JPS61132096A - 交流モ−タ制御装置 - Google Patents
交流モ−タ制御装置Info
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- JPS61132096A JPS61132096A JP59252395A JP25239584A JPS61132096A JP S61132096 A JPS61132096 A JP S61132096A JP 59252395 A JP59252395 A JP 59252395A JP 25239584 A JP25239584 A JP 25239584A JP S61132096 A JPS61132096 A JP S61132096A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電流指令に従って交流モータの駆動ｉｆ流が
制御される交流モータ制御装置に関するものである。
制御される交流モータ制御装置に関するものである。
（従来技術とその問題点）
この種の装置においてはマイクロコンピュータなどによ
るデジタル処理で階段状正弦波の電流指令が得られてお
り、従来においては以下のようにしてこの指令に従い交
流モータの制御が行なわれ −でいた。
るデジタル処理で階段状正弦波の電流指令が得られてお
り、従来においては以下のようにしてこの指令に従い交
流モータの制御が行なわれ −でいた。
第４図には電気自動車に使用される従来装置が示されて
おり、車載バッテリ１０の直流出力′ＩＩＩ流はＰＷＭ
インバータ１２のＰＷＭインバータ主回路１２Ａにより
三相の交流電流に変換されている。
おり、車載バッテリ１０の直流出力′ＩＩＩ流はＰＷＭ
インバータ１２のＰＷＭインバータ主回路１２Ａにより
三相の交流電流に変換されている。
そしてその交流電流は駆！１ＪＴｉ流として同期モータ
１４に供給されており、同期モータ１４は車両の走行駆
動源とされている。
１４に供給されており、同期モータ１４は車両の走行駆
動源とされている。
なお、この装置では、ＰＷＭインバータ主回路１２Ａの
各主スイツチング素子にパワートランジスタが使用され
ており、それらトランジスタはドライバ回路１２Ｂによ
りスイッチング駆動されている。
各主スイツチング素子にパワートランジスタが使用され
ており、それらトランジスタはドライバ回路１２Ｂによ
りスイッチング駆動されている。
そしてこのスイッチング駆動はＰＷＭ回路１２Ｃ−のＰ
ＷＭ信号に従って行なわれており、ＰＷＭ信号は電流制
御回路１２０１’得られた電流制御信号に基づいて得ら
れている。
ＷＭ信号に従って行なわれており、ＰＷＭ信号は電流制
御回路１２０１’得られた電流制御信号に基づいて得ら
れている。
ざらに電流制御回路１２Ｄでは前記電流指令に基づいて
電流制御信号が得られており、電流検出１１１５で検出
されたモータ駆動電流の検出信号がフィードバック信号
としてこの電流制御回路１２に供給されている。
電流制御信号が得られており、電流検出１１１５で検出
されたモータ駆動電流の検出信号がフィードバック信号
としてこの電流制御回路１２に供給されている。
ここで、前記電流指令は電流指令発生器３６で得られて
おり、この電流指令発生器３６ではマイクロコンピュー
タなどによるデジタル処理で電流指令が生成されている
。
おり、この電流指令発生器３６ではマイクロコンピュー
タなどによるデジタル処理で電流指令が生成されている
。
そしてこの電流指令発生器３６には速度センサ３７のモ
ータ回転速度検出信号、回転センサ２８からの回転子回
転検出信号、さらにトルク指令発生器３２のトルク指令
が供給されており、これらに基づいて前記電流指令が生
成されている。
ータ回転速度検出信号、回転センサ２８からの回転子回
転検出信号、さらにトルク指令発生器３２のトルク指令
が供給されており、これらに基づいて前記電流指令が生
成されている。
この電流指令は第５図の特性１０ｏで示されるような階
段状正弦波とされており、この指令１００がＰＷＭイン
バータ１２に直接供給されるとその高調波成分で同期モ
ータ１４の発生トルクに脈動が生ずるので、電流指令の
高調波成分をローパスフィルタ４３により除去すること
により指令１００を第５図の特性１０２で示される正弦
波状の電流指令１０２としている。
段状正弦波とされており、この指令１００がＰＷＭイン
バータ１２に直接供給されるとその高調波成分で同期モ
