JPS6111559B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導電動機のすべり周波数制御装置に
関し、特に誘導電動機に対して可変電圧−可変周
波数インバータ（以下VVVFインバータと称す
る）を組合せてすべり周波数を制御しようとする
ものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a slip frequency control device for an induction motor, and in particular is intended to control the slip frequency of an induction motor by combining a variable voltage-variable frequency inverter (hereinafter referred to as a VVVF inverter). be.

誘導電動機のすべり周波数の制御（以下SF制
御と称する）による可変誘導電動機システムの開
発、製品化が盛んに行われているが、その中でも
構成簡単にして低コストのインバータ主回路とし
て第１図に示す如く２個のジヤイアントランジス
タGTRを使用したものが提案されている。 Variable induction motor systems based on control of the slip frequency of induction motors (hereinafter referred to as SF control) are being actively developed and commercialized, and among them, the inverter main circuit shown in Figure 1 has a simple configuration and low cost. As shown, a device using two giant transistors GTR has been proposed.

第１図の主回路は三相グレーツ接続されたサイ
リスタ１，２，３，４，５，６と、前記サイリス
タ１，２，３の陽極側に接続された電流シヤント
１０および平滑リアクトル１１との直列回路と、
この直列回路に、逆並列接続されたサイリスタ１
２と、このサイリスタ１２の陰極側および直流電
源プラス側端子１３間に接続されたオフ機能をも
つ電力用半導体素子例えばGTR１４と、前記サ
イリスタ４，５，６の陰極に接続された電流シヤ
ント１５と、このシヤント１５および直流電源マ
イナス側端子１６間に接続されたGTR１７と、
前記GTR１４のコレクタに陰極を、前記GTR１
７のコレクタに陽極をそれぞれ接続されたダイオ
ード１８と、GTR１４のエミツタに陽極を、
GTR１７のエミツタに陽極をそれぞれ接続され
たダイオード１９と、前記GTR１４のコレクタ
および前記GTR１７のエミツタ間に接続された
バツフアコンデンサ２０とを含んで構成されてい
る。 The main circuit in FIG. 1 includes three-phase Graetz-connected thyristors 1, 2, 3, 4, 5, and 6, and a current shunt 10 and a smoothing reactor 11 connected to the anode sides of the thyristors 1, 2, and 3. series circuit,
Thyristor 1 connected in antiparallel to this series circuit
2, a power semiconductor element with an off function, such as GTR 14, connected between the cathode side of this thyristor 12 and the DC power supply positive side terminal 13, and a current shunt 15 connected to the cathodes of the thyristors 4, 5, and 6. , a GTR 17 connected between this shunt 15 and the DC power supply negative terminal 16,
A cathode is connected to the collector of the GTR14, and a cathode is connected to the collector of the GTR14.
Diodes 18 each have an anode connected to the collector of GTR 14, and an anode to the emitter of GTR 14.
It is constructed to include diodes 19 whose anodes are connected to the emitters of the GTR 17, respectively, and a buffer capacitor 20 connected between the collector of the GTR 14 and the emitter of the GTR 17.

サイリスタ１〜６でなるブリツジ回路の交流側
出力端子には誘導電動機２１が接続され、更に誘
導電動機２１には回路パルス検出用の回転センサ
２１ａが取り付けられている。 An induction motor 21 is connected to the AC side output terminal of the bridge circuit made up of the thyristors 1 to 6, and a rotation sensor 21a for detecting circuit pulses is attached to the induction motor 21.

GTR１４と１７は断続動作する事によつて電
流瞬時値制御をおこなうと共に、転流時にはオフ
する事によつてサイリスタ１〜６に逆バイアスを
与え、回転数の全領域において一括転流（断続転
流）を行う。ここで一括転流とはGTR１４およ
びGTR１７を同時にオフして転流を行うことを
いう。 GTRs 14 and 17 control the instantaneous current value by intermittent operation, and by turning off during commutation, give reverse bias to thyristors 1 to 6, allowing batch commutation (intermittent Flow). Here, batch commutation means commutation by turning off GTR 14 and GTR 17 at the same time.

サイリスタ１２は転流時ゲートオンパルスを受
けて平滑リアクトル１１を短絡して、電動機電流
ｉ_Sの立ち下がりを急速におこない、転流を容易
にしている。 The thyristor 12 short-circuits the smoothing reactor 11 in response to the gate-on pulse during commutation, causing the motor current i _S to fall rapidly, thereby facilitating commutation.

