface (26) and the EPROM memory. The resulting digital position information is processed to form the four EPROM memory address pulses in the arrangement shown in FIG.

第２図はまたモータ（２３）の閉ループ速度制御のため
の手段を示している。しかしながら、この詳細は本発明
には直接関係がない。タコジェネレータ（８１）からの
速度エラー電圧が実際速度信号を提供し、この信号が増
幅器（８２）において設定速度信号と比較される。生成
される速度エラーの信号はコンパレータ（８４）によっ
て検出され、ＥＰＲＯＭメモリ（３２）〜（３５）から
の適当な順方向または逆方向波形情報の選択を可能とす
る。一方、バイアスが回路（８３）によって速度エラー
信号に印加され、トルク受容信号ＶＲＥＦを作り出す。FIG. 2 also shows means for closed loop speed control of the motor (23). However, this detail is not directly relevant to the present invention. A speed error voltage from the tachogenerator (81) provides an actual speed signal which is compared to the set speed signal in an amplifier (82). The generated speed error signal is detected by a comparator (84) to enable selection of the appropriate forward or reverse waveform information from the EPROM memories (32)-(35). Meanwhile, a bias is applied to the speed error signal by circuit (83) to produce the torque acceptance signal VREF.

ある選択的な情報においては、下流側のＤＡ変換機およ
びデマルチプレクサに関連して４つのための基準電流波
形データの貯蔵には２つのＥＰＲＯＭメモリで十分であ
る。これによって４つの出力基準波形が生成される。こ
れらのメモリの貯蔵スペースはまた、数セットの波形を
保持せしめるに十分である。各波形はモータの異なった
速度範囲に適用され、かつこのシステムはモータ速度に
応じて適当な波形の選択を許容する。このシステムは絶
対値エンコーダあるいは増分オプチカルエンコーダから
操作可能で、これはロータ角度位置の必要な程度の確認
（ｎｅｃｅｓｓａｒｙ　ｄｅｇｒｅｅ　ｏｆ　１ｄｅｎ
ｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）を与える機能をもつリゾルバま
たはその他のセンサである。オプチカルエンコーダを使
用して１回転当たりの多数のパルスが引き出され、０．
２５°までの分解（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ　ｄｏｗｎ）
が得られる。In some cases, two EPROM memories are sufficient for storage of reference current waveform data for four in conjunction with downstream DA converters and demultiplexers. This generates four output reference waveforms. The storage space of these memories is also sufficient to hold several sets of waveforms. Each waveform is applied to a different speed range of the motor, and the system allows selection of the appropriate waveform depending on the motor speed. The system can be operated from an absolute encoder or an incremental optical encoder, which provides the necessary degree of confirmation of the rotor angular position.
tification). A large number of pulses per revolution are extracted using an optical encoder and 0.
Resolution down to 25°
is obtained.

ＥＰＲＯＭメモリに含まれる情報はディジタル化された
電流波形からなり、その理想的な例は第３図以下に示さ
れている。順および逆トルク出力のための波形が異なっ
たメモリバンクに貯蔵され、発生トルクの信号がコンパ
レータ（８４）からの入力に応答するＥＰＲＯＭメモリ
の特定のアドレスビットの制御下におかれる。位置情報
の原点は、好ましくは位相１（ｐｈａｓｅ　ｏｎｅ）の
最大リラクタンスの位置であって、波形は１つの完全電
気サイクル中貯蔵され、これは４位相比における６極ロ
ータの６０°機械角度に対応する。インター７エイスエ
レクトロニクス構造がシャフト回転の各６０゛後でアド
レスバスを原点にリセットする。かくして、シャフトが
回転するとき、ＥＰＲＯＭメモリデータ出力がモータに
おける正または負トルクを発生するに必要なディジタル
化電流波形を発生する。ＥＰＲＯＭメモリからの取り戻
し波形（ｒｅｔｒｉｅｖｅｄ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ）は
増倍ＤＡ変換器（以下、ＭＤＡＣ変換器という）　（３
６）〜（３９）に送られ、その出力は位相電流ディジタ
ル波形のアナログ形である。The information contained in EPROM memory consists of digitized current waveforms, an ideal example of which is shown in Figures 3 and below. The waveforms for the forward and reverse torque outputs are stored in different memory banks, and the generated torque signal is placed under the control of specific address bits of the EPROM memory responsive to inputs from the comparator (84). The origin of the position information is preferably the position of maximum reluctance in phase one, and the waveform is stored for one complete electrical cycle, which corresponds to a 60° mechanical angle of a 6-pole rotor at a 4 phase ratio. do. The Inter7Ace electronics reset the address bus to the origin after each 60° of shaft rotation. Thus, as the shaft rotates, the EPROM memory data output generates the digitized current waveform necessary to generate positive or negative torque in the motor. Retrieved waveforms from the EPROM memory are processed by a multiplication DA converter (hereinafter referred to as an MDAC converter) (3
6) to (39), the output of which is an analog form of the phase current digital waveform.

これらの出力が波形ジェネレータの最終出力を構成し、
各位相は個々の出力をもつ。These outputs constitute the final output of the waveform generator,
Each phase has an individual output.

それ故、最終段階においては、ディジタル電流波形がＭ
ＤＡＣ変換器（３６）〜（３９）および通常の比例／積
分／微分（以下、ＰＩＤと略記する）電流ループ（４６
ａ）〜（４６ｄ）によってモータ位相中の高電流レベル
において生成される。ディジタル波形が、まずＭＤＡＣ
変換機においてアナログに変換され、ここでトルク要求
信号を表わす基準電圧ＶＲＥＦが位相電流の全体の振幅
を制御するのに使用される。Therefore, in the final stage, the digital current waveform becomes M
DAC converters (36) to (39) and a normal proportional/integral/derivative (hereinafter abbreviated as PID) current loop (46)
a)-(46d) are generated at high current levels during the motor phase. The digital waveform is first converted to MDAC.
A reference voltage VREF, which is converted to analog in a converter and represents the torque demand signal, is used to control the overall amplitude of the phase currents.

各ＭＤＡＣ変換機の出力はそれのＥＰＲＯＭメモリから
の適当なディジタル電流波形の産物（ｐｒｏｄｕｃｔ）
であり、これが位相の付勢期間中の各位相電流の相対値
を決定する。また、これによってアナログ基準電圧ＶＲ
Ｉ：ｌ”も決定され、これはすへて４つの位相について
共通であって、位相巻線における付勢電流の絶対値を決
めるものである。これらのＭＤＡＣ変換器電圧は次いで
４つのＰＩＤ電流ループにおけるセットあるいはターゲ
ット電流となる。ＰＩＤ電流ループにおいては、通常の
ＦＥＴ入力動作増幅器を使用する。これらの電流ループ
は実際位相電流をして設定電流を追跡せしめるものであ
って、これはモータをドライブするパワーコンバータに
おけるパワー装置のスイッチ回数（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ
　ｔｉｍｅｓ）を制御することによって達成される。こ
れらの装置のスイッチ周波数は５ｋｌ（ｚに保持される
。これにはこの周波数における同期三角波を使用する。The output of each MDAC converter is the product of the appropriate digital current waveform from its EPROM memory.
, which determines the relative value of each phase current during the energization of the phase. In addition, as a result, the analog reference voltage VR
I:l'' is also determined, which is common for all four phases and determines the absolute value of the energizing current in the phase winding. These MDAC converter voltages are then determined by the four PID currents. This is the set or target current in the loop. PID current loops use conventional FET input operational amplifiers. These current loops actually force the phase current to track the set current, which is what drives the motor. The number of times the power device switches in the power converter being driven
This is achieved by controlling the The switching frequency of these devices is kept at 5kl (z; this uses a synchronous triangular wave at this frequency.

しかしなから、これより高い周波数を使用してもよい。However, higher frequencies may also be used.

本発明のレステムは、その静トルク特性と両立する可変
リラクタンスモータからの実質上任意の所望トルク出力
を生成する性能をもつ。加えて、トルク出力の大きさは
アナログ基準電圧ＶＲＥＦを変化することによって電子
的に制御され、その方向はＥＰＲＯＭメモリアドレスバ
ンクを適当なアドレスビットを介してスイッチすること
によって簡単に変えられる。The restem of the present invention has the ability to produce virtually any desired torque output from a variable reluctance motor compatible with its static torque characteristics. Additionally, the magnitude of the torque output is electronically controlled by varying the analog reference voltage VREF, and its direction is easily changed by switching the EPROM memory address bank via the appropriate address bits.