ータ１４の発生トルクに脈動が生ずるので、電流指令の
高調波成分をローパスフィルタ４３により除去すること
により指令１００を第５図の特性１０２で示される正弦
波状の電流指令１０２としている。
しか・しながらこの種の従来装置においては、第５図か
ら理解されるように指令１００に対して指令１０２の位
相は位相角Δθだけ前記ローパスフィルタにより遅れる
ので、正確な位相制御を行なうことが不可能となり、特
に上記第４図の従来装置においては負荷角が減少してト
ルク指令に対応したモータトルクが得られないという問
題があった。
ら理解されるように指令１００に対して指令１０２の位
相は位相角Δθだけ前記ローパスフィルタにより遅れる
ので、正確な位相制御を行なうことが不可能となり、特
に上記第４図の従来装置においては負荷角が減少してト
ルク指令に対応したモータトルクが得られないという問
題があった。
そして上記位相角Δθは第６図、第７図から理解される
ように回転子の回転速度に応じて増加するので、回転子
が高速回転されているときほど上記位相制御の誤差が増
大していた。
ように回転子の回転速度に応じて増加するので、回転子
が高速回転されているときほど上記位相制御の誤差が増
大していた。
（発明の目的）
本発明は上記従来の課題に鑑みて為されたものであり、
その目的は、前記ローパスフィルタによる位相制ａｌｌ
誤差を解消できる交流モータ制御０装置を提供すること
にある。
その目的は、前記ローパスフィルタによる位相制ａｌｌ
誤差を解消できる交流モータ制御０装置を提供すること
にある。
（発明の構成）
上記目的を達成するために本発明は、
トルク指令に基づいて交流モータへ与える階段状正弦波
の電流指令を発生する電流指令発生手段と、 前記電流指令の高周波成分を除去するローパスフィルタ
とを有する交流モータ制ｒＢ装置において、前記電流指
令発生手段は、・前記ローパスフィルタによる電流指令
の位相遅れを交流モータの回転速度に応じて補償する位
相遅れ補償手段を含むことを特徴とする。
の電流指令を発生する電流指令発生手段と、 前記電流指令の高周波成分を除去するローパスフィルタ
とを有する交流モータ制ｒＢ装置において、前記電流指
令発生手段は、・前記ローパスフィルタによる電流指令
の位相遅れを交流モータの回転速度に応じて補償する位
相遅れ補償手段を含むことを特徴とする。
（発明の実施例）
以下、図面に基づいて本発明に係る装置の好適な実施例
を説明する。
を説明する。
第１図において車載バラブリ１０の直流出力電流がＰＷ
Ｍインバータ１２により三相の交流電流に変換されてお
り、その交流電流は駆動電流として永久磁石ディスク同
期朋モータ１４に供給されている。
Ｍインバータ１２により三相の交流電流に変換されてお
り、その交流電流は駆動電流として永久磁石ディスク同
期朋モータ１４に供給されている。
第２図には上記永久１１石ディスク型同期モータ１４の
側断面が示されており、その回転軸１６には回転子１Ｂ
およ、び永久磁石２０が固定されている。
側断面が示されており、その回転軸１６には回転子１Ｂ
およ、び永久磁石２０が固定されている。
そして回転子１８は略盆状に形成された透磁材が対向さ
れたもので、両者間に挿入配置された永久磁石２０の起
磁力から磁気回路２２が形成されている。
れたもので、両者間に挿入配置された永久磁石２０の起
磁力から磁気回路２２が形成されている。
さらに上記回転子１８の周側面に形成されたギャップに
は固定子２４が挿入配置されており、電流２６が流れる
ことによりモータトルクが発生して反作用で回転子１８
が回転される。
は固定子２４が挿入配置されており、電流２６が流れる
ことによりモータトルクが発生して反作用で回転子１８
が回転される。
また回転子１８の回転が回転センサ２８により検出され
ており、その検出信号の監視により第１図の回転子位置
検出器３０で回転子回転角θ０が検出されている。
ており、その検出信号の監視により第１図の回転子位置
検出器３０で回転子回転角θ０が検出されている。
第１図において本装置にはトルク指令発生器３２および
磁束指令発生器３４が設けられてＪ５す、それらのトル
ク指令Ｔ ６３よび磁束指令Φは割算器３８に供給され
ている。
磁束指令発生器３４が設けられてＪ５す、それらのトル
ク指令Ｔ ６３よび磁束指令Φは割算器３８に供給され
ている。
この割Ｗ器３８ではトルク成分電流指令ｉ１ｄが
ｉ＋ｄ＝Ｔ／Φ ・・・第（１）式の演
算処理により求められている。
算処理により求められている。