例えばサイリスタ１および６はがオンしている
場合、転流時一旦全てのサイリスタをオフして、
次の瞬間サイリスタ２と６をオンさせる。この転
流の過程における電動機電流ｉ_Sおよびリアクタ
電流ｉ_LSの概略波形は第２図のようになる。 For example, if thyristors 1 and 6 are on, all thyristors are turned off at the time of commutation,
The next moment, thyristors 2 and 6 are turned on. The schematic waveforms of the motor current i _S and the reactor current i _LS during this commutation process are as shown in FIG.

第２図においてＩ_Sは電動機平均電流、Ｉ_LSは
リアクトル平均電流、Ｔ_CHOはオフ期間、Ｔ_Cは転
流周期、ｔ_fは立下り時間、ｔ_rは立上り時間、ｔ
_Oは逆バイアス時間である。 In Fig. 2, I _S is the average motor current, I _LS is the average reactor current, T _CHO is the off period, T _C is the commutation period, t _f is the falling time, t _r is the rising time, t
_O is the reverse bias time.

GTR１４，１７がオフし、サイリスタ１２が
オンすることによつてｉ_Sは急速に減衰し（立ち
下がり時間ｔ_f）、一方リアクタ電流は素子１１−
１０−１２−１１のホイーリング回路（第１図）
に点線（第２図）の如く流れ続ける。オフ期間Ｔ
_CHO後サイリスタ２および６をオンし、GTR１４
および１７をオンすると、ｉ_Sは急速に立ちあが
る。立ち上がり時間ｔ_rの後、ｉ_S＝ｉ_LSになつた
時サイリスタ１２がオフしてサイリスタ１２の電
流が０となる。 By turning off GTRs 14 and 17 and turning on thyristor 12, i _S rapidly decays (fall time t _f ), while the reactor current changes from element 11 to
10-12-11 wheeling circuit (Figure 1)
It continues to flow as shown by the dotted line (Figure 2). Off period T
After _CHO, turn on thyristors 2 and 6 and turn on GTR14.
When 17 and 17 are turned on, i _S rises rapidly. After the rise time _tr , when i _S =i _LS , the thyristor 12 is turned off and the current of the thyristor 12 becomes zero.

ここでリアクトル電流ｉ_LSはシヤント１０が検
出し、電動機電流ｉ_Sはシヤント１５が検出して
いる。電流フイードバツクにより瞬時値制御をお
こなう訳であるが従来はｉ_LS検出用シヤント１０
により、ｉ_LSを検出して電流制御、場合によつて
はSF制御をもおこなつてきた。 Here, the reactor current _iLS is detected by the shunt 10, and the motor current _iS is detected by the shunt 15. Instantaneous value control is performed using current feedback, but conventionally the _iLS detection shunt 10
Therefore, current control, and in some cases SF control, has been performed by detecting _iLS .

次にこのSF制御の従来の論理回路２５につい
て第３図を用いて説明する。信号端子２６にイン
プツトされた前記回転センサ２１ａの出力回転パ
ルス２６ｓが波形整形回路２７により５μｓ程度
のパルス幅のパルスに整形される。このとき例え
ば２極機であれば、回転周波数をｆ_Rとし、１回
転で60パルスを発生するものと仮定すると、回転
パルスの周波数ｆ_rはｆ_r＝60f_Rとなる。 Next, the conventional logic circuit 25 for SF control will be explained using FIG. 3. The output rotation pulse 26s of the rotation sensor 21a inputted to the signal terminal 26 is shaped by the waveform shaping circuit 27 into a pulse having a pulse width of about 5 μs. In this case, for example, in the case of a two-pole machine, assuming that the rotational frequency is f _R and that 60 pulses are generated in one rotation, the frequency of the rotational pulses f _r will be f _r =60f _R .