ＥＰＲＯＭメモリは実質上任意の基準波形を貯蔵するこ
とができるので、ポールオーバーラツプの初期急速トル
ク上昇の問題および終末に達する位相ロールオフポーシ
ョンとオーバーラツプを始める位相の上昇トルク部分の
間のスイッチングから生ずるトルクリプルを克服するた
めの様々な方策を採用することかできる。しかしながら
、好ましい方策としては、正弦波電流および正弦波正ト
ルク特性を利用するのがよい。この方策を充足するのに
ＥＰＲＯＭメモリの使用は高非直線正二重突極りラフタ
ンスモータにおいて生じる非理想性（ｎｏｎ−ｉｄｅａ
ｌ　１ｔｉｅｓ）を克服するための多方面利用協力手段
を提供する。特に、ＥＰＲＯＭメモリに貯蔵された電流
波形はどのような形状のものであっても、任意のモータ
に最も適当である。位相間にトルクオーバーラツプがあ
る限り、電流は常に一定トルク出力を与えるよう選択さ
れ得る。所要の電流波形は設定段階において、あるいは
実際の実験データの分析からコンピュータ手段によって
計算され得る。しかしながら、ここに記載の好ましい正
弦波方式はかかる個々の波形調整なしで満足なものとす
ることができる。特に、非理想性の問題は正弦波の場合
にはさほど重要でないことが知られている。Since the EPROM memory can store virtually any reference waveform, it eliminates the problem of initial rapid torque build-up of pole overlap and switching between the phase roll-off portion reaching the end and the rising torque portion of the phase starting the overlap. Various strategies can be adopted to overcome the resulting torque ripple. However, the preferred strategy is to utilize sinusoidal current and sinusoidal positive torque characteristics. The use of EPROM memory to fulfill this strategy eliminates the non-idealities that occur in highly nonlinear positive double salient pole roughtance motors.
1ties). In particular, the current waveform stored in the EPROM memory is of whatever shape is most suitable for any motor. As long as there is torque overlap between phases, the current can be selected to always provide a constant torque output. The required current waveform can be calculated by computer means at the setup stage or from analysis of actual experimental data. However, the preferred sinusoidal scheme described herein may be satisfactory without such individual waveform adjustments. In particular, it is known that the problem of non-ideality is not so important in the case of sine waves.

この方策の開ループ動作においては（これは第２図にお
いて入力オフセットバイアス回路（８３）およびほう方
向コンパレータ（８４）を除いたものに相当する）、ロ
ータシャフト位置θｔｌｅｃは、またディジタル位置セ
ンサ（２５）を使用して測定され、このディジタル位置
情報が処理されて各位相について４つの消去可能プログ
ラマブル読み出し専用メモリのアドレスバスを形成する
。In open-loop operation of this strategy (which corresponds to FIG. 2 without the input offset bias circuit (83) and direction comparator (84)), the rotor shaft position θtlec is also controlled by the digital position sensor (25). ) and this digital position information is processed to form four erasable programmable read-only memory address buses for each phase.

第３図に示すアナログ回路配置においては、速度ループ
エラー電圧が正または負トルクあるいはほとんどゼロの
小さい正または負のトルクの組み合わせを選択的するの
に使用される。In the analog circuit arrangement shown in FIG. 3, a speed loop error voltage is used to selectively select positive or negative torques or a combination of small positive or negative torques of near zero.

速度ループ増幅器（８６）は設定速度電流（Ｎｓｅｔ）
と実際モータ速度（Ｎａｃｔ）に比例する電流とを比較
し、かつそれを極めて大きな利得によって増倍して通常
のサーボシステムにおける如き速度ループエラー電圧を
生成する。このエラー電圧は、次いでコンパレータアナ
ログスイッチ回路（８７）によってトルク方向を制御す
るのに使用される。速度ループエラー電圧Ｖｅが高周波
（３（１０）ｋＨｚ）、低振幅（ｌ　Ｖｐｐ）三角波と
比較される。この回路の出力は１．Ｏｖより大きい入力
に対して完全に大きいか、あるいは完全に小さいかであ
って、いずれにしても要求される通りの全正トルクまた
は前記負トルクを与える。これらの場合に全体のモータ
トルクは絶対値オフセットバッファステージによって制
御され、この関係は第４図以下に示されている。１Ｖｅ
ｌ＜１．ＯＶのときには、コンパレータの出力は極めて
高い周波数のＰＷＭ信号であって、そのパルス幅が４つ
のアナログスイッチ（８８）、　（８９）、　（９０）
、　（９１）のスイッチングコントロールするのに使用
される。たとえば、これらのアナログスイッチは単極双
投多様式のもの（ＤＧ３０３　　シリコニックス（登録
商標）として知られているもの）がよい。これらのアナ
ログスイッチの出力は４つの引き下げレジスタ（ｐｕｌ
ｌ−ｄｏｗｎ　ｒｅｓｉｓｔｏｒｓ）＜９２ａ）〜（９
２ｄ）を介して引き下げられるものであるか、これらは
高周波数において基準電圧からアース電圧ヘスイッチさ
れるアナログ電圧を構成する。これらの高周波数ＰＷＭ
アナログ電圧は２順位低域フィルタ（９３ａ）〜（９３
ｄ）によって濾過される。各フィルタ（９３ａ）〜（９
３ｄ）はそれぞれ適当なカットオフ周波数を有し、モー
タシャフト位置の機能とじて必要な基準信号Ｖ、〜Ｖ、
ｌを与える。エラー電圧（Ｖｅ）がゼロを通過すると、
この回路からの基準波形もまた正から負のトルク電流に
スムーズに転移する。この場合の小さな正または負トル
ク電流の組み合わせは約Ｖｅ＝Ｏである。The speed loop amplifier (86) has a set speed current (Nset)
is compared with a current proportional to the actual motor speed (Nact) and multiplied by a very large gain to produce a speed loop error voltage as in a conventional servo system. This error voltage is then used to control torque direction by a comparator analog switch circuit (87). The velocity loop error voltage Ve is compared to a high frequency (3(10) kHz), low amplitude (l Vpp) triangular wave. The output of this circuit is 1. For inputs greater than Ov, either completely large or completely small, in any case giving the full positive torque or said negative torque as required. In these cases, the total motor torque is controlled by an absolute value offset buffer stage, and this relationship is shown in FIGS. 4 et seq. 1Ve
l<1. When in OV, the output of the comparator is a very high frequency PWM signal whose pulse width is connected to the four analog switches (88), (89), (90).
, (91) is used to control the switching. For example, these analog switches may be single-pole, double-throw, versatile (known as DG303 Siliconics®). The outputs of these analog switches are connected to four pull-down resistors (pul
l-down resistors)<92a)~(9
2d), these constitute an analog voltage that is switched from the reference voltage to the ground voltage at high frequencies. These high frequency PWM
The analog voltage is passed through two-order low-pass filters (93a) to (93
d). Each filter (93a) to (9
3d) are the required reference signals V, ~V, each with a suitable cut-off frequency as a function of the motor shaft position.
give l. When the error voltage (Ve) passes through zero,
The reference waveform from this circuit also transitions smoothly from positive to negative torque current. The combination of small positive or negative torque currents in this case is approximately Ve=O.

６極機のためのアナログスイッチへ適用される基本周波
数電圧信号ＡおよびＢの最大基本周波数は次の通りであ
る。The maximum fundamental frequency of the fundamental frequency voltage signals A and B applied to the analog switch for a six-pole machine is:

ｆｍ　＝　６　ｆｔ１ｉｏで２ ここに、ｆ顧険はモータ速度ＨｚＸｒ？＋ｔａｘはトラ
ンスデユーサの基準電流の周波数である。fm = 6 ft1io = 2 Here, f is the motor speed HzXr? +tax is the frequency of the transducer reference current.

