JPS6114590A - Semiconductor radiation detector - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve the deterioration in energy resolution due to incomplete collection of charge by passing the output of a detector which use a compound semiconductor through a preamplifier and a specific amplifier and obtaining charge collection time information on every event, and correcting the wave height of an output signals for every event according to the obtained information. CONSTITUTION:A room-temperature radiation detector 1 which uses the compound semiconductor element as a radiation detecting element is connected to a waveform shaping amplifier through the preamplifier 2, the output of the waveform shaping amplifier is supplied to a delay circuit and amplifier 100 and trigger generating circuit 101 through a differentiating circuit and an amplifier 131, and the signal of the amplifier 100 is supplied to peak detecting and holding circuits 140 and 141 through a differentiating circuit and amplifier 132 and an amplifier 133. Further, outputs of the circuits 140 and 141 are supplied to a multiplier 122 through a divider 110 and a sample holding circuit 151, and the output of the circuit 140 is supplied to a multiplier 112 and to an adder 113 together with its output, driving a driver 152. Consequently, the height of the signal wave is corrected with a function of the charge collection time.

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明は半導体放射線検出装置に関し、この半導体放
射線検出装置は理土学の分野核医学の分野等で使用され
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Field of Industrial Application This invention relates to a semiconductor radiation detection device, and this semiconductor radiation detection device is used in the fields of geology, nuclear medicine, and the like.

（ロ）従来技術 ＣｄＴｅやＨｇＩｚ等の化合物半導体（半絶縁物も含む
）素子を用いた常温用放射線検出器では、一般に正孔の
易動度ＩＬｈが電子の易動度ｇｅ比較して著しく小さい
ため、電荷収集時間すなわち前置増幅器（プリアンプ）
の出力信号の立ち上り時間が放射線吸収位置に依存して
大きなばらつきを示す。特に、６０ＫｅＶ程度以上のγ
線を陽極か陰極のどちらか一方の側から入射させて測定
する場合に、検出効率の観点から結晶の厚さく電極間距
離）または空乏層の厚さが０．５ｍｍ程度以上であるこ
とを必要とし、印加電圧に限界があるため上記傾向が顕
著になる。このような信号を主増幅器で波形整形および
増幅した後にマルチチャンネルアナライザ（以下ＭＣＡ
と略す）で波高分析すると、以下の２つの原因により全
エネルギ吸収ピークの波高分布は低エネルギ側に尾を引
いて非対称となり（第７図（ａ）参照）、良いエネルギ
分解能を得ることが難しい。(b) Conventional technology In room-temperature radiation detectors using compound semiconductor (including semi-insulating) elements such as CdTe and HgIz, the hole mobility ILh is generally significantly smaller than the electron mobility ge. Because of the charge collection time i.e. preamplifier (preamplifier)
The rise time of the output signal shows large variations depending on the radiation absorption position. In particular, γ of about 60 KeV or more
When measuring with a beam incident from either the anode or cathode side, the thickness of the crystal (distance between electrodes) or the thickness of the depletion layer must be approximately 0.5 mm or more from the viewpoint of detection efficiency. However, since there is a limit to the applied voltage, the above tendency becomes noticeable. After shaping and amplifying such signals with the main amplifier, a multi-channel analyzer (hereinafter referred to as MCA)
When analyzing the wave height for the following two reasons, the wave height distribution of the total energy absorption peak becomes asymmetrical with a tail toward the lower energy side (see Figure 7 (a)), making it difficult to obtain good energy resolution. .

■、ｈ−τｈ積（τｈ；正孔の平均寿命）が小さい、す
なわち正孔の正孔捕獲中心に捕獲され易いことに起因す
る電荷収集の不完全性。(2) Imperfection of charge collection due to the fact that the h-τh product (τh; average lifetime of a hole) is small, that is, holes are easily captured by the hole trapping center.

■波形整形回路の出力波高の入力信号立ち上り時間に対
する依存性。■The dependence of the output wave height of the waveform shaping circuit on the input signal rise time.

このうち■に関しては結晶素子固有の性質であり、結晶
の質の良否つまり正孔捕獲中心の濃度によってτｈが大
きく異なる。これについては１）阪井英二；　　ｒＨｇ
　Ｉ　２放射線検出器の現状」応用物理、４６　（ｊＯ
）１０：３４　（１９７７）などを参照されたい。Of these, .tau.h is a property unique to the crystal element, and .tau.h varies greatly depending on the quality of the crystal, that is, the concentration of hole capturing centers. Regarding this, 1) Eiji Sakai; rHg
Current status of I2 radiation detectors” Applied Physics, 46 (jO
) 10:34 (1977).

■は純粋に電子回路の応答特性の問題であり、選択する
波形整形回路（フィルタ）の種類とその整形時定数に依
存する。(2) is purely a problem of the response characteristics of the electronic circuit, and depends on the type of waveform shaping circuit (filter) selected and its shaping time constant.

つぎに、第５図〜第９図を用いてもう少し詳しく説明す
る。第５図に示すように、常温用放射線検出器ｌは、Ｃ
ｄＴｅやＨｇｒ　２等の化合物半導体素子１１を放射線
検出素子として用いて構成され、陰極１２と陽極１３と
を伴なって構成される。通常は高抵抗型ＣｄＴｅやＨｇ
Ｉ　、の場合、半絶縁性のため素子１１は結晶自身であ
り、両電極１２．１３はアカダック塗布または金属蒸着
（ＨｇＩ２の場合はＰｄまたはＧｅ蒸着）で形成され、
低抵抗型ＣｄＴｅの場合は素子１１は表面障壁型または
ｐｎ接合型である。したがって前者の場合は結晶全体が
有感層であるのに対して、後者の場合有感層は空乏層で
ある。陰極１２には負バイアス電圧が印加され、陽極１
３は前置増幅器（プリアンプ）２に接続され、電圧信号
Ｖｐが得られる。さらに主増幅器（波形整形増幅器）３
を経てエネルギ信号Ｖｅに変換され、たとえばＭＣＡな
どでの波高分析が可能となる。Next, a more detailed explanation will be given using FIGS. 5 to 9. As shown in FIG. 5, the radiation detector l for room temperature is C
It is constructed using a compound semiconductor element 11 such as dTe or Hgr 2 as a radiation detection element, and is constructed with a cathode 12 and an anode 13. Usually high resistance type CdTe or Hg
In the case of I, the element 11 is the crystal itself due to its semi-insulating nature, and both electrodes 12 and 13 are formed by Acadac coating or metal vapor deposition (Pd or Ge vapor deposition in the case of HgI2),
In the case of low resistance type CdTe, the element 11 is a surface barrier type or a pn junction type. Therefore, in the former case, the entire crystal is a sensitive layer, whereas in the latter case, the sensitive layer is a depletion layer. A negative bias voltage is applied to the cathode 12, and the anode 1
3 is connected to a preamplifier (preamplifier) 2, and a voltage signal Vp is obtained. Furthermore, the main amplifier (waveform shaping amplifier) 3
The signal is then converted into an energy signal Ve, which enables wave height analysis in, for example, MCA.

説明の便宜上、検出器ｌが平行平板状電極ではさまれ、
陽極１３から直流結合で信号が取り出される場合につい
て図示したが、他の構成の場合も同様である。For convenience of explanation, the detector l is sandwiched between parallel plate electrodes,
Although a case is illustrated in which a signal is extracted from the anode 13 by direct current coupling, the same applies to other configurations.