一方スリツプ周波数ｆ_S相当の発振パルス２８
ｓ（発振周波数ｆ_S＝60f_S）かつ適当な発振器よ
り信号端子２８にインプツトされ、走行時はパル
ス加算回路２９に、波形整形微分回路２７の出力
パルス（ｆ_r相当）と共にデイジタル的にOR回路
３０を通じて入力され、アツプカウントする。こ
の時端子３１には走行指令３１ｓがレベルル信号
として入力され、パルス加算回路２９が生きて、
アツプカウントする。回路２９の出力パルスの周
波数f′は、 f′＝ｆ_r＋ｆ_S＝60（ｆ_R＋ｆ_S）＝60f …(1) となる。ただしｆ＝ｆ_R＋ｆ_Sである。 On the other hand, the oscillation pulse 28 corresponding to the slip frequency f _S
s (oscillation frequency f _S =60f _S ) and is input to the signal terminal 28 from a suitable oscillator, and during running, is input to the pulse addition circuit 29 and digitally sent to the OR circuit together with the output pulse (corresponding to f _r ) of the waveform shaping and differentiation circuit 27. It is input through 30 and counts up. At this time, the running command 31s is input to the terminal 31 as a level signal, and the pulse addition circuit 29 is activated.
Count up. The frequency f' of the output pulse of the circuit 29 is f'=f _r +f _S =60(f _R +f _S )=60f (1). However, f=f _R +f _S.

一方制動時には制動指令信号３２ｓが端子３２
にインプツトされることによりパルス減算回路３
３が生き、回転パルス２６ｓがｆ_S相当の発振パ
ルス２８ｓ分だけダウンカウントされる。この場
合制動用パルス減算回路３３の出力パルスの周波
数f′は ｆ＝ｆ_r−ｆ_S＝60（ｆ_R−ｆ_S）＝60f …(2) となる。ただしf′＝ｆ_R−ｆ_Sである。 On the other hand, during braking, the brake command signal 32s is sent to the terminal 32.
The pulse subtraction circuit 3
3 is active, and the rotation pulse 26s is counted down by the oscillation pulse 28s corresponding to f _S . In this case, the frequency f' of the output pulse of the braking pulse subtraction circuit 33 is f=f _r -f _s =60(f _r -f _s )=60f (2). However, f'=f _R -f _S.

走行時でも制御時でも回路２９あるいは３３の
出力パルス（周波数f′）はOR回路４０を経て1/1
０分周回路４１に入力される。回路４１は1/10分
周（すなわち10パルスで１カウント）するもので
あるから、回路の出力パルスの周波数ｆ_cは走行
時には、 ｆ_c＝6f＝６（ｆ_R＋ｆ_S） …(3) 制動時には、 ｆ_c＝6f＝６（ｆ_R−ｆ_S） …(4) となる。 Whether during running or control, the output pulse (frequency f') of circuit 29 or 33 is 1/1 through OR circuit 40.
It is input to the 0 frequency divider circuit 41. Since the circuit 41 divides the frequency by 1/10 (that is, 1 count is 10 pulses), the frequency f _c of the output pulse of the circuit is f _c = 6f = 6 (f _R + f _S )...(3) During braking, f _c =6f = 6 (f _R - f _S )...(4).

なおｆ_cはインバータの転流周波数に、ｆはイ
ンバータ出力周波数に相当するものである。 Note that f _c corresponds to the commutation frequency of the inverter, and f corresponds to the inverter output frequency.

回路４１の出力信号（周波数ｆ_c）はインバー
タIC４２を経て、120゜位相差180゜通電波形変
換回路４３に入力され、180゜通電で120゜位相差
の３つの出力信号を発生する。これと共に端子４
４より別回路から入力され、転流のタイミング毎
に前記オフ期間Ｔ_CTOをつくるGTRオフパルスお
よびこれに引き続いて直ちにサイリスタ１〜６を
ゲートオンするタイミングパルス、更にはＴ_CHO
に同期してサイリスタ１２をゲートオンする平滑
リアクトル短絡用ゲートパルスを生むもつとも基
礎となる信号として用いられる。 The output signal (frequency f _c ) of the circuit 41 passes through the inverter IC 42 and is input to a 120° phase difference 180° energization waveform conversion circuit 43, which generates three output signals with 180° energization and 120° phase difference. Along with this, terminal 4
A GTR off pulse that is input from a separate circuit from 4 and creates the off period T _CTO at each commutation timing, followed by a timing pulse that immediately turns on the thyristors 1 to 6, and further T _CHO
It is also used as a basic signal to generate a gate pulse for shorting the smoothing reactor to turn on the thyristor 12 in synchronization with the gate pulse.