なお上記トルク指令発生器３２ではアクセルペダル踏込
み量の検出値に対して遅延処理が行なわれることにより
車両のソフトスタートが可能とされており、また磁束指
令発生器３４では速度−磁束特性からセンサ３７のモー
タ回転速度検出信号に対応する磁束指令Φが求められて
これによりいわゆるモータ１４の弱め界磁制御が行なわ
れている。
み量の検出値に対して遅延処理が行なわれることにより
車両のソフトスタートが可能とされており、また磁束指
令発生器３４では速度−磁束特性からセンサ３７のモー
タ回転速度検出信号に対応する磁束指令Φが求められて
これによりいわゆるモータ１４の弱め界磁制御が行なわ
れている。
前記指令ｉ１ｄは演算器（正弦逆関数発生器）４０に供
給されており、演算器（正弦逆関数発生器）４０におい
ては永久磁石ディスク型同期モータ１４の一次インダク
タンスＬと永久磁石有効磁束φとこの指令ｉ１ｄとによ
り負荷角指令δがδ−５ｉｎ ’ （１−／φ−ｉ「ｄ
）−ｓｉｎ ’ （Ｌ／φ−Ｔ／Φ）・・・第（２）式
の演算処理により求められている。
給されており、演算器（正弦逆関数発生器）４０におい
ては永久磁石ディスク型同期モータ１４の一次インダク
タンスＬと永久磁石有効磁束φとこの指令ｉ１ｄとによ
り負荷角指令δがδ−５ｉｎ ’ （１−／φ−ｉ「ｄ
）−ｓｉｎ ’ （Ｌ／φ−Ｔ／Φ）・・・第（２）式
の演算処理により求められている。
そして演算器（正弦逆関数発生器）４０で求められた指
令δは演算器（余弦逆関数発生器）４２に供給されてお
り、演算器（余弦逆関数発生器）４２においては値φＣ
ＯＳδが求められている。
令δは演算器（余弦逆関数発生器）４２に供給されてお
り、演算器（余弦逆関数発生器）４２においては値φＣ
ＯＳδが求められている。
その埴φＣＯＳδは演算器４４において指令Φ′から差
引かれており、この引き算値は演ｎ５４６に供給されて
いる。
引かれており、この引き算値は演ｎ５４６に供給されて
いる。
演算器４６においては演算器４４の引きｖｌｔｌｌと永
久磁石ディスク型同期モータ１４の一次インダクタンス
Ｌとを用いて磁束成分電流指令１１ｑがｉ ＋Ｑ ＝（
Φ−φＣＯＳδ）／Ｌ ・・・第（３）式 ・に
より求められている。
久磁石ディスク型同期モータ１４の一次インダクタンス
Ｌとを用いて磁束成分電流指令１１ｑがｉ ＋Ｑ ＝（
Φ−φＣＯＳδ）／Ｌ ・・・第（３）式 ・に
より求められている。
さらに上記磁束成分電流指令ｉ＋Ｑおよびトルク成分ｉ
！流指令ｉ１ｄは演算器４８と演算器（正接逆関数発生
器）５０とに供給されている。
！流指令ｉ１ｄは演算器４８と演算器（正接逆関数発生
器）５０とに供給されている。
この演算器４８においては電流振幅指令Ｃ−ｑ？＋１ｌ
ｄ２が求められており、演算器５０では位相角ｔａｂ’
（ｉ Ｉｄ／ｉ ＋Ｑ ）が求められている。
ｄ２が求められており、演算器５０では位相角ｔａｂ’
（ｉ Ｉｄ／ｉ ＋Ｑ ）が求められている。
また上記位相角ｔａｎ’ （ｉ＋ｄ／ｉ＋Ｑ）は負荷角
指令δおよび回転子検出回転角θａとともに演算器５２
に供給されており、この演算器５２においては位相角指
令θが θ＝θ０＋δ＋θ１ ・・・第（４）式によ
り求められている。
指令δおよび回転子検出回転角θａとともに演算器５２
に供給されており、この演算器５２においては位相角指
令θが θ＝θ０＋δ＋θ１ ・・・第（４）式によ
り求められている。
そしてこの位相角指令θは前記電流振幅指令１１ととも
にベクトル乗算器５４に供給されており、このベクトル
乗算器５４においては各相の電流指令ｉｕ、 ｉｖ、
ｉｗが ｉｕ セ １１ｑ’＋１ １ ’５ｉｎ（
θ ０ ＋ δ ＋ θｌ）・・・第（５）式 ％式％ １＋２π／３）・・・第（６）式 ｉｗ＝ ｚｑ ＋＋＋ ５ｉｎ（θ＋δ＋θ１
＋４π／３）・・・第（７）式 により求められている。
にベクトル乗算器５４に供給されており、このベクトル
乗算器５４においては各相の電流指令ｉｕ、 ｉｖ、
ｉｗが ｉｕ セ １１ｑ’＋１ １ ’５ｉｎ（
θ ０ ＋ δ ＋ θｌ）・・・第（５）式 ％式％ １＋２π／３）・・・第（６）式 ｉｗ＝ ｚｑ ＋＋＋ ５ｉｎ（θ＋δ＋θ１
＋４π／３）・・・第（７）式 により求められている。
なおこのベクトル乗算器５４においては、値ｓｉｎθ、
ｓｉｎ （θ＋２π／３）が最初に求められ、次に指
令ｉｕ＝ ＩＩＱ ＋＋＋ 、Ｓｆｎθ、 ｉｖ
−Ｉｌｑ ＋＋＋ ５ｉｎ（θ＋２π／３）が求