有感層の厚さを１、放射線が吸収された位置の陰極１２
からの距離をＸとすると、ｘ／ｌが充分小さい領域での
放射線事象に関しては、正孔の移動距離が短く、電子の
移動による信号が主体となり、電荷収集時間が短く、電
荷収集も完全である。しかしｘ／１がより大きい事象に
関しては、正孔の移動距離が長くなるため、電荷収集時
間が長くなり、前記原因■つまり電荷収集の不完全性も
顕著となる。この傾向は前置増幅器２の出力信号の波高
値Ｖｐｍａｘのｘ／１依存性として第６図実線のように
表わすことができる。なお、第６図の横軸としては、吸
収位置情報Ｘ／ｌの代りに、電荷収集時間つまり前置増
幅器２の出力信号の立ち上り時間ｔｒに換算して表わし
てもよい。The thickness of the sensitive layer is 1, and the cathode at the position where the radiation is absorbed is 12.
Assuming that the distance from be. However, for an event where x/1 is larger, the distance the holes move becomes longer, so the charge collection time becomes longer, and the cause (2), that is, the incompleteness of charge collection, becomes more noticeable. This tendency can be expressed as the x/1 dependence of the peak value Vpmax of the output signal of the preamplifier 2, as shown by the solid line in FIG. Note that the horizontal axis in FIG. 6 may be expressed in terms of the charge collection time, that is, the rise time tr of the output signal of the preamplifier 2, instead of the absorption position information X/l.

さらに、波形整形増幅器３は、前記原因■つまり入力信
号の立ち上り時間依存性を持っており、通常は入力信号
波高一定の条件で入力信号の立ち上り時間を大きくする
と出力信号波高Ｖｅｍａｘが低くなる傾向を持つ。すな
わち、立ち上り時間が大きい程、Ｖ　ｅ　ｍａｘ　／　
Ｖ　ｐｍａｘが小さくなるため、Ｖｅｍａｘのｘ／ｌ（
またはｔｒ）依存性はたとえば第６図の１点鎖線のよう
に示される。Furthermore, the waveform shaping amplifier 3 has the above-mentioned cause ①, that is, dependence on the rise time of the input signal, and normally, when the rise time of the input signal is increased under the condition that the input signal wave height is constant, the output signal wave height Vemax tends to decrease. have In other words, the larger the rise time, the more V e max /
Since V pmax becomes smaller, x/l of Vemax (
or tr) dependence is shown, for example, by the dashed line in FIG.

単一エネルギγ線を照射してこのようなエネルギ信号Ｖ
ｅを波高分析すると、第３図（ａ）に例示するように全
エネルギ吸収ピークは低エネルギ側に尾を引いた非対称
分布を示す。第３図（ｂ）〜（ｄ）は、放射線の吸収位
置によって波高分布が異なることを示し、ｘ／ｌが大き
い程前エネルギ吸収ピークが低エネルギ側にシフトして
いることを示す。Such an energy signal V is generated by irradiating monoenergetic γ-rays.
When e is analyzed for wave height, the total energy absorption peak shows an asymmetric distribution with a tail toward the lower energy side, as illustrated in FIG. 3(a). FIGS. 3(b) to 3(d) show that the wave height distribution differs depending on the radiation absorption position, and show that the larger x/l is, the more the pre-energy absorption peak shifts to the lower energy side.

波形整形増幅器３について説明すると、その機能として
は、主に「増幅作用」、「回路雑音の低減」、「計数率
特性向上のための短いパルス幅の形成Ｊおよび「処理の
し易い形状のパルスの形成の４つを挙げることができる
。ここで「処理のし易い形状」とは、たとえば波高分析
を行なう場合には特にパルスのピーク部が時間軸に対し
て比較的平担であることを意味する。増幅器３に用いら
れる波形整形回路（フィルタ）には種々あり、それぞれ
「増幅作用」以外の３つの機能に関して−・長−短があ
る。回路雑音は主に半導体検出器と前置増幅器の入力段
に起源し、直列雑音、並列雑音、フリッカ雑音、その他
に分類される。波形整形回路の整形時定数（以下時定数
と略す）は、フィルタの種類によって多少定義が異なる
が、どのフィルタについても一般に時定数が小さい程直
列雑音が増大し、時定数が大きい程並列雑音が増大する
傾向を持ち、両者が同程度となるような時定数を選択し
たときに全回路雑音は最小となる（フリッカ雑音は時定
数に依存しない）。一方、時定数が大きい程ｄｅａｄ　
ｔｉｍｅが長くなり、計数率特性が低下するため、通常
は回路雑音の低減と計数率特性との間の妥協により時定
数を選択する。When explaining the waveform shaping amplifier 3, its functions are mainly ``amplification'', ``reduction of circuit noise'', ``formation of short pulse widths to improve count rate characteristics'', and ``formation of pulses with easy-to-process shapes''. There are four ways in which the pulse can be formed.Here, "shape that is easy to process" means that, for example, when performing pulse height analysis, the peak part of the pulse is relatively flat with respect to the time axis. means. There are various types of waveform shaping circuits (filters) used in the amplifier 3, and each has advantages and disadvantages in terms of three functions other than "amplification". Circuit noise mainly originates from the input stage of semiconductor detectors and preamplifiers, and is classified into series noise, parallel noise, flicker noise, and others. The definition of the shaping time constant (hereinafter referred to as time constant) of a waveform shaping circuit differs depending on the type of filter, but in general, for any filter, the smaller the time constant, the more the series noise increases, and the larger the time constant, the more the parallel noise increases. The total circuit noise is minimized when a time constant is chosen such that it tends to increase and the two are comparable (flicker noise does not depend on the time constant). On the other hand, the larger the time constant, the deader the
Since the time becomes longer and the count rate characteristics deteriorate, the time constant is usually selected as a compromise between circuit noise reduction and count rate characteristics.

しかし、電荷収集時間のばらつきが大きくて前記原因■
つまり波形整形回路の出力波高のｔｒ依存性が無視でき
ない場合は、その影響を小さく抑えるために時定数（た
とえばピーク到達時間）を電荷収集時間のばらつきに比
較して充分長い値に設定することが必要となり、雑音最
小の条件を満たす時定数を必ずしも選択できないという
問題および計数率特性が低下するという問題を引き起す
。However, due to the large variation in charge collection time,
In other words, if the tr dependence of the output wave height of the waveform shaping circuit cannot be ignored, it is necessary to set the time constant (for example, the time to reach the peak) to a value that is sufficiently long compared to the variation in charge collection time in order to suppress its influence. This causes the problem that it is not always possible to select a time constant that satisfies the minimum noise condition and that the count rate characteristics deteriorate.