このようにして変換回路４３において発生され
た３つの出力信号は正逆転切替論理回路４５に入
力される。正転時には端子４６に正転指令信号４
６ｓがステツプ信号としてインプツトされてお
り、回路４５は正転シーケンスの180゜通電、120
゜位相差の３出力を得る。一方逆転時には端子４
７に逆転指令信号４７ｓがインプツトされ、前記
３出力は逆転シーケンスとなる。なお前記回路４
３の３つの出力信号はいわゆる「サイリスタ電動
機」の位置検出器の出力信号に対応する重要な信
号である。 The three output signals generated in the conversion circuit 43 in this manner are input to the forward/reverse switching logic circuit 45. During forward rotation, forward rotation command signal 4 is sent to terminal 46.
6s is input as a step signal, and the circuit 45 is energized at 180° and 120° in the forward rotation sequence.
゜ Obtain three outputs with phase difference. On the other hand, when reversing, terminal 4
A reversal command signal 47s is input to the input terminal 7, and the three outputs become a reversal sequence. Note that the circuit 4
The three output signals No. 3 are important signals corresponding to the output signals of the position detector of the so-called "thyristor motor".

次に回路４５の出力信号は60゜位相差60゜通電
波形変換回路４８に入力され、60゜通電で60゜位
相差の６つの信号を生む。端子４９には前記タイ
ミングパルス４９ｓが入力され、また端子５０に
はゲートトランスの動作を容易にする目的のマル
チトリガパルス５０ｓが入力され、ナンドIC５
１を経て回路４８にインプツトされている。した
がつて前記６つの信号はタイミングパルス４９ｓ
とマルチトリガパルス５０ｓとによつて刻まれた
波形となる。逆にパルス４９ｓと５０ｓが図示し
ない論理回路でカツトされると回路４８の６つの
信号はゼロとなり、いわゆる「ゲート遮断」とな
る。 Next, the output signal of the circuit 45 is inputted to a 60° phase difference/60° energization waveform conversion circuit 48, which produces six signals with a 60° phase difference when 60° energization is carried out. The timing pulse 49s is input to the terminal 49, and the multi-trigger pulse 50s for facilitating the operation of the gate transformer is input to the terminal 50.
1 to the circuit 48. Therefore, the above six signals are timing pulses 49s
The waveform is formed by 50 seconds of multi-trigger pulses and 50 seconds of multi-trigger pulses. Conversely, when the pulses 49s and 50s are cut off by a logic circuit (not shown), the six signals of the circuit 48 become zero, resulting in what is called "gate cutoff."

最終的には前記回路４８の６つの信号は60゜位
相差120゜通電波形変換回路５２に入力され、そ
の出力端子５３〜５８よりゲート・トランスを介
してサイリスタ１〜６に対するゲート信号Ｓ _１〜
Ｓ _６としてゲートシーケンスにしたがつて各々送
出されゲートオンする。 Finally, the six signals of the circuit 48 are input to the energization waveform conversion circuit 52 with a phase difference of 60° and a phase difference of 120°, and gate signals S 1 to ₆ for the thyristors 1 to 6 are output from the output terminals 53 to 58 via gate transformers.
As S6 _, each signal is sent out according to the gate sequence and the gate is turned on.

このように従来の誘導電動機のSF制御におい
ては、ｆ_S相当の発振パルス２８ｓを適当な外部
発振器から端子２８に供給するようにし、この発
振パルス２８ｓを、別途検出した（第１図の場合
シヤント１０によつて）電流および回転数に関連
したパターンによつて比較的複雑な制御をしなけ
ればならなかつた。 In this way, in conventional SF control of an induction motor, an oscillation pulse 28s equivalent to f _S is supplied from an appropriate external oscillator to the terminal 28, and this oscillation pulse 28s is separately detected (in the case of Fig. 1, the shunt 10) had to be relatively complexly controlled by patterns related to current and rotational speed.

そこで本発明においては、SF制御を簡易かつ
実用的な構成をもつて実現できるSF制御装置を
提案しようとするもので、ｆ_S相当の発振パルス
の発生を最適制御することにより実現する。 Therefore, the present invention attempts to propose an SF control device that can realize SF control with a simple and practical configuration, and achieves this by optimally controlling the generation of oscillation pulses equivalent to f _S .