４５（１０）ｒｐａ＋のモータ速度については、ｒｍｇ
は４５〇七であり、したがって低域フィルタのカットオ
フ周波数はこの値より十分大きくならなければならない
。低域フィルタの設計に当たっては、本発明の実施例に
関しこの点を考慮することか必要である。なんとなれば
、入力信号の如何なる位相ずれも容認できないからであ
る。もし、位相ずれが起こると、無用なカウンタトルク
電流が合成され、モータの効率を低下する可能性がある
からである。第３図はまたインバータ（９４ａ）および
（９４ｂ）並びにダイオード（９５ａ）〜〈９５ｄ）を
図示しているが、これらによって正弦および余弦波Ａお
よびＢが所望の絶対値波形ＩＡ１．ｌλ１．ＩＢ＋およ
び１百１に変換され、アナログスイッチ（８８）〜（９
１）の入力を与えるものである。For a motor speed of 45 (10) rpa+, rmg
is 4507, so the cutoff frequency of the low-pass filter must be much larger than this value. When designing a low-pass filter, it is necessary to take this point into consideration for embodiments of the present invention. This is because any phase shift in the input signal is unacceptable. This is because if a phase shift occurs, unnecessary counter torque currents will be synthesized, potentially reducing the efficiency of the motor. FIG. 3 also illustrates inverters (94a) and (94b) and diodes (95a)-(95d), which allow sine and cosine waves A and B to be converted into the desired absolute value waveforms IA1. lλ1. Converted to IB+ and 101, analog switches (88) to (9
1).

低域フィルタ段階からの出力において、基本基準電流波
形Ｖ、〜Ｖ４は速度ループエラーが増加または減少する
とき、要求電流レベルが変化して所要のトルクを生ずる
ように処理されなければならない。これは先に述べた実
施例においてすでに述べたように、速度エラー電圧Ｖｅ
の絶対値によるこれらの出力基準電圧の増倍を必要とす
る。なんとなれば、電流方向の反転はリラクタンスモー
タにおける発生トルクに影響を及ぼさないからである。At the output from the low pass filter stage, the basic reference current waveform V, ~V4 must be processed so that as the speed loop error increases or decreases, the required current level changes to produce the required torque. As already mentioned in the previous embodiment, this is due to the speed error voltage Ve
requires multiplication of these output reference voltages by the absolute value of . This is because reversing the current direction does not affect the torque generated in the reluctance motor.

これは通常の増幅器およびコンパレータを使用すること
によって実施することができる。閉ループ速度コントロ
ールにおいてはまたバイアスから導入するのがよい。第
１実施例において示す如く、これによって低速反動動作
特性（ｄｙｎａｍｉｃ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）か改
良され、かつ基準電流波形によって増倍される最終処理
エラー電圧が改良され、モータにおける要求される電流
レベルを生ぜしめることになる。This can be implemented using conventional amplifiers and comparators. Closed loop speed control may also be introduced from the bias. As shown in the first embodiment, this improves the low speed reaction dynamic performance and improves the final processing error voltage multiplied by the reference current waveform to produce the required current level in the motor. become.

第４図は６０−タ極、８ステータ極に適した（但し、こ
れに限られるものではない）アナログ回路構成を線画的
に略示で示す。このモータは斜めの極（ｓｋｅｗｅｄ　
ｐｏｌｅｓ）を有するもので、ロータ角度特性に対して
実質上正弦波静トルクを有する。センサ（２５）が１つ
の出力をもつように配置され、この出力は直角位相にあ
る２つの三角波形状であり、かつ６０°機械角度におい
て周期的なものである（ｔｗｏ　ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ
　ｗａｖｅ−ｆｏｒｍｓ　ｉｎ　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
　ａｎｄｃｙｃｌｉｃ　ｉｎ　６０°ｍｅｃｈａｎｉｃ
ａｌ）。これらの信号はコンバータ（７５）によって正
弦波波形に変換され、正弦および余弦波を与える。正弦
および余弦波は、この実施例におけるスムーズなトルク
出力を得るための正しい基準電流波形を形成するよう作
用する。FIG. 4 schematically shows in line drawing an analog circuit configuration suitable for (but not limited to) 60-stator poles and 8-stator poles. This motor has skewed poles
poles) and has a substantially sinusoidal static torque with respect to the rotor angle characteristics. The sensor (25) is arranged to have one output, which is in the form of two triangular waves in quadrature and periodic at 60° mechanical angle.
wave-forms in quadrature
andcyclic in 60°mechanic
al). These signals are converted to sinusoidal waveforms by a converter (75), giving sine and cosine waves. The sine and cosine waves act to form the correct reference current waveform for smooth torque output in this embodiment.

正および負トルクは各位相巻線が付勢されるときのロー
タの位置に応じてリラクタンスモータ内で作り出される
ので、正半正弦波が正トルクのための位相（１）に関連
するときには送信半余弦波が位相（２）と関連されなけ
ればならず、送信半正弦半波と位相（３）並びに正余弦
半波と位相（４）の関係も同様である。負トルクの場合
、位相シーケンスは、負半正弦波を、正余弦半波、正正
弦半波および運賃余弦半波に変換される。■方向電流の
みが゛各位相に要求されるので、二象限パワーコントロ
ーラ（ｔｗｏ−ａａｕａｄｒａｎｔ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏ
ｎｔｒｏｌｌｅｒ）が１方向のみの電流に応答するよう
設けられる。それ故、その出力はそれに適用される全波
形の各々について半サイクルであり、各位相は同一極性
の半波によって順次付勢される。Positive and negative torques are created in the reluctance motor depending on the position of the rotor when each phase winding is energized, so when the positive half sine wave is associated with phase (1) for positive torque, the transmit half The cosine wave must be related to phase (2), as is the relationship between the transmit half-sine wave and phase (3) and the sine half-sine wave and phase (4). For negative torque, the phase sequence is converted from a negative half-sine wave to a positive half-cosine wave, a positive half-sine wave, and a negative half-cosine wave. ■Since only directional current is required for each phase, a two-quadrant power controller (two-quadrant power controller)
controller) is provided to respond to current in only one direction. Therefore, its output is half a cycle for each of the total waveforms applied to it, and each phase is sequentially energized by a half wave of the same polarity.

第４図においてセンサインターフェイス（２６）からの
別の出力が速度出力信号を提供する。この速度出力信号
は速度要求信号と関連する速度コントローラ（７６）へ
の入力を与える。速度コントローラ（７６）の出力がト
ルク要求信号である。このトルク要求信号はコンバータ
（７５）によって発生せしめられる正弦または余弦波の
１つとともに、それらのアナログマルチプライヤ（７７
）または（７８）に適用される。マルチプライヤ（７７
）の出力は正弦波であり、マルチプライヤ（７８）の出
力は余弦波である。そして、これらの出力信号の相対瞬
時・値はコンバータ（７５）によって定められる正弦お
よび余弦波に従うものである。一方、それらの絶対値は
トルク要求信号によって設定される。本発明の制御シス
テムに使用される規則正弦波の場合には、このトルク要
求信号は波のピークであって、これが波に沿うすべての
点における電流レベルを決定するものである。しかし、
これは他の波形の場合には、必ずしもそうはならない。Another output from the sensor interface (26) in FIG. 4 provides a speed output signal. This speed output signal provides an input to a speed controller (76) that is associated with the speed request signal. The output of the speed controller (76) is the torque request signal. This torque demand signal is combined with one of the sine or cosine waves generated by the converter (75) and their analog multiplier (77).
) or (78). Multiplier (77
) is a sine wave, and the output of the multiplier (78) is a cosine wave. The relative instantaneous values of these output signals then follow the sine and cosine waves defined by the converter (75). On the other hand, their absolute values are set by the torque request signal. In the case of a regular sine wave used in the control system of the present invention, this torque demand signal is the peak of the wave, which determines the current level at every point along the wave. but,
This is not necessarily the case with other waveforms.