通常は波形整形回路に準ガウス形フィルタ（一般に微分
回路１段と積分回路多段の組合せで構成される）を使用
する例が多いが、これは比較的簡単な回路構成で良好な
回路雑音の低減化が得られるためである。すなわちこれ
は第９図のように、波形整形増幅器として、微分回路お
よび増幅器３１と積分回路および増幅器３２とで構成し
た増幅器３０を用いるもので、微分回路および増幅器３
１には通常ＣＲ微分回路１段が用いられ、特にポールゼ
ロキャンセレーションが使われている場合が一般的であ
る。積分回路および増幅器３２では、積分回路にＲＣ積
分回路またはローパスアクティブフィルタが使用される
のが一般的で、積分が１段の場合もあれば数段またはそ
れ以上に相当するフィルタの場合もある。なお、積分回
路および増幅器３２にはベースラインリストアラが含ま
れている場合が多く、他に、増幅器３０内にパイルアッ
プリジェクション回路等が含まれている場合も多い。し
かし、この場合、前記原因■の依存性が比較的大きいと
いう欠点を持つ。たとえば、準ガウス形フィルタに関す
るＶ　ｅｍａｘ　／Ｖ　ｐｍａｘのｔｒ依存性の例を第
８図の１点鎖線（ａ）、（ａ’）　。Usually, a quasi-Gaussian filter (generally composed of a combination of one stage of differentiating circuit and multiple stages of integrating circuit) is used in the waveform shaping circuit, but this has a relatively simple circuit configuration and provides good circuit noise reduction. This is because it is possible to obtain That is, as shown in FIG. 9, an amplifier 30 composed of a differentiating circuit and an amplifier 31 and an integrating circuit and an amplifier 32 is used as a waveform shaping amplifier.
1, one stage of CR differentiating circuit is normally used, and in particular, pole-zero cancellation is commonly used. In the integrating circuit and amplifier 32, an RC integrating circuit or a low-pass active filter is generally used as the integrating circuit, and the integrating circuit may have one stage of integration, or may have several stages or more of integration stages. Note that the integrating circuit and the amplifier 32 often include a baseline restorer, and the amplifier 30 also often includes a pile-up rejection circuit or the like. However, in this case, there is a drawback that the dependence on the cause (2) is relatively large. For example, an example of the tr dependence of V emax /V pmax regarding a quasi-Gaussian filter is shown by the dashed-dotted lines (a) and (a') in FIG.

（ａ″）で示すが、このように（ａ）、（ａ’）、（ａ
”）の順で時定数（ピーク到達時間）が大きくなってい
る。(a''), as shown in (a), (a'), (a
”), the time constant (peak arrival time) increases in the order of

また、単一遅延線クリッピングフィルタは、同程度の時
定数条件で比較すると、前記原因■の依存性が非常に小
さいという特徴を持つが、本質的に回路雑音が大きいと
いう欠点を持つ。Furthermore, when compared under the same time constant conditions, the single delay line clipping filter has the characteristic that the dependence on cause (2) is very small, but it has the disadvantage that it inherently has large circuit noise.

一方、大容量同軸型Ｇｅ検出器のように電荷収集時間に
ばらつきが生じる系（前記原因■のような電荷収集の不
完全性はほとんど認められないよいうな場合）に関して
、時間変化型フィルタの一種である疑似台形フィルタ、
つまり準ガウスフィルタで整形した信号をさらにゲート
積分器で一定時間積分する方法を使用することにより、
短い時定数で前記原因■の依存性をほとんどなくすこと
を可能とし、良好なエネルギ分解能と計数率特性が得ら
れたという報告がある。これについては、たとえば、 ２　）　Ｖ、Ｒａｄｅｋａ；Ｔｒａｐｅｚｏｉｄａｌ　
Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ　ｏｆＳｉｇｎａｌ　ｆｒｏｍ　Ｌ
ａｒｇｅ　Ｇｅｒｍａｎｉｕｍ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ　
ａｔＨｉｇｈ　Ｒａｔｅｓ、’ ＩＥＥＥ　　丁ｒａｎｓ、　　Ｎｕｃｌ、Ｓｃｉ、、Ｎ
Ｓ−１８（１）４１２（１８７２）３）　Ｆ、Ｓ、Ｇｏ
ｕｌｄｉｎｇ、ａｔ　ａｌ、Ｈ″Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏ
ｃｅｓｓ４ｎｇｆｏｒ　Ｓｅｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　
Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ、”ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｎｕ
ｃｌ、　Ｓｃｉ、、ＭＳ−２ｆ１１（３）１１２５（１
９８２）などに詳しい。On the other hand, for systems where the charge collection time varies, such as large-capacity coaxial Ge detectors (in cases where incomplete charge collection as in cause ① above is hardly observed), a type of time-varying filter is used. A pseudo trapezoidal filter, which is
In other words, by using a method in which the signal shaped by a quasi-Gaussian filter is further integrated for a certain period of time by a gate integrator,
There are reports that it is possible to almost eliminate the dependency caused by cause (2) with a short time constant, and that good energy resolution and count rate characteristics are obtained. In this regard, for example, 2) V, Radeka; Trapezoidal
Filtering ofSignal from L
Germanium Detectors
atHigh Rates,' IEEE Dingrans, Nucl, Sci,,N
S-18(1)412(1872)3) F, S, Go
ulding, at al, H″Signal Pro
cess4ngfor Sem1conductor
Detectors, “IEEE Trans, Nu
cl, Sci,, MS-2f11(3)1125(1
982) etc.

なお、比較のため、疑似台形フィルタに関するＶ　ｅ　
ｗａｘ　／　Ｖ　ｐｍａｘのｔｒ依存性の例を第８図実
線（ｂ）で示す。但しこれは同図（ａ）に示した準ガウ
ス形フィルタの出力を一定時間積分した場合を示し、積
分時間の程度ノｔｒまテＶ　ｅ＋ｗａｘ　／Ｖ　ｐｍａ
ｘはほぼ一定である。この時のｄｅａｄ　ｔｉｍｅは同
図（ａ）よりは長くなり（ａ′）と同程度であった。For comparison, V e regarding the pseudo trapezoidal filter
An example of the tr dependence of wax/V pmax is shown by the solid line (b) in FIG. However, this shows the case where the output of the quasi-Gaussian filter shown in FIG.
x is approximately constant. The dead time at this time was longer than that shown in FIG.

以上述べたような化合物半導体素子を用いた常温用放射
線検出器の前記原因■および■によるエネルギ分解能の
劣化を回路的に改善する方法として、基本的に２通りの
方法が考えらる。すなわち、第７図を用いて説明すると
。There are basically two methods to improve the deterioration of energy resolution caused by causes (1) and (2) in a room-temperature radiation detector using a compound semiconductor element as described above using a circuit. That is, this will be explained using FIG. 7.

［Ａ］第７図（ｂ）のようなｘ／ｌが充分小さい事象に
関してのみ計測する、 ［Ｂ］第７図において（ｂ）、（Ｃ）、（ｄ）とｘ／１
が大きくなるにしたがって全エネルギ吸収ピークが低エ
ネルギ側にシフトしているのであるから、ｘ／Ｉが大き
い事象程大きな増幅度でＶ　ｅ　ｗａｘを増幅する（ま
たはｘ／１とＶｅｍａｘの両者の関数である補正量をＶ
ｅｍａｘに加減算する）ことにより補正して、補正後の
エネルギ信号波高に関しては全エネルギ吸収ピークがｘ
／ｌにあまり依存しないようにする、 の２等りの改善方法が考えられる。[A] Measure only for events where x/l is sufficiently small as shown in Figure 7 (b). [B] In Figure 7, (b), (C), (d) and x/1
Since the total energy absorption peak shifts to the lower energy side as The amount of correction that is V
emax), and the total energy absorption peak is x
We can think of an improvement method of the order of 2, which makes it less dependent on /l.