先ず本発明の理解を助けるため誘導電動機の特
性を第４図の実測結果について検討してみる。
15KW、6800RPMの誘導電動機を第１図のような
主回路でインバータ運転して、外部発振器により
端子２７にｆ_S相当の発振パルス２７ｓ（周波数
ｆ_S）をインプツトしてSF制御し、回転数を順次
1060、2990、4990、5990、6820RPMとし、これ
をパラメータにしてリアクトル平均電流Ｉ_LSに対
する最大トルクを発生できる最適スリツプ周波数
ｆ_S（このときの最適発振パルス周波数はｆ_Sであ
る）を求めたのが第４図である。 First, in order to help understand the present invention, the characteristics of the induction motor will be discussed with reference to the actual measurement results shown in FIG.
A 15KW, 6800RPM induction motor is operated with an inverter using the main circuit shown in Figure 1, and an oscillation pulse of 27s (frequency _fs ) corresponding to _fs is input to terminal 27 by an external oscillator to perform SF control, and the rotation speed is controlled. sequentially
1060, 2990, 4990, 5990, and 6820 RPM, and using these as parameters, the optimal slip frequency f _S (optimal oscillation pulse frequency at this time is f _S ) that can generate the maximum torque for the reactor average current I _LS was determined. is shown in Figure 4.

第４図において、リアクトル平均電流Ｉ_LSと最
適スリツプ周波数ｆ_S（又は最適発振パルス周波
数ｆ_S）との間には、回転数に無関係に直線関係
が成立することが分る。なおこの現象は数種類の
容量の異なる誘導電動機についても全く同様であ
る事が確認されている。 In FIG. 4, it can be seen that a linear relationship is established between the reactor average current I _LS and the optimum slip frequency f _S (or optimum oscillation pulse frequency f _S ), regardless of the rotation speed. It has been confirmed that this phenomenon is exactly the same for several types of induction motors with different capacities.

また電動機電流ｉ_Sはシヤント１５によつて検
出され、その平均値Ｉ_Sは測定できるが、第２図
よりオフ期間Ｔ_CHOと立ち上がり時間ｔ_rとの存在
により電動機平均電流Ｉ_Sは主にオフ期間Ｔ_CHOお
よびｔ_r，ｔ_fを除いた電動機電流瞬時値ｉ_Sとは
数値がかなり異なり、むしろＴ_CHO，ｔ_r，ｔ_fを
除いた瞬時値ｉ_Sはリアクトル平均電流Ｉ_LSに近
いことが分る。 Furthermore, the motor current i _S is detected by the shunt 15 _, and its average value I _S can be measured. _However , as shown in _FIG . The numerical value is quite different from the instantaneous motor current value i _S excluding the period T _CHO and t _r , t _f , and rather the instantaneous value i _S excluding the period T _CHO , t _r , t _f is close to the reactor average current I _LS I understand.

さらに、SF制御はシヤント１５によつて電動
機電流ｉ_Sを検出して電動機電流瞬時値に対応さ
せて行うのが本来の姿であるが、これに代え平均
値Ｉ_Sを検出して制御する場合には制御が不充分
となることを避け得ず、むしろリアクトル平均電
流Ｉ_LSを検出して電流フイードバツクによつて
SF制御をすべきであることが第４図の実測結果
より分る。 Furthermore, the original form of SF control is to detect the motor current i _S by the shunt 15 and make it correspond to the instantaneous value of the motor current, but instead of this, when controlling by detecting the average value I _S It is unavoidable that the control becomes insufficient, but rather, it is necessary to detect the reactor average current _ILS and use the current feedback.
It can be seen from the actual measurement results in Figure 4 that SF control should be used.

本発明はこの様な実測結果にもとずいてなされ
たもので、誘導電動機の電流瞬時値または電流指
令値をあらかじめ定められた直線関係、すなわち
第６図に示された直線関係に従つて最適スリツプ
周波数ｆ_S相当の発振パルスに変換するＶ−Ｆコ
ンバータと、この発振パルスの周波数に応じてイ
ンバータの周波数を増減する手段とを備え、すべ
り周波数を電流瞬時値または電流指令値と直線関
係になるよう制御することを特徴とする誘導電動
機のすべり周波数制御装置を提供するものであ
る。 The present invention was made based on such actual measurement results, and the present invention optimizes the instantaneous current value or current command value of the induction motor according to a predetermined linear relationship, that is, the linear relationship shown in FIG. It is equipped with a V-F converter that converts into an oscillation pulse equivalent to the slip frequency _fS , and a means for increasing or decreasing the frequency of the inverter according to the frequency of this oscillation pulse, so that the slip frequency is in a linear relationship with the instantaneous current value or the current command value. The present invention provides a slip frequency control device for an induction motor, which is characterized in that it controls the slip frequency so that the following occurs.