アナログマルチプライヤに続いて正弦波および余弦波か
それぞれ逆正弦および余弦波によって並列化され、これ
らの４つの信号が電流コントローラ（７９）に適用され
、ここで位相巻線からの電流フィードバック信号が正弦
および余弦信号と結合されて、パワーコンバータ（２９
）のための実際電流要求信号を与える。電流コントロー
ラ〈７９〉からの最終出力信号かコンパレータ（８０）
に印加される。コンパレータ（８０）は公知の方法での
パルス変調のための高周波人力を有する。ＰＭＷ入力は
それぞれの場合に電流コントローラ（７９）からの設定
レベル信号によって変調され、かくして生ずる出力が２
つの二象限パワーコンバータ（ｔｗｏ−ｑｕａｄｒａｎ
ｔ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）（２９＞のため
の前述した電流要求信号を与える。Analog multipliers followed by sine and cosine waves or inverse sine and cosine waves, respectively, are parallelized and these four signals are applied to a current controller (79) where the current feedback signals from the phase windings are sine and cosine waves. and cosine signal to the power converter (29
) gives the actual current demand signal for Final output signal from current controller <79> or comparator (80)
is applied to The comparator (80) has a high frequency input for pulse modulation in a known manner. The PMW input is in each case modulated by a set level signal from the current controller (79), so that the resulting output is 2
two-quadran power converter
t power converter) (29>).

オーバーラツプの開始時期における初期急速トルク上昇
の問題、並びに終端に至る位相のロールオフ部分と位相
開始径オーバーラツプの上昇トルク部分との間のスイッ
チングから生じるトルクリプルを解決するためにランプ
電流値（ｒａｍｐｅｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｍａｇｎｉｔ
ｕｄｅｓ）を利用する方策が第５図に示されている。こ
の図は略画的に書いたもので、同等特別の機械的特性を
示すためのものではない。静位相トルク（１）が位相Ａ
およびＢについてのロータ角度に対して示されていると
ともに、比較的スムーズなモータトルクを生せしめるた
めにこれらの位相に適用されるべき電流波形（ｉ）が示
されている。この手段をとるときには、１つの位相（た
とえば、位相Ａ）に入るスイッチ電流か制御された比率
で直線的に上昇するが、これは初期の鋭い立ち上がりの
静トルク直後に始まるものであって、それ故モータの動
作中にこの位相によって生ずるトルク（Ｔ）は、極オー
バーラツプの進行中において現われる静トルク曲線の実
質上一定のトルク部分に対応したトルクの定常レベルま
で電流上昇率に対応した制御された比率で上昇する。位
相Ａにおける電流はこの一定トルク領域の終端まで同様
にランプダウン（ｒａｍｐｅｄ　ｄｏｗｎ）され、この
領域は位相Ｂの電流がその制御された上昇を始める位置
において開始するものである。かくして、各巻線が付勢
される間、ロータ回転の角度増加の中間部分において電
流値か実質上一定に保たれる。付勢の初期および終端部
はそれぞれ上昇電流値および降下電流値を有し、図示さ
れる如くロータ回転の角度増加の初期部分における電流
の増加率は終末部分における電流の減少率と同一である
。これらの電流曲線間の共通部分の適当な選択によって
実質上りプルのない全体モータトルクを静トルク特性の
鋭い立ち上がり初期部分によって引き起こされ、衝撃力
で作り出すことができる。モータの動作中における位相
トルクは、適当な段階における個々の位相巻線の付勢に
よって生ずる個々の静トルク特性のそれらの部分の連続
である。位相間の各転移における正味モータトルクは、
転移中における個々の位相トルクを加算することによっ
て計算される。第５図の手段をとるときに要求される波
形は、計算または経験によって作り出され、゛かつ第１
図に従ったシステムによって動作するよう構成すること
ができる。たとえば、ジェネレータ（２７）の適当なア
ナログ構成がこれに適している。To solve the problem of the initial rapid torque rise at the start of the overlap, as well as the torque ripple resulting from switching between the roll-off portion of the phase leading to the end and the rising torque portion of the phase start diameter overlap, the ramped current magnet value is
udes) is shown in FIG. This figure is drawn schematically and is not intended to represent equivalent or specific mechanical properties. Static phase torque (1) is phase A
and B, and the current waveform (i) that should be applied to these phases to produce a relatively smooth motor torque. When this measure is taken, the switch current entering one phase (e.g., phase A) rises linearly at a controlled rate, starting immediately after the initial sharp rise of the static torque; The torque (T) produced by this phase during operation of the motor is controlled in response to the rate of current rise up to a steady state level of torque corresponding to the substantially constant torque portion of the static torque curve that appears during the course of the polar overlap. increase in proportion. The current in phase A is similarly ramped down to the end of this constant torque region, which begins at the point where the current in phase B begins its controlled rise. Thus, the current value remains substantially constant during the intermediate portion of the angular increments of rotor rotation while each winding is energized. The initial and terminal portions of energization have rising and falling current values, respectively, and as shown, the rate of increase in current during the initial portion of the angular increase in rotor rotation is the same as the rate of decrease in current during the final portion. By appropriate selection of the intersection between these current curves, an overall motor torque with virtually no upward pull can be produced in the impulse force caused by the sharp initial rise portion of the static torque characteristic. The phase torque during operation of the motor is a continuation of those portions of the individual static torque characteristics caused by the energization of the individual phase windings in the appropriate stages. The net motor torque at each transition between phases is
Calculated by adding the individual phase torques during the transition. The waveforms required when taking the steps in FIG.
The system can be configured to operate according to the diagram. For example, a suitable analog configuration of the generator (27) is suitable for this.

しかしながら、かかるランプ電流（ｒａｍｐｅｄ　ｃｕ
ｒｒｅｎｔｓ）は特に高速回転のジェネレータのアナロ
グ的な適用の如き電流制御手段によって経済的な構造で
、容易く合成されるとは限らない。加えて、位相対位相
トルク転移は同様のランプ（ｒａｍｐｅｄ＞によって各
継続的転移について必ずしも平滑化されない。特に、転
移部分における静トルクの精密な形状はある程度まで極
の極性によって影響され、転移が起こる対極間の極性に
よって影響され、かつ各転移について必ずしも同一でな
い。したがって、個々のアナログランプジェネレータか
各位相についての位相転移のために特別に調整されるこ
とが必要である。加えて、第５図から明らかなように、
各位相の潜在トルク発性能力の一部分は十分には利用さ
れないか、または全く利用されないので多くの場合必ず
しも容認できないものではないが、機械の疲労が避けら
れる（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ　ｄｅｒａｔｉｎｇ　ｏｆ　
ｔｈｅ　ｍａｃｈｉｎｅ）。　したがって、別の方策を
採用するときには、ロータ角度特性に対する静トルクの
形状は極オーバーラツプの初期におけるトルク上昇率を
容易くするために修正され、したがって位相電流をして
極オーバーラツプの初期開始中におけるスイッチを許容
し、しかも電流制御手段は第５図に示されるが如く特性
をもつこのオーバーラツプの段階において現われるトル
クの突然の変化を考慮する必要がない。However, such a ramped current (rampped cu
rrents) are not always easily synthesized in an economical construction, especially by current control means such as analog applications of high-speed generators. In addition, the phase-to-phase torque transition is not necessarily smoothed for each successive transition by a similar ramp. In particular, the precise shape of the static torque at the transition section is influenced to some extent by the polarity of the poles at which the transition occurs. is affected by the polarity between the opposite electrodes and is not necessarily the same for each transition.Therefore, it is necessary to have individual analog ramp generators or specifically tuned for the phase transition for each phase.In addition, FIG. As is clear from
Effective derating of the machine is avoided, although in many cases this is not necessarily unacceptable as a portion of the potential torque generating capacity of each phase is not fully utilized or utilized at all.
the machine). Therefore, when adopting an alternative strategy, the shape of the static torque relative to the rotor angular characteristic is modified to facilitate the rate of torque rise during the initial onset of polar overlap, thus making the phase currents more likely to switch during the initial onset of polar overlap. Tolerating, moreover, the current control means need not take into account the sudden changes in torque that occur during this overlap phase, which is characterized as shown in FIG.