改善方法［Ａ］については、たとえば ４　）　Ｌ、Ｔ、Ｊｏｎｅｓ；Ｔｈｅ　Ｕｓｅ　ｏｆ　
Ｃａｄｍｉｕｍ　Ｔｅ１ｌｕｒｉｄｅ７　Ｓｐｅｃｔｒ
ｏｍｅｔｅｒｓ　ｉｎ　Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ　Ａｃｔ
ｉｖｉｔｙＤｅｐｏｓｉｔｅｄ　ｉｎ　Ｎｕｃｌｅａｒ
　Ｐｏｗｅｒ　５ｔａｔｉｏｎｓ’Ｒｅｖ、ＰｈＹｓ、
Ａｐｌ、　、　１２，３７８（１θ７７）などに紹介さ
れているように、放射線入射位置の深さ情報Ｘ／ｌとし
て、前置増幅器の立ち上り時間ｔｒを各事象毎に測定し
、立ち上り時間ｔｒが遅い信号に関しては除去する方法
である。しかしながら、このような方法［Ａ］はエネル
ギ分解能が著しく向上する代りに検出効率を大幅に低下
させる欠点を有する。Regarding improvement method [A], for example, 4) L, T, Jones; The Use of
Cadmium Te1luride7 Spectr
meters in Monitoring Act
ivityDeposited in Nuclear
Power 5tations'Rev, PhYs,
As introduced in Apl., 12,378 (1θ77), etc., the rise time tr of the preamplifier is measured for each event as the depth information X/l of the radiation incident position, and if the rise time tr is slow, As for the signal, it is a method of removing it. However, such method [A] has the disadvantage that the energy resolution is significantly improved, but the detection efficiency is significantly reduced.

これに対して改善方法［Ｂ］は、検出効率をほとんど低
下させずにエネルギ分解能を向上させる効果を持つ。こ
れについては、 ５）　Ｒ，Ｋｕｒｚ；Ａ　Ｎｏｖｅｌ　Ｐｕ１ｓｅ　Ｐ
ｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍｆａｒ　　Ｈｇｌ２
Ｄｅｔｅｃｔａｒｓ、”Ｎｕｃｌ、Ｉｎ５ｔｒ、　ａｎ
ｄ　Ｍｅｔｈ、、１５０．９１（１９７８）６）　Ｍ、
Ｆｉｎｇｅｒ、ｅｔ　ａｌ、；”Ｅｎｅｒｇｙ　Ｒｅｓ
ｏｌｕｔｉｏｎＥｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　　ｏｆ　　Ｍ
ｅｒｃｕｒｉｃ　　Ｉｏｄｉｄｅ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ
、”ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｎｕｃｌ、　Ｓｃｉ、、
ＮＳ−３１（１）３４８（１９８４）の２件の報告があ
る。On the other hand, improvement method [B] has the effect of improving energy resolution without substantially reducing detection efficiency. Regarding this, 5) R, Kurz; A Novel Pulse P
rocessing Systemfar Hgl2
Detectors, “Nucl, In5tr, an
d Meth, 150.91 (1978) 6) M.
Finger, et al;”Energy Res
solutionEnhancement of M
Ercuric Iodide Detectors
,”IEEE Trans, Nucl, Sci.
There are two reports of NS-31 (1) 348 (1984).

文献５）の方法は、文献４）と同様で、放射線入射位置
の深さ情報ｘ／ｌとして、前Ｍ＃１幅器の立ち上り時間
ｔｒを各事象毎に測定している。しかし、単一遅延線ク
リッピングフィルタを使用するため回路雑音が大きく、
また回路の複雑化（２個のＣｏｎ５ｔａｎｔ　Ｆｒａｃ
ｔｉｏｎ　Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｏｒ　とＴｉｍｅ−
ｔｏ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒが必要
）等の問題がある。The method of document 5) is similar to document 4), and the rise time tr of the front M#1 transducer is measured for each event as the depth information x/l of the radiation incident position. However, since it uses a single delay line clipping filter, the circuit noise is large.
Also, the complexity of the circuit (two Con5tant Frac
tion Discriminator and Time-
(to-Amplitude Converter is required).

文献６）の方法では、前置増幅器の出力を準ガウス形フ
ィルタ（時定数が大きい）と速いパルス処理回路の２種
類の波形整形増幅器にそれぞれ入力し、前者の出力信号
Ｓ　［ｓｌｏｗｌと後者の出力信号Ｓ　［ｆａｓｔｌの
比を用いて放射線入射位置の深さ情報ｘ／ｌを求め、Ｓ
　［ｓｌｏｗｌを補正する。速いパルス処理回路では、
はとんど電子の移動による信号のみが得られるように、
前置増幅器の出力信号の立ち上り初めから５０ｎｓｅｃ
程度経過した点から約１００ｎｓｅｃの間を積分するよ
うに構成されている。したがってｘ／ｌが大きい事象程
Ｓ　［ｆａｓｔｌ／　Ｓ　［ｓｌｏｗｌ比は小さくなる
傾向を持つ。しかし、速いパルス処理回路の構成が複雑
で、また比較的低エネルギのγ線（たとえば６０ＫｅＶ
−１４０Ｋ　ｅ　Ｖ）の測定に関しては、誤差が大きく
なり易いという欠点を有する。In the method described in Reference 6), the output of the preamplifier is input to two types of waveform shaping amplifiers: a quasi-Gaussian filter (with a large time constant) and a fast pulse processing circuit, and the former's output signal S [slow and the latter's Determine the depth information x/l of the radiation incident position using the ratio of the output signal S[fastl,
[Correct slow. In a fast pulse processing circuit,
In order to obtain only signals due to the movement of electrons,
50nsec from the beginning of the rise of the preamplifier output signal
It is configured to integrate over a period of about 100 nsec from a point after which a certain amount of time has elapsed. Therefore, the S[fastl/S[slowl] ratio tends to become smaller in an event where x/l is larger. However, the configuration of the fast pulse processing circuit is complicated, and relatively low-energy γ-rays (for example, 60 KeV
-140 K e V) has the disadvantage that errors tend to become large.

なお、文献５）および文献６）の方法において、実際に
は前記原因■の影響がほとんど効かないように、各フィ
ルタの時定数は充分大きな値に設定されている。In addition, in the methods of Reference 5) and Reference 6), the time constant of each filter is set to a sufficiently large value so that the influence of cause ① is practically ineffective.

以上の説明においては、便宜上、正孔の正孔捕獲中心か
らの離脱に関して省略したが、現実にはその離脱の影響
により問題はもう少し複雑である。しかし、その場合も
基本的には改善方法［Ａ］または［Ｂ］で改善されるこ
とは同様で、［Ｂ］の場合に補正の強度や補正のＸ／ｌ
に対する非線形性が多少異なる程度である。In the above explanation, for convenience, the separation of holes from the hole capture center has been omitted, but in reality, the problem is a little more complicated due to the effects of this separation. However, in that case, the improvement is basically the same with improvement method [A] or [B], and in the case of [B], the correction strength and correction
The degree of nonlinearity differs somewhat.