められ、最後に指令ｉｖ＝ ｌ＋ｑ −ｚＩｄ２ｓｉ
ｎ （θ４−２π／３）により指令ｉｗ−（Ｔ”丁Ｔ
７＋１Ｉｄ２ｓｉｎ（θ＋４／３７ｒ ） カ求メ’３
ｔｔｒイる。
ｓｉｎ （θ＋２π／３）が最初に求められ、次に指
令ｉｕ＝ ＩＩＱ ＋＋＋ 、Ｓｆｎθ、 ｉｖ
−Ｉｌｑ ＋＋＋ ５ｉｎ（θ＋２π／３）が求
められ、最後に指令ｉｖ＝ ｌ＋ｑ −ｚＩｄ２ｓｉ
ｎ （θ４−２π／３）により指令ｉｗ−（Ｔ”丁Ｔ
７＋１Ｉｄ２ｓｉｎ（θ＋４／３７ｒ ） カ求メ’３
ｔｔｒイる。
それら電流指令ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗは前記ローパスフ
ィルタ４３を介してＰＷＭインバータ１２に供給されて
おり、これら電流指令ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗに各々応じ
た三相の交流電流が駆動電流として永久磁石ディスク型
同期モータ１４に供給される。
ィルタ４３を介してＰＷＭインバータ１２に供給されて
おり、これら電流指令ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗに各々応じ
た三相の交流電流が駆動電流として永久磁石ディスク型
同期モータ１４に供給される。
ここで電流指令発生器３６には関数発生器６０が設けら
れており、この関数発生器６０にはモータ回転速度−補
正位相角特性が設定されている。
れており、この関数発生器６０にはモータ回転速度−補
正位相角特性が設定されている。
そして関数発生器６０には上記速度センサ３７のモータ
回転速度検出信号が供給されており、その検出上−タ回
転速度に対応する補正位相角θｄが上記特性から得られ
ている。
回転速度検出信号が供給されており、その検出上−タ回
転速度に対応する補正位相角θｄが上記特性から得られ
ている。
さらにこの補正位相角θｄはローパスフィルタ４３の前
記遅れ位相角Δθと一致してＪ５す、前記演算器５２に
おいて位相角θ、）、ｊａｎ−’（ｉｌｄ／ｉ＋Ｑ）、
δに加算されている。
記遅れ位相角Δθと一致してＪ５す、前記演算器５２に
おいて位相角θ、）、ｊａｎ−’（ｉｌｄ／ｉ＋Ｑ）、
δに加算されている。
このように本実施例では位相角指令θが位相角θｄだけ
予め進められている。
予め進められている。
本実施例は以上の構成からなり、以下その作用を説明す
る。
る。
第２図の永久磁石ディスク型同期モータ１４に対する説
明から理解されるように、この永久磁石ディスク型同期
モータ１４は通常のモータに対して電流と磁束との位Ｍ
関係が逆となっている。
明から理解されるように、この永久磁石ディスク型同期
モータ１４は通常のモータに対して電流と磁束との位Ｍ
関係が逆となっている。
ここで、第３図に示される２極モデルが永久磁石ディス
ク型同期モータ１４に対して想定された場合、そのトル
クは以下のようにして発生する。
ク型同期モータ１４に対して想定された場合、そのトル
クは以下のようにして発生する。
第３図において座標（ｑ 、 ｄ ）は有効な磁束Φ＾
の方向にとられており、永久磁石により磁束φ＾が得ら
れている。
の方向にとられており、永久磁石により磁束φ＾が得ら
れている。
このとき各方向の磁束成分は、
Φ＾−φ＾ｃｏｓδ＋Ｌｉ＋Ｑ ・・・第（８）式
θ−φｓｉｎδ＋Ｌ ｉ １ｄ ・・・第（９
）式で表わすことが可能である。
θ−φｓｉｎδ＋Ｌ ｉ １ｄ ・・・第（９
）式で表わすことが可能である。
そしてこのモータで発生するトルクＴ＾は、Ｔ＾−Φｘ
−ｉ＋ｄ ・・・Ｍ （，１０）式で表わすこ
とが可能である。
−ｉ＋ｄ ・・・Ｍ （，１０）式で表わすこ
とが可能である。
□
従って、前記トルク指令Ｔと磁束指令Φとが与えられた
場合には、第（１０）式から前記第（１）式が得られる
ので、この式から指令ｉ＋ｄが求められる。
場合には、第（１０）式から前記第（１）式が得られる
ので、この式から指令ｉ＋ｄが求められる。
またこの第（１０）式および第（１）式から前記負荷角
指令δが得られる。
指令δが得られる。
さらに上記第（８）式から前記第（３）式が得られ、こ
の式から指令ｉｌｑが求められる。
の式から指令ｉｌｑが求められる。
これら指令ｉ＋ｑ、ｉ＋ｃｌは直交するので、そのベク
トル絶対値は前記電流振幅指令１１となり、この指令１
１はトルク指令Ｔに正確に対応したものとなる。
トル絶対値は前記電流振幅指令１１となり、この指令１