以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。 Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

先ず本発明の一例は第５図に示す如く、電動機
電流瞬時値ｉ_Sを検出してこれをＶ−Ｆコンバー
タで直接の単純なパターンを用いて最適スリツプ
周波数ｆ_S相当の発振パルスに直してSF制御す
る。すなわち第５図の信号端子６１及び６２に、
電流検出器１５（第１図）の出力プラス側端子及
びマイナス側端子をつなぐ。端子６１及び６２は
演算増幅器６３の入力端子であるが、増幅器６３
の出力アナログ信号は演算増幅器６４に入力され
る。 First, an example of the present invention, as shown in Fig. 5, detects the instantaneous motor current value i _S and converts it into an oscillation pulse corresponding to the optimum slip frequency f _S using a direct simple pattern with a V-F converter. SF control. That is, to the signal terminals 61 and 62 in FIG.
Connect the output positive terminal and negative output terminal of the current detector 15 (Fig. 1). Terminals 61 and 62 are input terminals of operational amplifier 63;
The output analog signal is input to an operational amplifier 64.

この演算増幅器６４の出力信号６８ｓ（電流検
出値ｉ_S）はＶ−ｆコンバータIC６５の入力端子
６８に可変抵抗器６６を介してインプツトして、
IC６５において出力発振パルス（周波数ｆ_S）を
得る。かくして端子６７を介して検出された発振
パルスは第３図のようなSF制御論理回路２５の
信号端子２８にインプツトされる。なおｉ_Sとｆ_S
との関係パターンは第４図の直接という実測デー
タに従つて、制御回路ハードウエア上第６図のよ
うにＶ−ｆコンバータIC６５の可変抵抗器６６
を調整してセツトした。この抵抗器６６を調整す
ることによつてｉ_Sとｆ_Sとの間の比例定数は自由
にかえることができる。このようにＶ−ｆコンバ
ータ６５を用いることにより簡単に直線のパター
ンを得ることができ、Ｖ−ｆコンバータ６５にお
いて入力電圧（アナログ信号）の大きさに比例し
て周波数ｆのデイジタル信号を出力できる。 The output signal 68s (current detection value i _S ) of the operational amplifier 64 is inputted to the input terminal 68 of the V-f converter IC 65 via the variable resistor 66.
An output oscillation pulse (frequency f _S ) is obtained at the IC 65. The oscillation pulse thus detected via terminal 67 is input to signal terminal 28 of SF control logic circuit 25 as shown in FIG. Note that i _S and f _S
According to the actual measured data of direct in FIG. 4, the relationship pattern is as shown in FIG.
I adjusted and set it. By adjusting this resistor 66, the proportionality constant between i _S and f _S can be changed freely. In this way, by using the V-f converter 65, a linear pattern can be easily obtained, and the V-f converter 65 can output a digital signal with a frequency f in proportion to the magnitude of the input voltage (analog signal). .

なお電流値ｉ_Sに対する最適ｆ_Sは比較的に幅が
あり、第４図の実測データより若干変えて制御し
ても電動機の発生トルクをさ程損うものではな
い。 Note that the optimum f _S for the current value i _S has a relatively wide range, and even if the control is slightly changed from the measured data shown in FIG. 4, the torque generated by the motor will not be significantly impaired.

次に本発明の他の例は第７図に示す如く、検出
電流平均値による電流フイードバツクをやめ、電
流指令値Ｉを直ちにＶ−Ｆコンバータに入力して
最適スリツプ周波数ｆ_S相当の発振パルスに直し
てSF制御する。 Next, in another example of the present invention, as shown in FIG. 7, the current feedback based on the detected current average value is stopped, and the current command value I is immediately input to the V-F converter to generate an oscillation pulse corresponding to the optimum slip frequency _fS . Fix it and control SF.