第６図に示される４位相機の実施例においては、位相Ａ
およびＢのための静トルク（１）か修正され、それによ
って同時出願の明細書に記載の技術的手段によってそれ
らが実質上正弦波となるようにされ、そして各位相は補
足的正弦波励磁電流（ｉ＞とともに移行される。したが
って、動作条件下におけるモータ位相トルク（Ｔ）は正
弦二乗曲線（ｓｉｎｅｓｑｕａｒｅｄ　Ｃｕｒｖｅｓ）
であり、これは位相電流の異なったレベルにおける静ト
ルク極性をプロットすることによって図示できるもので
、ロータの次の角度部分における各位相電流に対応する
適当なトルク値をモータトルク線図に移すことによって
動作中のフェイストルクを定めることができるものであ
る。数学的な考慮をすると、静トルクｔ△、ｔＢ等々を
は次式で表わされる。In the four-phase machine embodiment shown in FIG.
The static torques (1) for and Therefore, the motor phase torque (T) under operating conditions is sine squared curves.
, which can be illustrated by plotting the static torque polarity at different levels of phase current, and by transferring the appropriate torque value corresponding to each phase current in the next angular section of the rotor to the motor torque diagram. The face torque during operation can be determined by Considering mathematically, the static torques tΔ, tB, etc. are expressed by the following equations.

ｔＡ＝Ｋｔ、　Ｉ　、５ｉｎ（ｅ）およびｔＢ　＝Ｋｔ
、　Ｉ　、Ｓｉｎ＜θ＋９０°）＝Ｋｔ、　Ｉ　、Ｃｏ
５（θ）等々ここに、Ｋｔはモータ定数であって、位相
電流ｉハおよび１８については次式によって与えられる
。tA = Kt, I, 5in(e) and tB = Kt
, I, Sin<θ+90°)=Kt, I, Co
5(θ), etc., where Kt is a motor constant, and the phase currents i and 18 are given by the following equation.

ｉ＾＝　Ｉｐ、５ｉｎ（θ）およびｉＢ　＝　Ｉ　Ｏ，
Ｃ０５（θ）等々ここに、ｉｐはピーク電流で、モータ
の動作中の位相トルクＴＡ　、ＴＢ等は次式で与えられ
る。i^= Ip, 5in(θ) and iB = I O,
C05(θ), etc., where ip is the peak current, and the phase torques TA, TB, etc. during motor operation are given by the following equations.

Ｔ　　＝Ｋｔ、　Ｉｐ、５ｉｎ２（［３）、およびＴ　
　＝Ｋｔ、　ｉｐ、Ｃｏ５２（θ）等々したかって、第
６図に示される位相Ａと位相８間の９０°の位相変位は
位相Ａについてのモータの動作中の位相トルクが正弦の
自乗に比例するとき、位相Ｂのそれは余弦の自乗に比例
する。各位相の飽和領域並びに同様の磁性回路状態にお
ける動作を考えて、位相間の変位中におけるモータによ
って与えられるトルクは一定に保たれる。なんとなれば
、同一角度の正弦および余弦の自乗の合計か１に等しく
なるからである。この実施例は、台形の波形の供給の場
合に好ましいというのは、正弦波波形は突然の転移点に
おいて機械波あるいは台形波の場合よりも緩やかな変化
をもち、トルクの鋭い変化が避けられるからである。こ
れに加えて、斜めロータ（ｓｋｅｗｄ　ｒｏｔｏｒ）を
有し、対応正弦波付勢電流が供給される機械は、従来の
公知の機械よりも遥かに静粛である。そして、電流はト
ルクを上昇することによって重要な仕事をすることかで
きるときにのみ（そして、そうすることかできるときに
はいつでも）巻線に適用されるので、従来の極をもった
装置におけるよりも銅の有効な使用ができ、銅損を減少
せしめることができるのである。T = Kt, Ip, 5in2 ([3), and T
=Kt, ip, Co52(θ), etc. Therefore, the 90° phase displacement between phase A and phase 8 shown in Figure 6 means that the phase torque during operation of the motor for phase A is proportional to the square of the sine. Then, the phase B is proportional to the square of the cosine. Considering operation in the saturation region of each phase as well as similar magnetic circuit conditions, the torque imparted by the motor during the transition between phases remains constant. This is because the sum of the squares of the sine and cosine of the same angle is equal to 1. This embodiment is preferred in the case of a trapezoidal waveform supply, since the sinusoidal waveform has a more gradual change at the abrupt transition point than the mechanical or trapezoidal wave case, avoiding sharp changes in torque. It is. In addition to this, machines with skewed rotors and supplied with corresponding sinusoidal energizing currents are much quieter than previously known machines. And since current is applied to the windings only when it can do significant work by increasing the torque (and whenever it can), it is better than in conventional poled devices. Copper can be used effectively and copper loss can be reduced.

位相付勢の各期間中の付勢位相電流の相対値は、第５図
および第６図に示される種類の波形によって実質的に定
められる。全体または絶対電流値は、設定レベルまたは
このシステムへの他の制御入力に応答する付勢パターン
に一致して、かつ操作中のモータ自身によって与えられ
るフィードバック信号によって確立される。The relative values of the energizing phase currents during each period of phase energizing are substantially determined by waveforms of the type shown in FIGS. 5 and 6. The total or absolute current value is established by a feedback signal provided by the operating motor itself, consistent with an energization pattern in response to a set level or other control input to the system.

可飽和可変リラクタンスモータの動作パラメータ関係を
揃える方法が第７図を参照して以下に述べることとする
。A method of aligning the operating parameter relationships of a saturable variable reluctance motor will be described below with reference to FIG.

第７図に示されるように、モータ（２０１）が負荷（２
０２）に連結される。ストレインゲージトランスデユー
サ（２０３）がモータおよび負荷を連結するシャフト（
２０４）上に取り付けられる。トランスデユーサ（２０
３）は回転変圧器（図示せず）を介して測定表示ユニッ
ト（２０５）に連結されている。このユニット（２０５
）は測定トルクを表示するのに適しており、アナログ出
力端子を備えていて、この端子においてトルクに比例す
る電圧が得られるようになっている。モータの負荷とは
反対側のシャフト（２０５）から自由端の取り付けられ
た増分エンコーダ（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ　ｅｎｃｏ
ｄｅｒ）（２０６）またはその他の適当なセンサがアナ
ログＸ−Ｙプロッタ（２０７）にエンコーダインターフ
ェイス回路（２０８）およびロータ角度θ−軸駆動回路
（２０９）を介して連結される。この動作は後述する。As shown in FIG. 7, the motor (201) is connected to the load (2
02). The strain gauge transducer (203) connects the motor and load to the shaft (
204) attached above. Transducer (20
3) is connected to the measurement and display unit (205) via a rotary transformer (not shown). This unit (205
) is suitable for displaying the measured torque and is equipped with an analog output terminal at which a voltage proportional to the torque is available. An incremental encoder is attached at the free end from the shaft (205) opposite the motor load.
der) (206) or other suitable sensor is coupled to the analog X-Y plotter (207) via an encoder interface circuit (208) and a rotor angle θ-axis drive circuit (209). This operation will be described later.

Ｘ−Ｙプロッタの別の流力がユニット（２０５＞のトル
ク−アナログ電圧出力によって与えられる。Another flow force of the X-Y plotter is provided by the torque-analog voltage output of the unit (205).

トルクプロットを得るために、トルク測定ユニット＜２
０５）のトルクアナログ出力がプロッタのＹ軸入力に送
られ、Ｘ軸入力にシャフト位置に比例する電圧が送られ
る。To obtain a torque plot, use a torque measuring unit <2
The torque analog output of 05) is sent to the Y-axis input of the plotter, and a voltage proportional to shaft position is sent to the X-axis input.

ロータ角度θ−軸駆動回路（２０９）がエンコーダクロ
ックを計数し、積分計数値をアナログ電圧に変換するこ
とによってシャフト角度に比例したアナログ電圧を生成
する。これにはＤＡ変換器が使用される。この回路は次
の部分から構成される。The rotor angle θ-axis drive circuit (209) counts the encoder clock and converts the integral count value into an analog voltage, thereby generating an analog voltage proportional to the shaft angle. A DA converter is used for this. This circuit consists of the following parts:

（１）モジューロ７２〇二進アツプダウンカウンタ（２
）１０−ビットＤＡ変換器回路 カウンタモジューロ７２０を計数、したがって各カウン
タの出力ワードは０．５°クロック信号をもって７２０
角度シャフト位置の１つに対応する。(1) Modulo 720 binary up-down counter (2
) 10-bit DA converter circuit counter modulo 720, so each counter's output word counts 720 with a 0.5° clock signal.
Corresponds to one of the angular shaft positions.

