JPS61113168A - Digital magnetic recording/reproducing method - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To integrate the reproduction circuit easily by the DC-reproducing the signal digitally and giving a correction thereto. CONSTITUTION:A reproduction signal (a) outputted from an equallizer 4 is inputted to an A/D converter 11, and sampled by the frequency fsHz given by a clock phi, and converted into k-bit digital data. The digital data (h) is guided to a register 12, and the current data (h) is compared with data (i) before the sampling and the polarity and the phase position of the reproduction signal (a) are detected. Polarity is detected by an MSB detection circuit 13 and exclusive OR gate 14. And the DC reproduction correction waveform (g) is worked out using DSV (Digital, Sum Value).

Description

【発明の詳細な説明】 く技術分野〉 本発明は、ディジタ／Ｌ／磁気記録再生方式に係り、特
に変調方式に直流成分が含むものにおける改良方式に関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field The present invention relates to a digital/L/magnetic recording/reproducing system, and particularly to an improved system in which a modulation system includes a DC component.

〈従来技術〉 近年、音声等のアナログ信号をディジタル信号に変換し
、さらに所定の変調方式で変調してセルフクロック可能
なディジタル信号を生成し、これを磁気テープ等の磁気
記録媒体に記録しまた再生する方式が開発されている。<Prior art> In recent years, analog signals such as audio are converted into digital signals, which are then modulated using a predetermined modulation method to generate self-clockable digital signals, which are then recorded on magnetic recording media such as magnetic tape. A method for reproducing it has been developed.

この再生系において、従来よシ第５図に示す回路系が知
られている。In this reproduction system, a circuit system shown in FIG. 5 is conventionally known.

第５図において、１は再生ヘッド、２はＡＣカッブリン
ク、３はプリアンプ、４はイコライザ、５はコンパレー
タ、６はＰＬＬｌ１ｉｌＵｆｆｌ＆、７はディジタル信
号処理回路である。なお、上記回路系を複数チャンネル
分有し、磁気記録媒体の複数トラックを同時に再生する
ものもある。In FIG. 5, 1 is a playback head, 2 is an AC coupling link, 3 is a preamplifier, 4 is an equalizer, 5 is a comparator, 6 is a PLLl1ilUffl&, and 7 is a digital signal processing circuit. Note that some devices have the above circuit system for multiple channels and reproduce multiple tracks of a magnetic recording medium at the same time.

ところで、変調方式によっては、例えば３ＰＭ（Ｔｈｒ
ｅｅ　Ｐｏ５ｉｔｉｏｎ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）や
ＭＮＲＺＩ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ　Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ
　ｔｏ　Ｚｅｒｏ　Ｉ）等では、変調信号に直流成分が
存在し、磁気記録・再生の過程における直流カットの影
響を受けて、その再生信号の平均レベルが変動すること
がある。By the way, depending on the modulation method, for example, 3PM (Thr
ee Po5ition Modulation) and MNRZI (Modified Non-Return
to Zero I), etc., there is a DC component in the modulation signal, and the average level of the reproduced signal may fluctuate due to the influence of DC cut during the magnetic recording/reproduction process.

今、記録信号が第６図・上段波形のようであったとする
。しかしながら、第５図の回路系では、磁気記録・再生
の過程における直流カットの影響を受けて、イコライザ
４の出力端から得られる再生信号ａは、第６図・中段波
形に示すようになる。Now, suppose that the recorded signal has a waveform as shown in the upper row of FIG. 6. However, in the circuit system shown in FIG. 5, the reproduced signal a obtained from the output terminal of the equalizer 4 becomes as shown in the middle waveform of FIG. 6 due to the influence of DC cut during the magnetic recording/reproducing process.

これをコンパレータ５に通して所定レベルと比較するの
であるが、コンパレータ出力すは第６図・下段波形のよ
うになり、明らかに記録信号と異なったものになる。This is passed through the comparator 5 and compared with a predetermined level, but the comparator output becomes a waveform as shown in the lower part of FIG. 6, which is clearly different from the recorded signal.