すなわち第７図の実施例では走行時指令用分圧
器７１にと発生される電流指令値は増幅器７２，
７３で増幅され、また制御指令用分圧器７４より
の電流指令値は同じく増幅器７５，７６で増幅さ
れ、接続点７７でつき合わされ、第５図について
上述したと同様に可変抵抗器６６を経てＶ−ｆコ
ンバータ６５に入力されている。そして端子６７
より得られる発振パルス（周波数ｆ_S）を第３図
のようなSF論理回路２５の信号端子２８にイン
プツトしてSF制御する。 In other words, in the embodiment shown in FIG.
73, and the current command value from the control command voltage divider 74 is also amplified by amplifiers 75 and 76, matched at a connection point 77, and passed through the variable resistor 66 to V as described above with respect to FIG. −f converter 65. and terminal 67
The oscillation pulse (frequency f _S ) obtained from this is input to the signal terminal 28 of the SF logic circuit 25 as shown in FIG. 3 for SF control.

これによると走行時でも制動時でもノイズにわ
ずらわされることもなく第６図のような直線パタ
ーンの最適SF制御を極めて安定におこなうこと
ができる。この実施例は電流フイードバツクによ
りSF制御する場合にくらべて優れていると言い
得る。 According to this, optimum SF control in a linear pattern as shown in FIG. 6 can be performed extremely stably without being bothered by noise during running or braking. This embodiment can be said to be superior to SF control using current feedback.

第５図および第７図の構成に依れば、いずれも
Ｖ−ｆコンバータ５に電流値がインプツトされ、
第６図ような電流値とスリツプ周波数ｆ_S相当の
発振パルス周波数ｆ_Sとの間の直線性の単純なパ
ターンに従つてｆ_Sを最適に制御して、例えば第
３図のSF論理回路２５の信号端子２８にｆ_S相当
の発振パルス２８ｓをインプツトして、回転パル
ス２６ｓとつき合わせて、走行時にはｆ_C＝6f＝
６（ｆ_R＋ｆ_S）を、制動時にはｆ_C＝6f＝６（ｆ_R
−ｆ_S）の転流周波数に相当する制御パルス信号
を得て、サイリスタ１〜６を順にゲートオンし
て、誘導電動機のトルク発生状態を常に最適に保
つことができる。 According to the configurations shown in FIGS. 5 and 7, a current value is input to the Vf converter 5,
By optimally controlling f _S according to a simple pattern of linearity between the current value and the oscillation pulse frequency f _S corresponding to the slip frequency f _S as shown in FIG. An oscillation pulse 28s corresponding to f _S is input into the signal terminal 28 of the motor, and when combined with a rotation pulse 26s, f _C =6f=
6(f _R +f _S ), and f _C =6f=6(f _R
By obtaining a control pulse signal corresponding to the commutation frequency of -f _S ), the thyristors 1 to 6 are sequentially gated on, so that the torque generation state of the induction motor can always be kept optimal.

上述の如く本発明に依れば、誘導電動機のトル
ク発生状態を常に最適値に保つことができるが、
かくするにつき、走行時にも制動時にも同じＶ−
ｆコンバータを用いて得た直線パターンによつて
十分満足し得る特性結果を得ることができ、従つ
て制御回路として簡易かつ低価格なものを容易に
実現できる。 As described above, according to the present invention, the torque generation state of the induction motor can always be maintained at an optimum value, but
Therefore, the same V- is applied both when driving and when braking.
A linear pattern obtained using an f converter can provide sufficiently satisfactory characteristic results, and therefore a simple and low-cost control circuit can be easily realized.

従つて本発明に依れば、産業用途全搬、特に可
変速を要求する用途全てに安価な制御方式で直巻
特性の優れた誘導電動機システムを提供できる。 Therefore, according to the present invention, it is possible to provide an induction motor system with an inexpensive control system and excellent series winding characteristics for all industrial applications, especially for all applications requiring variable speed.

なお上述においては、本発明を第１図に示す如
くGTR１４，１７を用いた主回路に適用した場
合について述べたが、これに代え例えばゲートタ
ーンオフサイリスタ（GTO）のように機能をも
つ電力用半導体素子を用いた主回路に広く適用し
得る。また第１図の主回路とは方式の異なる（例
えばインバータ方式、サイクロコンバータ方式
等）の主回路にも、本発明を適用し得る。 In the above description, the present invention was applied to a main circuit using GTRs 14 and 17 as shown in FIG. It can be widely applied to main circuits using elements. The present invention can also be applied to a main circuit of a different type from the main circuit of FIG. 1 (for example, an inverter type, a cycloconverter type, etc.).