ＣＭＯＳ　　４０１９３　４ビット同期アップダウン二
進カウンタ　ｉ、ｃ（ＣＭＯＳ　　４０１９３　４−ｂ
ｉｔ　５ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　ｕｐ／ｄｏｗｎ　ｂｉ
ｎａｒｙ　ｃｏｕｎｔｅｒ　ｉ、ｃ）を含むカウンタ回
路が使用される。これは各別のアップおよびダウンクロ
ック人力とともに同期並列負荷マスターリセット入力を
有する。２つの手段位置に達するカウンタの検出は次の
如くである。CMOS 40193 4-bit synchronous up/down binary counter i, c (CMOS 40193 4-b
it's 5ynchronous up/down bi
A counter circuit including nary counter i,c) is used. It has a synchronous parallel load master reset input with separate up and down clock inputs. The detection of the counter reaching two means positions is as follows.

（ｉ）カウンタ７２０を計数したとき（すなわち、ち、
２（１０）　ｈｅｘまたは１ｏｔｔｏｔｏｏｏｏ二進数
）適当な１　、Ｃ，ゲートによってゼ叫こリセットされ
る。(i) When counting the counter 720 (i.e.,
2 (10 hex or 1 ottoooo binary) is reset by the appropriate 1, C, gate.

手動操作によってリセット装置を設けてもよい。A reset device may also be provided by manual operation.

（ｉｉ）カウンタがゼロを計数し終わるに至ると次のダ
ウンクロックパルスに７１９（すなわち、２ＣＦ　ｈｅ
ｘまたは１０１１（１０）１１１に進数）にプリセット
される。これはｌ　Ｏ２３（３ＦＦ　ｈｅｘ、二進数で
１１１１１１１１１１）が表わされたことを検出するこ
とによって行うことができる。このコードはゼロを計数
に続く次のコードであって、適当な集積回路を使用した
並列負荷入力、すなわち７１９によって与えられる値を
もってカウンタを直ちに並列負荷（ｐａｒａｌｌｅｌ−
１ｏａｄｉｎｇ）するものである。(ii) When the counter finishes counting zero, the next down clock pulse is 719 (i.e. 2CF he
x or 1011 (10) in base 111). This can be done by detecting that l O23 (3FF hex, 1111111111 in binary) is represented. This code is the next code after counting zero that immediately loads the counter with the value given by the parallel load input, i.e. 719, using a suitable integrated circuit.
1 loading).

ＩＯビット出力カウンタワードがマルチプライヤＤＡＣ
に直接送られ、たとえば次の出力電圧を生ずる。IO bit output counter word is multiplier DAC
for example, to produce the following output voltage:

ここで、Ｎは特定のＤＡＣの場合の二進入力の十進対応
値である。このトルクプロットシステムはトルクを測定
し、０．５°の位置分解にプロットさせることを可能に
する。これは、同時出願の「可変速度可変リラクタンス
電気機械ヨの発明の１つの主題を形成する機械の如き可
変リラクタンス電気機械をＤＣ条件下で使用する場合の
トルクプロットを生せしめるのに使用できる。ここに、
生成せしめ得るトルク曲線には２つの型かある。　　・
トルク／角度曲線は、１つの位相についての静トルクが
位相位置の最大リラクタンス点からの角度変位のパラメ
ータとしてＤＣ位相電流をプロットされる曲線である。where N is the decimal equivalent of the binary input for a particular DAC. This torque plot system allows torque to be measured and plotted to a position resolution of 0.5°. This can be used to generate torque plots when a variable reluctance electric machine is used under DC conditions, such as the machine that forms one subject of the invention of the co-pending Application Variable Speed Variable Reluctance Electric Machine. To,
There are two types of torque curves that can be generated.・
A torque/angle curve is a curve in which the static torque for one phase is plotted against the DC phase current as a parameter of the angular displacement of the phase position from the point of maximum reluctance.

これらのトルク／角度曲線間を生成するのには、負荷（
２０２）とトルクトランスデユーサ（２０３＞間の連結
部に直線の棒が取り付けられ、その出力がＸＹプロッタ
（２０７）のＹ軸（垂直）入力に送られる。この棒を使
用してシャフトが手によって所望角度間隔だけ回転され
、その間定電流がテスト状態の位相に流れる。プロッタ
のＸ軸（水平）入力はロータ角度〇−軸駆動回路から駆
動され、これがロータ角度位置に比例した電圧を生成す
る。To generate between these torque/angle curves, the load (
A straight rod is attached to the connection between the torque transducer (202) and the torque transducer (203>) and its output is sent to the Y-axis (vertical) input of the XY plotter (207). The plotter's X-axis (horizontal) input is driven from the rotor angle 0-axis drive circuit, which generates a voltage proportional to the rotor angular position. .

特性曲線の第２のタイプはトルク／電流曲線である。こ
の曲線においては、１つの位相の静トルクが位相電流の
関数として固定パラメータとして原点からの角度変位を
もってプロットされる。この曲線を作るのには、ロータ
は所望の角度位置にロックされる。直流電流がテスト中
の位相に可変レジスタおよび分流器（ｃｕｒｒｅｎｔ　
５ｈｕｎｔ）を介して供給される。位相電流によって分
流器端子を跨いで発生する電圧がＸＹプロッタのＸ軸を
駆動するのに使用される。一方、トルクは垂直Ｙ軸にお
いて測定されるのは前述したとおりである。可変リラク
タンスが電流を直線的に増加するのに使用され、かくし
て１つの角度位置についてのトルク／電流曲線が得られ
る。The second type of characteristic curve is a torque/current curve. In this curve, the static torque of one phase is plotted as a function of the phase current with the angular displacement from the origin as a fixed parameter. To create this curve, the rotor is locked in the desired angular position. Direct current is connected to the phase under test by a variable resistor and a current shunt.
5hunt). The voltage developed across the shunt terminals by the phase currents is used to drive the X-axis of the XY plotter. On the other hand, as described above, torque is measured on the vertical Y axis. A variable reluctance is used to increase the current linearly, thus obtaining a torque/current curve for one angular position.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の一実施例に可変リラクタンスモータ駆
動システムのブロック線図、 第２図はその可変リラクタンスモータの制御システムの
模型画的線図、 第３図は本発明の制御システムのアナログ適用を示すブ
ロック線図、 第４図は本発明に従った制御機構を有する駆動機構の別
のアナログ適用実施例のブロック線図、第５図は個々の
位相トルク間のスムーズな転移を生せしめるためにラン
プまたは台形電流波形および動作中に生ずるモータトル
クを使用して四相可変リラクタンスモータの２つの位相
のためのロータ角度に対する静トルク特性を示すための
線図、第６図は第５図と同様の線図であって、正弦波静
トルク対ロータ角度特性を示し、かつ正弦波電流波形を
使用し、別のモータ制御手段を示す図、第７図は機械ロ
ータ角度に対するリラクタンスモータ静トルクをプロッ
トする方法を示す図であ（２３）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・リラクタンスモータ（２４）・・・・
・・・・・・・・・・・・・・負荷（２５）・・・・・
・・・・・・・・・・・・・ロータ位置センサ（２６）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・センサインター
フェイス（２７）・・・・・・・・・・・・・・・・・
・基準波形ジェネレータ（２８）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・電流調整器（２９）・・・・・・・・
・・・・・・・・・・４位相パワーコンバータ（３０）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・モータシャフト
特許出願人　　コルモーゲン　テクノロジイズコーポレ
イションFig. 1 is a block diagram of a variable reluctance motor drive system according to an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a schematic diagram of a control system for the variable reluctance motor, and Fig. 3 is an analog of the control system of the present invention. 4 is a block diagram of another analogue application embodiment of a drive mechanism with a control mechanism according to the invention; FIG. 5 is a block diagram illustrating a smooth transition between the individual phase torques; FIG. Diagrams to show the static torque characteristics versus rotor angle for two phases of a four-phase variable reluctance motor using a ramp or trapezoidal current waveform and the motor torque occurring during operation, Figure 6 is Figure 5 Figure 7 is a diagram similar to illustrating sinusoidal static torque vs. rotor angle characteristics and using a sinusoidal current waveform and illustrating an alternative motor control means. This is a diagram showing how to plot (23)...
...Reluctance motor (24) ...
・・・・・・・・・・・・・・・Load (25)・・・・・・
・・・・・・・・・・・・Rotor position sensor (26)
・・・・・・・・・・・・・・・・・・Sensor interface (27)・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・Reference waveform generator (28)...
・・・・・・・・・Current regulator (29)・・・・・・・・・
・・・・・・・・・4-phase power converter (30)
・・・・・・・・・・・・・・・・・・Motor shaft patent applicant Kollmorgen Technologies Corporation