つま９、第５図の回路系において、直流成分の再生が考
慮されなけｎば、第６図・中段波形の点線で示すように
、再生信号ａの平均レベルは変動する。一方、ＰＬＬ回
路６はコンパレータ５の出力すに基づいて、再生信号に
同期したクロ７り信号を再生する。このため、位相比較
に必要なゼロクロス点として、第６図・中段波形の点線
上の黒丸が検出されなければならない。換言すれば、コ
ンパレータ５に入力される再生信号ａに対し、直流再生
による補正を行なうことが必要である。9. In the circuit system of FIG. 5, if the reproduction of the DC component is not taken into account, the average level of the reproduced signal a will vary as shown by the dotted line in the middle waveform of FIG. On the other hand, the PLL circuit 6 reproduces a black signal synchronized with the reproduced signal based on the output of the comparator 5. Therefore, the black circle on the dotted line in the middle waveform in FIG. 6 must be detected as the zero-crossing point necessary for phase comparison. In other words, it is necessary to correct the reproduction signal a input to the comparator 5 by direct current reproduction.

〈発明の目的〉 本発明は、上記したような再生信号の直流再生をディジ
タル的に行なうものであり、再生系回路のＩＣ化を容易
にするとともに、また等測的に記録再生特性を向上した
再生系回路を提供する。<Object of the Invention> The present invention digitally performs the DC reproduction of the reproduced signal as described above, and facilitates the integration of the reproduction circuit into an IC, and also improves the recording and reproduction characteristics isometrically. Provides a reproduction system circuit.

〈実施例〉 第１図に本発明−実施例の要部詳細回路図、また第２図
にそのタイミングチャートを示す。<Embodiment> FIG. 1 is a detailed circuit diagram of a main part of an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a timing chart thereof.

ａは第５図のイコライザ４かも出力された再生信号であ
る。この再生信号ａはＡ／Ｄ変換器１１に入力され、こ
こでクロツクΦによシ与えられる周波数ｆｓＨｚｆもっ
てサンプリングし、ｋビットのディジタルデータに変換
する。なお、サンプリング周波数ｆｓＨｚは、変調に用
いられるチャン・ネルビットレートの２倍であるが、必
しも整数比である必要はない。a is the reproduced signal also output from the equalizer 4 in FIG. This reproduced signal a is input to an A/D converter 11, where it is sampled at a frequency fsHzf given by a clock Φ and converted into k-bit digital data. Note that the sampling frequency fsHz is twice the channel bit rate used for modulation, but does not necessarily have to be an integer ratio.

Ａ／Ｄ変換器１１のディジタルデータｈはにビットのレ
シヌタ１２に導ひかれ、次段の回路において、現在のデ
ータｈと１サンプリング前のデータｉとを比較し、再生
信号ａのサンプリング点における極性ならびに位相位置
を検出する。The digital data h from the A/D converter 11 is led to the bit resistor 12, and in the next stage circuit, the current data h and the data i from one sampling ago are compared, and the polarity at the sampling point of the reproduced signal a is determined. and detect the phase position.

Ｍ　Ｓ　Ｂ検出回路１３及び排他的論理和（Ｅｘ　＝Ｏ
Ｒ）ゲート１４によシ、極性が検出される。なお、前述
でＡ　／　Ｄ変換されたデータは、２の補数を用い、再
生信号の＋、−の極性を、ＭＳＢ　（Ｍｏｓｔ　５１ｇ
ｎ１ｆｉｃａｎｔ　Ｂｉｔ　）の“Ｏ”、”１°°で表
わしているものとする。ＭＳＢ検出回路１３では、デー
タｈ、ｉのそれぞれＭＳＢが検出され、データｈ側のＭ
　Ｓ　Ｂに対応する出力データｊによシ、現在の極性が
＋、−のいずれかであるかを示している。排他的論理和
ゲー１−１４は、両データｈ。MSB detection circuit 13 and exclusive OR (Ex=O
R) The polarity is detected by the gate 14. Note that the A/D-converted data described above uses two's complement, and the + and - polarities of the reproduced signal are MSB (Most 51g
The MSB detection circuit 13 detects the MSB of data h and i, and the MSB on the data h side
The output data j corresponding to SB indicates whether the current polarity is + or -. The exclusive OR game 1-14 uses both data h.

ｊのｈｌ　Ｓ　Ｂを比較し、両データが同極性であるか
異極性であるかどうかを判定する。出力データｋが０′
”ならば同（至）（性、“１゛ならば異極性であり［ゼ
ロレベル交差点あり」と判定する。hlSB of j is compared to determine whether both data have the same polarity or different polarity. Output data k is 0'
”, it is determined that the polarity is the same (to) (sexuality), and “1”, it is determined that the polarity is different [there is a zero-level intersection].