（ハ）目的 この発明は、常温用放射線検出器として化合物半導体素
子を用いた場合に生じる、電荷収集の不完全性（上記■
）および波形整形回路の応答の立ち上り時間依存性（上
記■）に起因するエネルギ分解能の劣化を、検出効率を
低下させることなしに改善することのできる半導体放射
線検出装置を提供することを目的とする。(c) Purpose This invention aims to solve the problem of incomplete charge collection (see
) and the rise time dependence of the response of the waveform shaping circuit (■) above, which can improve energy resolution deterioration without reducing detection efficiency. .

（ニ）構成 この発明の半導体放射線検出装置では、常温用放射線検
出器として化合物半導体を用い、前置増幅器の出力を、
微分手段と積分手段との組合せからなる準ガウス形フィ
ルタを含む波形整形増幅器に入力し、上記準ガウス形フ
ィルタの微分手段の出力に関する信号波高を利用して各
事象毎の電荷収集時間情報つまり放射線入射位置の深さ
情報を得、これに応じて各事象毎に上記波形整形増幅手
段の出力信号波高を補正することにより電荷収集の不完
全性に起因するエネルギ分解能の劣化を改善する。(D) Configuration In the semiconductor radiation detection device of the present invention, a compound semiconductor is used as a radiation detector for room temperature, and the output of the preamplifier is
It is input to a waveform shaping amplifier including a quasi-Gaussian filter consisting of a combination of differentiating means and integrating means, and the charge collection time information for each event, that is, the radiation Deterioration in energy resolution due to incomplete charge collection is improved by obtaining depth information of the incident position and correcting the output signal wave height of the waveform shaping and amplifying means for each event accordingly.

（ホ）実施例 第１図において、常温用放射線検出器１および前置増幅
器２については、第５図と同様である。(E) Embodiment In FIG. 1, the room temperature radiation detector 1 and preamplifier 2 are the same as those in FIG. 5.

また、第１図の微分回路および増幅器１３１と積分回路
および増幅器１３２は、第９図の微分回路および増幅器
３１と積分回路および増幅器３２にそれぞれ類似してお
り、全体として準ガウス形フィルタを含んだ増幅器が構
成される。微分回路および増幅器１３１の出力Ｖｄは、
遅延回路および増幅器１００とトリガ発生回路１０１に
それぞれ入力される。トリガ発生回路１０１はたとえば
短い時定数の微分回路とベースラインリストアラ、コン
パレータ等を用いたディスクリミネータと、パルス発生
回路と、スレッショルド電圧供給回路等で構成され、信
号Ｖｄまたはその微分信号がスレッショルドレベルを越
えたときのみトリガパルスＴを出力する。なお、トリガ
発生回路１゜１に上記構成例のリーディングエツジトリ
ガ法やゼロクロッシング法を用いてもよいが、遅延線等
を用いてコンスタントフラクションタイミング法を用い
てもよい。トリガパルス信号Ｔはタイミング制御回路１
０２に入力され、後述のタイミング信号ａ　−ｄが適当
なタイミングでそれぞれ出力される。また、パイルアッ
プ事象を検出・除去する機能やある事象に関する信号を
処理中に次の事象に関する信号が発生した場合に処理を
受は付けない機能も備わっているものとする。Further, the differentiating circuit and amplifier 131 and the integrating circuit and amplifier 132 in FIG. 1 are similar to the differentiating circuit and amplifier 31 and the integrating circuit and amplifier 32 in FIG. 9, respectively, and include a quasi-Gaussian filter as a whole. An amplifier is configured. The output Vd of the differentiator circuit and amplifier 131 is
The signals are input to a delay circuit and amplifier 100, and a trigger generation circuit 101, respectively. The trigger generation circuit 101 is composed of, for example, a differentiation circuit with a short time constant, a baseline restorer, a discriminator using a comparator, etc., a pulse generation circuit, a threshold voltage supply circuit, etc. A trigger pulse T is output only when the level is exceeded. Note that the leading edge trigger method or zero crossing method of the above configuration example may be used for the trigger generation circuit 1.1, but the constant fraction timing method may also be used using a delay line or the like. Trigger pulse signal T is provided by timing control circuit 1
02, and timing signals a to d, which will be described later, are output at appropriate timings. It is also assumed that there is a function to detect and remove a pile-up event, and a function to not accept processing if a signal related to the next event occurs while processing a signal related to a certain event.

一方、信号Ｖｄは遅延回路および増幅器１００を経て一
定時間遅延された後、積分回路および増幅器１３２と増
幅器１３３とに入力され、信号Ｖｇ、Ｖｄ’が出力され
る。特に、上記微分回路および増幅器１３１の時定数（
これは通常積分回路および増幅器１３２の時定数と合致
している）よりも短い時定数の微分回路を増幅器１３３
の中に含めると、信号Ｖｄ’のパルス幅が短くなり、電
荷収集時間ｔｒが比較的小さい範囲でのｔｒの揺らぎに
大して信号Ｖｄ’の波高が高感度となる（ただし雑音は
相対的に増加する）。信号Ｖｄ’　、　Ｖ　ｇはタイミ
ング信号ａおよびｂで制御される（たとえばリセット信
号やゲート信号等が制御される）ピーク検出・ホールド
回路すなわちパルスストレ・ンチャ回路１４０．１４１
にそれぞれ入力され、信号波高Ｖｄ’ｍａｘ　、　Ｖ　
ｇｍａｘが各々出力される。信号Ｖｄ’ｍａｘ　　、　
Ｖ　ｇｍａｘはそれぞれ除算器１１０に入力され、Ｖｄ
’踵ａｌ　／　Ｖ　ｇ　＠ａｙに比例した信号が出力さ
れ、タイミング信号Ｃによってサンプルホールド回路１
５１に取り込まれ、保持される。サンプルホールド回路
１５１の出力は１、非線形増幅器１１１を経て非線形変
換された後に、サンプ“ルホールド回路１５０の出力と
ともに乗算器１１２に入力され、両者の積に比例する信
号が出力される。さらに乗算器１１２の出力信号はサン
プルホールド回路の出力信号とともに加算器１１３に入
力され、得られた加算信号はタイミング信号ｄによって
サンプルホールド回路およびドライ／＜１５２に取り込
まれ、保持されて、エネルギ信号Ｃ０ＲＰ、Ｖｇが得ら
れる。On the other hand, the signal Vd is delayed for a certain period of time through the delay circuit and amplifier 100, and then input to the integrating circuit and amplifier 132 and 133, and the signals Vg and Vd' are output. In particular, the time constant (
This usually matches the time constants of the integrator circuit and amplifier 132).
If it is included in do). Signals Vd' and Vg are controlled by timing signals a and b (for example, a reset signal, a gate signal, etc. are controlled) by a peak detection/hold circuit, that is, a pulse stretcher circuit 140.141
are input to the signal wave heights Vd'max and V
gmax is output respectively. Signal Vd'max,
V gmax is input to the divider 110, and Vd
'A signal proportional to heel al/V g @ay is output, and the sample hold circuit 1 is output by the timing signal C.
51 and held. The output of the sample and hold circuit 151 is 1, and after being nonlinearly converted through the nonlinear amplifier 111, it is input to the multiplier 112 along with the output of the sample and hold circuit 150, and a signal proportional to the product of both is output. The output signal of 112 is input to the adder 113 together with the output signal of the sample and hold circuit, and the obtained added signal is taken into the sample and hold circuit and dry/<152 by the timing signal d and held, and the energy signal C0RP, Vg is obtained.