Claims (15)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）電圧電源を可変リラクタンスモータの駆動部材巻
線を跨いで接続するための手段と、前記電源に接続され
たときに駆動部材巻線における電流の瞬時値を調整する
手段とを備え、前記巻線は前記電源を跨いで予め定めら
れたシーケンスによって、かつモータ可動部材の変位の
予め定められた増分に関して接続可能であり、前記電流
調整手段が前記電流の瞬時値を調整するために前記モー
タの、または前記モータに結合された可動部材位置感知
手段の可動部材位置従属信号に応答するものであって、
前記巻線が前記電源に接続可能な前記可動部材の変位の
前記増分内での前記可動部材の任意の位置において前記
調整手段によって任意のその他の位置におけるその任意
の値に関係して設定された前記電流の瞬時値が前記可動
部材の瞬間位置によって実質上定まることを特徴とする
可変リラクタンスモータの制御システム。(1) means for connecting a voltage power supply across the drive member windings of the variable reluctance motor; and means for adjusting the instantaneous value of the current in the drive member windings when connected to the power supply; The windings are connectable across said power source in a predetermined sequence and for predetermined increments of displacement of a motor movable member, said current regulating means controlling said motor for regulating the instantaneous value of said current. or responsive to a movable member position dependent signal of a movable member position sensing means coupled to the motor;
set by the adjusting means at any position of the movable member within the increment of displacement of the movable member, the winding being connectable to the power source, relative to any value thereof at any other position; A control system for a variable reluctance motor, characterized in that the instantaneous value of the current is substantially determined by the instantaneous position of the movable member. （２）前記モータのステータ極巻線を跨いで電圧電源を
接続する手段を備え、前記巻線はモータのロータの回転
中、予め定められたシーケンスに従って前記電圧電源に
接続可能であり、各ステータ極巻線はロータの回転の予
め定められた角度において接続可能であり、さらに前記
電圧電源に接続されたときにステータ中の電流の瞬時値
を調整する手段を備え、前記調整手段が前記モータに結
合されたロータ位置感知手段のロータ位置従属信号に応
答するものであって、前記巻線が前記電圧電源に接続可
能なロータの回転変位の増分中におけるロータの任意の
角度位置での前記調整手段によって任意のその他の角度
位置におけるその値に関係して設定される前記電流の瞬
時値がロータの瞬時角度位置によって実質上定まること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の制御シス
テム。(2) means for connecting a voltage power supply across the stator pole windings of the motor, the windings being connectable to the voltage power supply according to a predetermined sequence during rotation of the motor rotor; The pole windings are connectable at a predetermined angle of rotation of the rotor and further include means for adjusting the instantaneous value of the current in the stator when connected to said voltage source, said adjusting means being connected to said motor. said adjusting means at any angular position of the rotor during an increment of rotational displacement of the rotor, said winding being responsive to a rotor position dependent signal of a coupled rotor position sensing means, said winding being connectable to said voltage source; Control system according to claim 1, characterized in that the instantaneous value of the current, which is set in relation to its value at any other angular position by , is substantially determined by the instantaneous angular position of the rotor. . （３）前記電流制御手段が前記電流値を制御するために
前記ロータ位置従属信号に応答するものであって、巻線
が前記電圧電源に接続可能である間のロータの回転の角
度変位増分の最初の部分における前記電流の次々の瞬時
値がロータの回転につれて次第に増加し、かつ前記電流
の次々の瞬時値が前記角度変位増分の終わりの部分にお
いて前記ロータの回転につれて次第に減少することを特
徴とする特許範囲第（２）項記載の制御システム。(3) the current control means is responsive to the rotor position dependent signal to control the current value, the increment of angular displacement of rotation of the rotor while the windings are connectable to the voltage source; characterized in that the successive instantaneous values of said current in a first part gradually increase as the rotor rotates, and the successive instantaneous values of said current gradually decrease as the rotor rotates in the last part of said angular displacement increment. The control system described in patent scope item (2). （４）前記電流調整手段が前記電流値を制御するための
前記ロータ位置従属信号に応答し、ロータ回転の前記角
度変位増分の前記終わりの部分において前記電流の次々
の瞬時値が減少する比率が前記最初の部分における次々
の瞬時電流値の増加率と実質上同一であり、かつロータ
回転の前記角度変位増分全体に亘る瞬時電流値の継続変
化が前記角度変位増分に亘って実質上対称的な電流波形
を規定することを特徴とする特許請求の範囲第（３）項
記載の制御システム。(4) said current regulating means is responsive to said rotor position dependent signal for controlling said current value, the rate at which successive instantaneous values of said current decrease during said final portion of said angular displacement increment of rotor rotation; the rate of increase in successive instantaneous current values in said first portion is substantially the same, and the continuous change in instantaneous current value throughout said angular displacement increment of rotor rotation is substantially symmetrical across said angular displacement increment; The control system according to claim (3), characterized in that a current waveform is defined. （５）前記電流調整手段が前記電流値を調整するために
前記ロータ位置従属信号に応答し、ロータ位置の前記角
度変位増分の前記初期部分における前記電流の次々の瞬
時値が実質上正弦波の電流半波の上昇電流領域を実質上
規定し、前記角度変位増分の終端部分における前記電流
の次々の瞬時値が実質上正弦波電流半波の降下電流領域
を実質上規定することを特徴とする特許請求の範囲第（
４）項記載の制御システム。(5) said current regulating means is responsive to said rotor position dependent signal to regulate said current value such that successive instantaneous values of said current during said initial portion of said angular displacement increments of rotor position are substantially sinusoidal; characterized in that it substantially defines a rising current region of a current half-wave, and that successive instantaneous values of said current at the terminal portion of said angular displacement increment substantially define a falling current region of a substantially sinusoidal current half-wave. Claim No. (
4) Control system described in section 4). （６）ロータ回転の前記角度変位増分の中間部分が前記
初期部分および最終部分の間に位置していることを特徴
とする特許請求の範囲第（４）項および第（５）項のい
ずれかに記載の制御システム。(6) An intermediate portion of the angular displacement increment of rotor rotation is located between the initial portion and the final portion. Control system described in. （７）前記電流値がロータ回転の前記角度変位の前記中
間部分の間中実質上一定に保たれることを特徴とする特
許請求の範囲第（６）項記載の制御システム。7. The control system of claim 6, wherein said current value remains substantially constant during said intermediate portion of said angular displacement of rotor rotation. （８）前記電流調整手段が前記電流値を制御するために
前記ロータ位置従属信号に応答し、ロータ回転の前記角
度変位増分中の前記瞬時電流値が実質上正弦波の半波を
実質的に規定することを特徴とする特許請求の範囲第（
４）項記載の制御システム。(8) said current regulating means is responsive to said rotor position dependent signal to control said current value, such that said instantaneous current value during said angular displacement increments of rotor rotation substantially corresponds to a substantially half-sine wave; Claim No. 1 characterized in that it provides (
4) Control system described in section 4). （９）さらに、１つの信号を生成する手段を備え、その
信号がモータ動作の所望のパラメータを指示するもので
あり、前記電流調整手段が前記パラメータ指示信号にも
応答して前記ステータ巻線電流を調整し、巻線が前記電
圧電源に接続可能な間の前記ロータの回転の前記角度変
位増分中におけるロータの各角度位置における前記電流
の絶対値が前記パラメータ指示信号の値によって実質上
決まることを特徴とする特許請求の範囲第（２）項〜第
（８）項のいずれかに記載の制御システム。(9) further comprising means for generating a signal, the signal indicating a desired parameter of motor operation, the current regulating means also responsive to the parameter indicating signal, adjusting the stator winding current; and that the absolute value of the current at each angular position of the rotor during the angular displacement increment of rotation of the rotor while the windings are connectable to the voltage source is substantially determined by the value of the parameter indicating signal. A control system according to any one of claims (2) to (8), characterized in that: （１０）可飽和可変リラクタンス電気機械の複数の動作