１はトルク指令Ｔに正確に対応したものとなる。
またそのときの位相角は回転子回転角、負荷角。
そして前記位相角の和となるので、前記第（４）式によ
り得られた位相角指令θが前記電流振幅指令１１ととも
に電流指令ｉの算出に使用されれば、トルク指令Ｔと正
確に一致したトルクＴ＾が永久磁石ディスク型同期モー
タ１４において発生し、このときそのトルクＴ＾は指令
Ｔに遅れることはない。
り得られた位相角指令θが前記電流振幅指令１１ととも
に電流指令ｉの算出に使用されれば、トルク指令Ｔと正
確に一致したトルクＴ＾が永久磁石ディスク型同期モー
タ１４において発生し、このときそのトルクＴ＾は指令
Ｔに遅れることはない。
このため本実施例のように前記第（５）式、第（６）式
、第（７）式で求められた電流指令ｉｕ。
、第（７）式で求められた電流指令ｉｕ。
ｉｖ、 ｉｗがＰＷＭインバータ１２に与えられると、
極めて応答性および効率の高いモータ制御が可能となり
、モータ制御性、が著しく向上される。
極めて応答性および効率の高いモータ制御が可能となり
、モータ制御性、が著しく向上される。
ここで、ベクトル乗算器５４からＰＷＭインバータ１２
に電流指令が供給される際に、原指令１００に対して指
令１０２がローパスフィルタ４３において位相角Δθだ
け前述のように遅れるが、本実施例においてはこの遅れ
位相角Δθに一致し□ 。
に電流指令が供給される際に、原指令１００に対して指
令１０２がローパスフィルタ４３において位相角Δθだ
け前述のように遅れるが、本実施例においてはこの遅れ
位相角Δθに一致し□ 。
た位相角θｄだけ原指令１００の位相角（指令）θが進
められている。
められている。
すなわち、開数発生器６０では検出モータ回転速度に対
応した補正位相角θｄが得られており、この位相角θｄ
はモータ回転数に応じて変化する遅れ位相角Δθと常に
一致している。
応した補正位相角θｄが得られており、この位相角θｄ
はモータ回転数に応じて変化する遅れ位相角Δθと常に
一致している。
そしてその補正位相角θｄは位相角θ。、 ｔａｎ（ｉ
＋ｄ／ｉ＋Ｑ）、δとともに加算されて位相角（指令）
θがこの補正位相角θｄだけ進められる。
＋ｄ／ｉ＋Ｑ）、δとともに加算されて位相角（指令）
θがこの補正位相角θｄだけ進められる。
このためローパスフィルタ４３における電流指令の位相
遅れ分Δθがこの補正位相角θづにより補償され、る。
遅れ分Δθがこの補正位相角θづにより補償され、る。
従って同期モータ１４は初期の位相角で運転され、その
結果その負荷角制御が正確に行なわれてトルク指令Ｔに
一致したトルクが同期モータ１４において得られる。
結果その負荷角制御が正確に行なわれてトルク指令Ｔに
一致したトルクが同期モータ１４において得られる。
以上説明したように本実施例によれば、ローパスフィル
タにおける電流指令の位相遅れ分が補償されるので、正
確なモータの位相制御が可能となり、このためトルク指
令に正確に一致したトルクが同期モータ１４で１！Ｐら
れる。
タにおける電流指令の位相遅れ分が補償されるので、正
確なモータの位相制御が可能となり、このためトルク指
令に正確に一致したトルクが同期モータ１４で１！Ｐら
れる。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば、ローパスフィルタ
における電流指令の遅れ分が補償されるので、交流モー
タの正確な位相制御が可能となる。
における電流指令の遅れ分が補償されるので、交流モー
タの正確な位相制御が可能となる。
第１図は本発明が適用された装置のブロック構成図、第
２図は永久磁石ディクス型同期モータの 。 側断面図、第３図は永久磁石ディスク型同期モータの２
極そデル説明図、第４図は従来装置の構成説明図、第５
図、第６図、第７図はローパスフィルタにおける電流指
令の位相遅れ作用を説明する波形図である。 １２・・・・・・・・・・・・ＰＷＭインバータ１４・
・・・・・・・・・・・永久磁石ディスク型同期モータ
２８・・・・・・・・・・・・回転センサ３０・・・・
・・・・・・・・回転子位置検出器３２・・・・・・・
・・・・・トルク指令発生器３４・・・・・・・・・・
・・磁束指令発生器３６・・・・・・・・・・・・電流
指令発生器３７・・・・・・・・・・・・速度センサ４
３・・・・・・・・・・・・ローパスフィルタ５０．５
２・・・演算器
２図は永久磁石ディクス型同期モータの 。 側断面図、第３図は永久磁石ディスク型同期モータの２