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はGTRを用いた主回路をもつ誘導電動
機制御回路を示す接続図、、第２図は制御された
た誘導電動機の電動機電流及び平滑リアクトル電
流を示す信号波形図、第３図は第１図の主回路に
用いられるSF制御論理回路を示す接続図、第４
図は第３図の回路により第１図の主回路を制御し
たときの平滑リアクトル電流Ｉ_LSと最適すべり周
波数ｆ_Sと関係αにつき実測データを示す曲線
図、第５図は本発明に依る誘導電動機のすべり周
波数制御方式の一例を示す接続図、第６図はその
動作の説明に供する曲線図、第７図は本発明の他
の例を示す接続図である。 １〜６，１２……サイリスタ、１０，１５……
電流シヤント、１１……平滑リアクトル、１４，
１７……GTR、２０……バツフアコンデンサ、
２１……誘導電動機、２１ａ……回転センサ、２
５……SF論理回路、２７……波形整形回路、２
８……加算回路、２９……パルス加算回路、３３
……制御用パルス減算回路、４１……分周回路、
４２………インバータIC、４３……120゜位相差
180゜通電波形変換回路、４５……正逆転切替論
理回路、４８……60゜位相差60゜通電波形変換回
路、５２……60゜位相差120゜通電波形変換回
路、６３，６４……演算増幅器、６５……Ｖ−ｆ
コンバータIC、６６……可変抵抗器、７１……
走行時指令用分圧器、７２，７３，７５，７６…
…増幅器、７４……制御指令用分圧器。 Figure 1 is a connection diagram showing an induction motor control circuit with a main circuit using a GTR, Figure 2 is a signal waveform diagram showing the motor current and smoothing reactor current of a controlled induction motor, and Figure 3 is a signal waveform diagram showing the motor current and smoothing reactor current of a controlled induction motor. Connection diagram showing the SF control logic circuit used in the main circuit in Figure 1, No. 4
The figure is a curve diagram showing actually measured data regarding the relationship α between the smoothing reactor current I _LS and the optimum slip frequency f _S when the main circuit in Figure 1 is controlled by the circuit in Figure 3. FIG. 6 is a connection diagram showing an example of a slip frequency control method for an electric motor, FIG. 6 is a curve diagram for explaining its operation, and FIG. 7 is a connection diagram showing another example of the present invention. 1~6,12...Thyristor, 10,15...
Current shunt, 11... Smoothing reactor, 14,
17...GTR, 20...Buffer capacitor,
21...Induction motor, 21a...Rotation sensor, 2
5...SF logic circuit, 27...Waveform shaping circuit, 2
8...Addition circuit, 29...Pulse addition circuit, 33
... Control pulse subtraction circuit, 41... Frequency division circuit,
42...Inverter IC, 43...120° phase difference
180° energizing waveform conversion circuit, 45... Forward/reverse switching logic circuit, 48... 60° phase difference 60° energizing waveform converting circuit, 52... 60° phase difference 120° energizing waveform converting circuit, 63, 64... Calculation Amplifier, 65...V-f
Converter IC, 66... Variable resistor, 71...
Voltage divider for running command, 72, 73, 75, 76...
...Amplifier, 74...Voltage divider for control command.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 可変電圧可変周波数のインバータにより可変
速運転される誘導電動機のすべり周波数制御装置
において、 誘導電動機の電流瞬時値または電流指令値をあ
らかじめ定められた直線関係に従つて最適スリツ
プ周波数相当の発振パルスに変換するＶ−Ｆコン
バータと、この発振パルスの周波数に応じて前記
インバータの周波数を増減する手段とを備え、す
べり周波数を前記電流瞬時値または電流指令値と
直線関係になるよう制御することを特徴とする誘
導電動機のすべり周波数制御装置。[Scope of Claims] 1. A slip frequency control device for an induction motor operated at variable speed by a variable voltage variable frequency inverter, which optimizes the instantaneous current value or current command value of the induction motor according to a predetermined linear relationship. A V-F converter that converts the frequency into an oscillation pulse corresponding to the frequency, and means for increasing or decreasing the frequency of the inverter according to the frequency of the oscillation pulse, so that the slip frequency has a linear relationship with the instantaneous current value or the current command value. A slip frequency control device for an induction motor, which controls the slip frequency of an induction motor.