なお、信号Ｃ０ＲＲ，ＶｇをＭＣＡで波高分析する用途
等では、タイミング制御回路１０２からＭＣＡ　　ＧＡ
ＴＥ信号が出力されるよう構成する。Note that in applications such as analyzing the signal C0RR and Vg using MCA, the timing control circuit 102 uses MCA GA.
The configuration is such that a TE signal is output.

動作原理は次の通りである。補正前のエネルギ信号波高
Ｖｇｍａｘに対して補正後のエネルギ信号Ｃ０ＲＲ，Ｖ
ｇは■式で表わされる。The operating principle is as follows. Energy signal C0RR, V after correction with respect to energy signal wave height Vgmax before correction
g is expressed by the formula ■.

Ｃ０ＲＲ，Ｖｇ＝Ｖｇｍａｘ　　（１＋ｆ（ｔｒ）　）
＝　Ｖ　ｇｍａｘ　＋　Ｖ　ｇｎａｗ　＊　ｆ（ｔｒ）
　…■ここでｆ（ｔｒ）は補正係数で、前述の放射線入
射位置の深さ情報ｘ／ｌに関数つまり電荷収集時間ｔｒ
の関数である。たとえばＶｇｍａｘのｔｒ依存性が第６
図のＶｅｒａａｘのｔｒ依存性曲線で表わされるとすれ
ば、第２図（ａ）に示すような関数ｆ（ｔｒ）を■式に
用いて補正すれば前記原因■の電荷収集の不完全性およ
び原因■の波形整形回路応答のｔｒ依存性に起因するエ
ネルギ分解能の劣化を改善できる。ところで、微分回路
および増幅器１３１の出力信号の波高値Ｖｄｍａｘはた
とえば第８図（なお、この場合第８図の縦軸はＶ　ｄｍ
ａｘ　／　Ｖ　ｐｍａｘ（相対値）と読み換える）の点
線（ｃ）で示されるようなｔｒ依存性を持ち（ただし、
同図（ａ）、（ａ’）　。C0RR, Vg=Vgmax (1+f(tr))
= V gmax + V gnaw * f(tr)
…■Here, f(tr) is a correction coefficient, which is a function of the depth information x/l of the radiation incident position described above, that is, the charge collection time tr
is a function of For example, the tr dependence of Vgmax is
If it is expressed by the Veraax tr dependence curve shown in the figure, if the function f(tr) as shown in Figure 2 (a) is corrected using equation (2), the imperfection of charge collection due to cause (2) and The deterioration in energy resolution caused by the tr dependence of the waveform shaping circuit response, which is cause (2), can be improved. By the way, the peak value Vdmax of the output signal of the differentiating circuit and the amplifier 131 is shown in FIG. 8, for example (in this case, the vertical axis of FIG. 8 is V dm
ax / V pmax (read as relative value)) has a tr dependence as shown by the dotted line (c) (however,
Figures (a) and (a').

（ａ”）の場合と同様で、微分時定数によって異なるこ
とになるが、この曲線（ｃ）は曲線（ａ）と同程度の時
定数の場合を示す）、Ｖｇｍａｘよりも大きなｔｒ依存
性を示す。さらに増幅器１３３の中に短い時定数の微分
回路が含まれている場合には、その出力信号の波高値Ｖ
ｄ’＋ｓａｘは、たとえば第８図点線（ｄ）で示される
ようなｔｒ依存性を持っ（なお、コノ場合第８図の縦軸
はＶｄ’ｍａｘ　／Ｖ　ｐｍａｘ　　（相対値）と読み
換える）。このような場合のＲ”：　ｋ　ｅ　Ｖｄ’ｍ
ａｘ　／Ｖ　ｇｍａｘ　００．■は、たとえば第２図（
ｂ）に示されるようなｔｒ依存性を示し、放射線入射位
置の深さ情報ｘ／ｌまたは電荷収集時間ｔｒを表わすパ
ラメータとして使用できる（ただし係数にはｔｒΣＯの
事象に関してｋ　＊　Ｖｄ’ｍａｘ　＝　Ｖ　ｇｍｔｓ
ｘとなるように与えられている）、すなわち、ｆ（ｔｒ
）を０式のＲの関数Ｐ　（Ｒ）として表わすことができ
、たとえば第２図（ａ）および（ｂ）より、第２図（Ｃ
）に示されるような非線形曲線が得られる。This curve (c) shows a case where the time constant is about the same as that of curve (a), although it differs depending on the differential time constant (similar to the case of (a)), and has a larger tr dependence than Vgmax. Furthermore, if the amplifier 133 includes a differentiating circuit with a short time constant, the peak value V of the output signal
d'+sax has a tr dependence, for example, as shown by the dotted line (d) in FIG. 8 (in this case, the vertical axis in FIG. 8 is read as Vd'max/V pmax (relative value)). R'' in such a case: k e Vd'm
ax /V gmax 00. For example, ■ is shown in Figure 2 (
It shows the tr dependence as shown in b), and can be used as a parameter representing the depth information x/l of the radiation incident position or the charge collection time tr (however, the coefficients include k * Vd'max = V with respect to the event of trΣO). gmts
x), that is, f(tr
) can be expressed as a function P (R) of R in Equation 0. For example, from Fig. 2 (a) and (b), Fig. 2 (C
) is obtained.

第１図に関して説明すれば、除算器１１０の出力は０式
のＲに比例しており、非線形増幅器１１１を通してＰ　
（Ｒ）−ｆ（ｔｒ）に比例する信号に変換され、乗算器
１１２によって■式のＶｇｔｓａｘ　・ｆ（ｔｒ）に相
当する信号が得られるわけである。Regarding FIG. 1, the output of the divider 110 is proportional to R in the equation 0, and is passed through the nonlinear amplifier 111 to P
The signal is converted into a signal proportional to (R)-f(tr), and the multiplier 112 obtains a signal corresponding to Vgtsax·f(tr) in equation (2).

以上はひとつの実施例を示すものであり、この発明の趣
旨を逸脱しない範囲で構成的に種々の変更が可能である
。The above shows one embodiment, and various changes can be made in the structure without departing from the spirit of the invention.

たとえば、積分回路および増幅器１３２は増幅器１３３
に比べて一般に伝搬時間が長いので、遅延回路および増
幅器１００を共通とせずに積分回路および増幅器１３２
の方が増幅器１３３よりも早く入力されるよう構成して
もよい。For example, the integrator circuit and amplifier 132
Since the propagation time is generally longer than the delay circuit and the amplifier 100, the integration circuit and the amplifier 132
may be configured to be input earlier than the amplifier 133.

また、ピーク検出会ホールド回路１４０．１４１の出力
Ｖ　ｇｍａｘ　、　Ｖｄ’ｍａｘの各々を、一度別のサ
ンプルホールド回路に取り込み保持してから除算器１１
０およびサンプルホールド回路１５０に入力するように
構成してもよい。In addition, each of the outputs V gmax and Vd'max of the peak detection hold circuits 140 and 141 is once taken into another sample hold circuit and held, and then transferred to the divider 11.
0 and may be configured to be input to the sample and hold circuit 150.