極そデル説明図、第４図は従来装置の構成説明図、第５
図、第６図、第７図はローパスフィルタにおける電流指
令の位相遅れ作用を説明する波形図である。 １２・・・・・・・・・・・・ＰＷＭインバータ１４・
・・・・・・・・・・・永久磁石ディスク型同期モータ
２８・・・・・・・・・・・・回転センサ３０・・・・
・・・・・・・・回転子位置検出器３２・・・・・・・
・・・・・トルク指令発生器３４・・・・・・・・・・
・・磁束指令発生器３６・・・・・・・・・・・・電流
指令発生器３７・・・・・・・・・・・・速度センサ４
３・・・・・・・・・・・・ローパスフィルタ５０．５
２・・・演算器
Claims (1)
- （１）トルク指令に基づいて交流モータへ与える階段状
正弦波の電流指令を発生する電流指令発生手段と、 前記電流指令の高周波成分を除去するローパスフィルタ
とを有する交流モータ制御装置において、前記電流指令
発生手段は、前記ローパスフィルタによる電流指令の位
相遅れを交流モータの回転速度に応じて補償する位相遅
れ補償手段を含むことを特徴とする交流モータ制御装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59252395A JPS61132096A (ja) | 1984-11-29 | 1984-11-29 | 交流モ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59252395A JPS61132096A (ja) | 1984-11-29 | 1984-11-29 | 交流モ−タ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61132096A true JPS61132096A (ja) | 1986-06-19 |
Family
ID=17236728
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59252395A Pending JPS61132096A (ja) | 1984-11-29 | 1984-11-29 | 交流モ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61132096A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS641497A (en) * | 1987-06-24 | 1989-01-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Control device for induction motor |
| JPH04330254A (ja) * | 1991-04-30 | 1992-11-18 | Matsuhisa Morishima | 犬の肥満防止補助食 |
| JPH0728393U (ja) * | 1993-11-09 | 1995-05-30 | 正信 佐藤 | ペット飼料 |
| JP2010161833A (ja) * | 2009-01-06 | 2010-07-22 | Nissan Motor Co Ltd | 電動機制御装置 |
-
1984
- 1984-11-29 JP JP59252395A patent/JPS61132096A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS641497A (en) * | 1987-06-24 | 1989-01-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Control device for induction motor |
| JPH04330254A (ja) * | 1991-04-30 | 1992-11-18 | Matsuhisa Morishima | 犬の肥満防止補助食 |
| JPH0728393U (ja) * | 1993-11-09 | 1995-05-30 | 正信 佐藤 | ペット飼料 |
| JP2010161833A (ja) * | 2009-01-06 | 2010-07-22 | Nissan Motor Co Ltd | 電動機制御装置 |
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