パラメータ間の関係を確立する方法であって、前記電気
機械が複数の駆動突極を有する固定または駆動部材と、
各駆動極のための磁性化巻線と、複数の可動突極を有す
る可動部材とを有し、可動突極の数は駆動突極の数より
少なく、整合状態に位置する各駆動突極と可動突極間の
空隙はその空隙を横切る突極の寸法に関して小さく、そ
れ故機械の運転中、磁気飽和が駆動突極と可動突極との
間の機械的可変インターフェイスあるいはオーバーラッ
プの領域内で起こり、可動突極の大きさおよび配置位置
が駆動突極のそれらに関係して定められ、機械の運転中
、各可動突極と駆動突極との機械的インターフェイスま
たはオーバーラップによって生ずる可動部材変位の力発
生増分が別の可動突極とさらに別の駆動突極のオーバー
ラップによって生ずる駆動部材変位の力発生増分とオー
バーラップするようになっており、前記パラメータは少
なくとも１つの磁性化巻線のための励磁電流と、可動部
材の固定または駆動部材に対する関係位置、並びに、前
記巻線の１つ以上における前記励磁電流の存在において
可動部材に与えられる力の３つのパラメータを含み、励
磁電流の測定レベルが前記磁性化巻線の１つに適用され
、その間可動部材の位置が駆動部材に関して固定位置に
保持され、かつ前記励磁電流の前記巻線への適用中、可
動部材に働く力がそれによって定まることを特徴とする
可飽和可変リラクタンス電気機械の複数の動作パラメー
タの関係を確立する方法。(10) A method for establishing a relationship between a plurality of operating parameters of a saturable variable reluctance electric machine, the electric machine comprising a fixed or driving member having a plurality of driving salient poles;
a magnetized winding for each drive pole and a movable member having a plurality of movable salient poles, the number of movable salient poles being less than the number of drive salient poles, and each drive salient pole located in alignment The air gap between the movable salient poles is small with respect to the dimensions of the salient poles across the gap, so that during operation of the machine, magnetic saturation occurs within the region of the mechanically variable interface or overlap between the drive salient pole and the movable salient pole. displacement of the movable member caused by the mechanical interface or overlap of each movable salient pole with the drive salient pole during operation of the machine, where the size and arrangement position of the movable salient pole are determined in relation to those of the drive salient pole; The force generation increment is such that it overlaps the force generation increment of the drive member displacement caused by the overlap of the further movable salient pole and the further further drive salient pole, said parameter being such that said parameter the excitation current for the excitation current, the relative position of the movable member with respect to the fixed or driven member, and the force exerted on the movable member in the presence of said excitation current in one or more of said windings; a level is applied to one of said magnetizing windings, while the position of the movable member is held in a fixed position with respect to the drive member, and during application of said excitation current to said winding, a force acting on the movable member is thereby A method for establishing a relationship between a plurality of operating parameters of a saturable variable reluctance electric machine, characterized in that: （１１）励磁電流がさらに別の磁性化巻線に適用され、
この電流の大きさが可動部材上に働く前記の力が一定の
値をもつまで変化することを特徴とする特許請求の範囲
第（１０）項記載の方法。(11) the excitation current is applied to a further magnetized winding;
11. A method as claimed in claim 10, characterized in that the magnitude of this current is varied until the force acting on the movable member has a constant value. （１２）可飽和可変リラクタンス電気機械の複数のパラ
メータ間の関係を確立する方法であって、前記電気機械
が複数のステータ突極を有するステータと、各ステータ
突極のための磁性化巻線と、複数のロータ突極を有する
ロータを有し、ロータ突極の数はステータ突極の数より
少なく、整合位置に配置された各ステータ突極とロータ
突極の間の半径方向の空隙はその空隙を横切る突極間の
寸法よりも小さく、したがって機械の運転中、ステータ
とロータの突極間に機械的可変インターフェイスないし
はオーバーラップの領域において機械的磁気飽和が起こ
り、ロータ突極の弓型の形状および位置がステータ突極
のそれらに関係して定められ、それによって機械の動作
中、各ロータ突極のステータ突極との機械的インターフ
ェイスあるいはオーバーラップを生ずるロータ回転のト
ルク生成角度変位増分が別のロータ突極の他のステータ
突極とのオーバーラップから生ずるロータ回転のトルク
生成角度変位増分とオーバーラップし、前記パラメータ
が少なくとも１つの磁性化巻線のための励磁電流と、ロ
ータのステータに関する関係位置と、並びに、前記磁性
化巻線の１つ以上における前記励磁電流の存在中のロー
タに働くトルクの３つのパラメータを含み、励磁電流の
測定レベルが前記磁性化巻線の１つに適用され、その間
ロータの位置がステータによって固定位置に維持され、
かつ前記励磁電流の前記巻線への適用中、ロータに働く
トルクがそれによって定まることを特徴とする可飽和可
変リラクタンス電気機械の複数のパラメータ間の関係を
確立するための方法。(12) A method for establishing a relationship between a plurality of parameters of a saturable variable reluctance electric machine, the electric machine comprising: a stator having a plurality of salient stator poles; and a magnetized winding for each salient stator pole. , has a rotor with a plurality of salient rotor poles, the number of salient rotor poles is less than the number of salient stator poles, and the radial gap between each salient stator pole and salient rotor poles arranged in an aligned position is is smaller than the dimension between the salient poles across the air gap, and therefore during operation of the machine, mechanical magnetic saturation occurs in the region of the mechanically variable interface or overlap between the salient poles of the stator and the rotor, and the arcuate shape of the rotor salient poles The shape and position are defined relative to those of the stator salient poles such that during operation of the machine, the torque producing angular displacement increments of rotor rotation resulting in mechanical interface or overlap of each rotor salient pole with the stator salient poles are determined. a torque producing angular displacement increment of rotor rotation resulting from the overlap of another salient rotor pole with another salient stator pole, said parameter being an excitation current for at least one magnetized winding and a stator of the rotor; and the torque exerted on the rotor during the presence of said magnetizing current in one or more of said magnetizing windings, and the measured level of magnetizing current in one or more of said magnetizing windings. applied, during which the rotor position is maintained in a fixed position by the stator,
A method for establishing a relationship between a plurality of parameters of a saturable variable reluctance electric machine, characterized in that during the application of the excitation current to the windings, the torque acting on the rotor is determined thereby. （１３）励磁電流がさらに別の磁性化巻線に適用され、
この電流値がロータに働く前記トルクが一定の値をもつ
まで変化することを特徴とする特許請求の範囲第（１２
）項記載の方法。(13) the excitation current is applied to a further magnetized winding;
Claim 12, characterized in that this current value changes until the torque acting on the rotor has a constant value.
) Method described in section. （１４）前記磁性化巻線の１つ以上にそれぞれ励磁電流
を適用する手段と、前記励磁電流の大きさを制御する手
段と、可動部材を駆動部材に関して予め定められた位置
に保持する手段と、少なくとも１つの巻線が付勢された
ときに前記可動部材に働く力を測定する手段を備えたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第（１０）項または第（
１１）項に記載の方法に使用するための装置。(14) means for respectively applying an excitation current to one or more of the magnetized windings, means for controlling the magnitude of the excitation current, and means for holding the movable member in a predetermined position with respect to the drive member; , comprising means for measuring the force acting on the movable member when at least one winding is energized.
An apparatus for use in the method described in item 11). （１５）前記の磁性化巻線の１つ以上にそれぞれ励磁電
流を適用する手段と、その励磁電流の大きさを制御する
手段と、ロータをステータに関して定位置に保持するた
めの手段と、磁性化巻線の少なくとも１つが付勢された
ときにロータに働くトルクを測定するための手段とを備
えたことを特徴とする特許請求の範囲第（１２）項また
は第（１３）項に記載の方法に使用するための装置。(15) means for applying an excitation current to one or more of said magnetized windings, means for controlling the magnitude of said excitation current, means for holding the rotor in position with respect to the stator; and means for measuring the torque acting on the rotor when at least one of the windings is energized. Apparatus for use in the method.