さらに、第２図（ｃ）の曲線は第２図（ｄ）のように表
現できる。すなわち、 ΔＲ；１−Ｒ ＝　（Ｖ　ｇｍａｘ　−ｋ　＠　Ｖｄ’ａ＋ａｘ　）　
／　Ｖ　ｇｍａｘ・・・■ とおくと補正係数ｆ（ｔｒ）をΔＲの関数Ｑ（ΔＲ）と
して表わすことができる。この構成例としては第１図で
除算器１１０の前に減算器を設けることにより除算器１
１０の出力を０式のＨの代りに０式のΔＲに比例するよ
うにし、非線形増幅器１１１の応答を第２図（ｄ）のよ
うに入力に対して単調増加な関数にすればよい。Furthermore, the curve of FIG. 2(c) can be expressed as shown in FIG. 2(d). That is, ΔR; 1-R = (V gmax -k @ Vd'a+ax)
/V gmax...■ The correction coefficient f(tr) can be expressed as a function Q(ΔR) of ΔR. As an example of this configuration, in FIG. 1, by providing a subtracter before the divider 110, the divider 1
The output of 10 may be made proportional to ΔR in equation 0 instead of H in equation 0, and the response of nonlinear amplifier 111 may be made a monotonically increasing function with respect to the input as shown in FIG. 2(d).

この変形例の第１近似として、第２図（ｄ）のようなＱ
（ΔＲ）を比較的小さなΔＲの範囲において、次式が成
立すると仮定する。As a first approximation of this modification, Q
It is assumed that the following equation holds true within a relatively small range of (ΔR).

Ｑ（ΔＲ）　＝ｆ（ｔｒ）、α・ΔＲ・・・■ここでα
は比例係数である。■式に０式と０式とを代入すること
により、 Ｃ０ＲＲ，Ｖｇ ’、　Ｖｇｍａｘ　＋ａ　（Ｖｇｍａｘ　−ｋｅＶｄ’
＋ｏａｘ　）ミＣ０ＲＲ，Ｖｇ”　　　　　　　　　　
　・・・■が得られる。この＃Ｉｉ成例を第３図に示す
。ピーク検出管ホールド回路１４０．１４１については
第１図と同様であり、トリガパルス信号Ｔがタイミング
制御回路２０２に入力されることにより、各タイミング
信号ａ、ｂ、（１’およびＭＣＡ　　ＧＡＴＥ信号が適
当なタイミングでそれぞれ出力される、Ｖｇｒｓａｘと
Ｖｄ’ｓａｘの両信号は減算器２１４に入力され、（Ｖ
　ｇｍａｘ　−ｋ　＊　Ｖｄ’ｍａｘ　）に比例する信
号が得られる。この信号はＶｇｙａａｘとともに加算器
２１３に入力されて０式に相当する演算が行なわれ、そ
の出力はタイミング信号ｄ′によってサンプルホールド
回路およびドライバ２５２に取り込まれ、保持されてエ
ネルギ信号Ｃ０ＲＰ、　ｖｇ’が得られる。たとえ第２
図（ｄ）の実線の曲線のように補正の精度を高くしても
、木質的にΔＲが大きい範囲に関しては補正の誤差が大
きく、信頼性に乏しいということと、第１図に比べて第
３図のように乗算器、非線形増幅器等が不要なため回路
構成が非常に簡単となることから、この近似法は大変有
効である。Q (ΔR) = f (tr), α・ΔR...■Here α
is the proportionality coefficient. ■By substituting the 0 expression and the 0 expression into the expression, C0RR,Vg', Vgmax +a (Vgmax -keVd'
+oax)MiC0RR,Vg”
...■ is obtained. This #Ii example is shown in FIG. The peak detection tube hold circuits 140 and 141 are the same as those shown in FIG. Both signals Vgrsax and Vd'sax, which are output at the same timing, are input to the subtracter 214, and (V
A signal proportional to gmax-k*Vd'max) is obtained. This signal is input to the adder 213 along with Vgyaax, and an operation corresponding to equation 0 is performed, and its output is taken into the sample-hold circuit and driver 252 by the timing signal d' and held, and the energy signals C0RP and vg' are can get. Even if the second
Even if the accuracy of the correction is increased as shown by the solid curve in Figure (d), the error in the correction is large in the range where ΔR is large due to wood quality, and the reliability is poor. As shown in FIG. 3, this approximation method is very effective because the circuit configuration is extremely simple since multipliers, nonlinear amplifiers, etc. are not required.

また、別の変形例としては波形整形増幅器に、準ガウス
形フィルタとゲート制御積分器を組合せた、疑似台形フ
ィルタを使用してもよい。その場合、第８図の実線（ｂ
）で示されるように、前記原因■つまり波形整形回路応
答のｔｒ依存性は大変小さいので、エネルギ分解能の劣
化の原因は主に前記原因■っまり電荷収集の不完全性で
ある。この変形例を第４図に示す。積分回路および増幅
器１３２、増幅器１３３およびピーク検出・ホールド回
路１４１については第１図と同様であり、トリガパルス
信号Ｔがタイミング制御回路３０２に入力されることに
よりタイミング信号ａ、ｂｇ、ｂｒ。Further, as another modification, a pseudo-trapezoidal filter, which is a combination of a quasi-Gaussian filter and a gate-controlled integrator, may be used in the waveform shaping amplifier. In that case, the solid line (b
), the cause (2), that is, the tr dependence of the waveform shaping circuit response, is very small, so the cause of the deterioration of energy resolution is mainly the cause (2), which is incomplete charge collection. This modification is shown in FIG. The integrating circuit, amplifier 132, amplifier 133, and peak detection/hold circuit 141 are the same as those shown in FIG.

ｃ、ｄ（またはｄ’）およびＭＣＡ　　ＧＡＴＥ信号等
の各々が適当なタイミングでそれぞれ出力される。積分
回路および増幅器１３２の出力信号Ｖｇはゲート制御積
分器１６０に入力され、一定時間積分されて、信号Ｖｇ
ｉが得られる。ここでゲート制御積分器１６０は、図に
示すようにタイミング信号ｂｇでゲートスイッチが制御
され、タイミング信号ｂｒでリセットスイッチが制御さ
れるように構成すれば、ホールド機能も備えるようにす
ることができる。また、ゲート制ｕ４積分器１６０の前
に電圧電流変換器を設ければ、入力信号の広い範囲に関
して積分の直線性が改善される。なお、信号Ｖｇｉの処
理に関しては、第１図や第３図の信号Ｖｇｍａｘと同様
であり、つまり信号Ｖｇｉと信号Ｖｄ’ｍａｘの関係か
ら信号Ｖｇｉを補正してエネルギ信号が得られる。Each of c, d (or d'), MCA GATE signal, etc. is output at appropriate timing. The output signal Vg of the integrating circuit and amplifier 132 is input to a gate-controlled integrator 160, where it is integrated for a certain period of time to produce a signal Vg.
i is obtained. Here, the gate control integrator 160 can also be provided with a hold function by configuring the gate switch to be controlled by the timing signal bg and the reset switch to be controlled by the timing signal br, as shown in the figure. . Also, providing a voltage-to-current converter before the gated U4 integrator 160 improves the linearity of the integration over a wide range of input signals. Note that processing of the signal Vgi is similar to that of the signal Vgmax in FIGS. 1 and 3, that is, the energy signal is obtained by correcting the signal Vgi from the relationship between the signal Vgi and the signal Vd'max.

さらに、第１図のような構成において、準ガウス形フィ
ルタの微分回路段（通常ゼロポールキャンセレーション
を含む）を微分回路および増幅器１３１の中だけに限定
して説明してきたが、準ガウス形フィルタの時定数τを
可変とする場合に信号Ｖｄが（したがって信号Ｖｄ’も
）時定数τに応じて変化するため、使用上不都合が生じ
る場合がある。したがって微分回路および増幅器１３１
の微分回路段の時定数τ０を固定とし、積分回路および
増幅器１３２には時定数でか可変な微分回路段および積
分回路段を含めて、全体として時定数τがτ≦τ０の範
囲で可変な準ガウス形フィルタとなるように構成しても
よい。Furthermore, in the configuration shown in FIG. 1, the differentiating circuit stage (usually including zero pole cancellation) of the quasi-Gaussian filter has been explained only in the differentiating circuit and amplifier 131, but the quasi-Gaussian filter When the time constant τ is made variable, the signal Vd (and thus the signal Vd') changes in accordance with the time constant τ, which may cause problems in use. Therefore, the differentiator circuit and amplifier 131
The time constant τ0 of the differentiating circuit stage is fixed, and the integrating circuit and amplifier 132 include the differentiating circuit stage and the integrating circuit stage whose time constants are variable, and the time constant τ as a whole is variable within the range of τ≦τ0. It may be configured to be a quasi-Gaussian filter.

（へ）効果 この発明によれば、化合物半導体素子を用いた常温用放
射線検出器において、電荷収集の不完全性（＃述の原因
■）および波形整形回路応答の入力信号立ち上り時間依
存性に起因するエネルギ分解能の劣化（前述の原因■）
を、検出効率をほとんど低下させずに改善することがで
きる。しかも、これが比較的簡単な回路構成で可能であ
る。(F) Effect According to this invention, in a room-temperature radiation detector using a compound semiconductor element, imperfection in charge collection (#described cause ■) and dependence of the waveform shaping circuit response on the input signal rise time. Deterioration of energy resolution (cause mentioned above)
can be improved with almost no reduction in detection efficiency. Moreover, this is possible with a relatively simple circuit configuration.

特に素子を１次元的または２次元的に配列して位置検出
を行なう用途に効果的である。また、単一遅延線クリッ
ピングフィルタを用いた場合に比べて回路雑音が小さい
。さらに、前述の原因■に関しても補正するため時定数
を余分に長くする必要がないので、高い計数率特性が得
られる。It is particularly effective in applications where elements are arranged one-dimensionally or two-dimensionally to perform position detection. Further, circuit noise is smaller than when a single delay line clipping filter is used. Furthermore, since there is no need to make the time constant extra long to correct for the above-mentioned cause (2), high counting rate characteristics can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はこの発明の一実施例のブロック図、第２図（ａ
）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　、　（ｄ）は実施例の説
明のためのグラフ、第３図および第４図は変形例をそれ
ぞれ示すブロック図、第５図および第９図は従来例のブ
ロック図、第６図、第７図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）。 （ｃＬ）および第８図は従来例を説明するためのグラフ
である。 １・・・常温用放射線検出器 １１・・・化合物半導体素子　１２・・・陰極１３・・
・陽極　　　　　　　２・・・前置増幅器３・・・主増
幅器（波形整形増幅器） ３０・・・準ガウス形フィルタを用いた波形整形増幅器
３１．１．３１・・・微分回路および増幅器３２．１３
２・・・積分回路および増幅器１００・・・遅延回路お
よび増幅器 １０１・・・トリガ発生回路 １０２．２（＞２．３０２・・・タイミング制御回路１
１０・・・除算器　　　１１１・・・非線形増幅器１１
２・・・乗算器　　　１１３．２１３・・・加算器１３
３・・・増幅器または微分回路および増幅器１４０．１
４１・・・ピーク検出弗ホールド回路１５０．１５１・
・・サンプルホールド回路１５２．２５２・・・サンプ
ルホールド゛回路およびド２１４・・・減算器　　　　
　　　　　　　　ライバ１６０・・・ゲート制御積分器FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG.
), (b), (c), and (d) are graphs for explaining the embodiment, FIG. 3 and FIG. 4 are block diagrams showing modified examples, respectively, and FIG. 5 and FIG. 9 are graphs for explaining the conventional example. Block diagrams, Fig. 6, Fig. 7 (a), (b), (c). (cL) and FIG. 8 are graphs for explaining the conventional example. 1... Radiation detector for room temperature 11... Compound semiconductor element 12... Cathode 13...
・Anode 2... Preamplifier 3... Main amplifier (waveform shaping amplifier) 30... Waveform shaping amplifier using quasi-Gaussian filter 31.1.31... Differentiation circuit and amplifier 32.13
2... Integrating circuit and amplifier 100... Delay circuit and amplifier 101... Trigger generation circuit 102.2 (>2.302... Timing control circuit 1
10...Divider 111...Nonlinear amplifier 11
2... Multiplier 113.213... Adder 13
3...Amplifier or differentiator circuit and amplifier 140.1
41...Peak detection cross-hold circuit 150.151.
...Sample hold circuit 152.252...Sample hold circuit and code 214...Subtractor
Driver 160...Gate control integrator

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）化合物半導体を検出素子に用いた常温用放射線検
出手段と、前置増幅手段と、微分手段と積分手段との組
合せからなる準ガウス形フィルタを含む波形整形増幅手
段と、上記微分手段の出力に関する信号波高と上記波形
整形増幅手段の出力信号波高を比較することにより各事
象毎の電荷収集時間情報を得る手段と、上記電荷収集時
間情報に応じて各事象毎に上記波形整形増幅手段の出力
信号波高を補正することにより電荷収集の不完全性に起
因するエネルギ分解能の劣化を改善する補正手段とを有
する半導体放射線検出装置。(1) A room-temperature radiation detection means using a compound semiconductor as a detection element, a preamplification means, a waveform shaping amplification means including a quasi-Gaussian filter consisting of a combination of differentiating means and integrating means, and means for obtaining charge collection time information for each event by comparing the signal wave height regarding the output with the output signal wave height of the waveform shaping amplification means; What is claimed is: 1. A semiconductor radiation detection device comprising: a correction means for improving energy resolution deterioration caused by incomplete charge collection by correcting an output signal wave height. （２）上記波形整形増幅手段は、上記準ガウス形フィル
タの出力に関する信号をゲート積分器で一定時間積分す
る構成の疑似台形フィルタを含むことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の半導体放射線検出装置。(2) The semiconductor according to claim 1, wherein the waveform shaping amplification means includes a pseudo-trapezoidal filter configured to integrate a signal related to the output of the quasi-Gaussian filter for a certain period of time using a gate integrator. Radiation detection device. （３）上記電荷収集時間情報を得る手段は、上記微分手
段の出力をさらに短い時定数の微分回路に入力して得ら
れたパルス信号の波高と上記波形整形増幅手段の出力信
号波高を比較することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の半導体放射線検出装置。(3) The means for obtaining the charge collection time information compares the wave height of the pulse signal obtained by inputting the output of the differentiating means to a differentiating circuit with a shorter time constant and the output signal wave height of the waveform shaping and amplifying means. Claim 1 characterized in that
The semiconductor radiation detection device described in .