演算回路１５は、現在のデータｈと前のデータＩとを比
較して、極性が異なる場合に用いる位相Ｓｎはサンプリ
ング点のデータ）の演算を行なって、５ｎ−１点からゼ
ロレベル交差点までの位相間隔値（１）を算出する。乗
算器１６は演算回路１５により算出した位相間隔値（１
）を２倍するもので、係数発生器１７は値（１）を出力
する。これらは、加算器１８のそれぞれ一１十端子に加
えられ、演算回路１５よシ求めた位相間隔（１）に基づ
き、１−２ｔの値と算出する。値（２ｔ−１）の意味に
ついては後述する。The arithmetic circuit 15 compares the current data h with the previous data I, calculates the phase Sn used when the polarities are different (the data at the sampling point), and calculates the data from the 5n-1 point to the zero level intersection. Calculate the phase interval value (1). The multiplier 16 calculates the phase interval value (1
), and the coefficient generator 17 outputs the value (1). These are added to each of the 110 terminals of the adder 18, and based on the phase interval (1) determined by the arithmetic circuit 15, a value of 1-2t is calculated. The meaning of the value (2t-1) will be described later.

一方、排他的論理和ゲート１４の出力データには切換ス
イッチ１９を制御し、出力データｋが”Ｏ゛（データｈ
、Ｉが同極性）ならば、係数発生器２０に接続して６に
頃（１）を出方する。し刀ｓし、出力データｋが“１゛
°（データｈ、ｉが異極性、す々わちゼロレベル交差点
ありと判断）ならば、加算器１８に接続してｅに上述し
た値（１−２ｔ）を出力する。On the other hand, the changeover switch 19 is controlled for the output data of the exclusive OR gate 14, so that the output data k is "O" (data h
, I have the same polarity), it is connected to the coefficient generator 20 and outputs (1) at 6. Then, if the output data k is "1" (data h and i are determined to have different polarities, that is, there is a zero level intersection), connect it to the adder 18 and set e to the above-mentioned value (1 -2t).

きて、再生信号ａの現在のデータｈとその前のデータ１
が同じ極性のとき、例えば第３図のサンプリング点Ｓ。Then, the current data h and the previous data 1 of the reproduced signal a
For example, when the sampling point S in FIG. 3 has the same polarity.

＋２〜Ｓｎ＋１間では、Ｄｎ−８ｎ＋ＤＳＶｎ−１・Ｍ
・　・　・・（１）ＤＳＶｎ＝　Ｄｓｖｎ−、ＨＬ＋５
１ｇｎ−に−（２）ここで、Ｄｎ：直流再生出力（直流
再生による補正後の出力） Ｓｎ°再生信号サンすリンクツクタ ＤＳＶｎ　　直流再生補正に用いるＤＳＶ（Ｄｉｇｉｔ
ａｌ　Ｓｕｍ　Ｖａｌｕｅ）Ｌ　ＤＳＶｎの減衰係数 に：ＤＳＶｎの増分パラメータ 〜ｆ：ＤｓＶｎの混合比 Ｓｉｇｎ：データの極性 と表わされ得る。Between +2 and Sn+1, Dn-8n+DSVn-1・M
・ ・ ...(1) DSVn= Dsvn-, HL+5
1gn- (2) Here, Dn: DC regeneration output (output after correction by DC regeneration) Sn° Regeneration signal sample link vector DSVn DSV (Digit) used for DC regeneration correction
al Sum Value) L DSVn attenuation coefficient: DSVn increment parameter ~ f: DsVn mixing ratio Sign: data polarity.

また、極性が異なる場合、例えば第３図のサンプリング
点Ｓ。＋１　・Ｓｎ＋２間あるいはＳ。＋４・Ｓｎ＋　
５間においては、ＤＳｖｎは次のように表わされる。（
１）式については同じである。If the polarity is different, for example, the sampling point S in FIG. Between +1 and Sn+2 or S. +4・Sn+
5, DSvn is expressed as follows. (
The same applies to equation 1).

ＤＳ　Ｖｎ　＝ＤＳ　Ｖｎ−ｒ　　・Ｌ　＋　Ｓ　＋ｇ
ｈ　−Ｋ　・（１２ｔ）・・（３）ここで、むは先に説
明した位相間隔敏で、ｔ＝第３図において、イコライザ
４がらの再生信号ａの他、サン７′リングデータの極性
ｄ、後述する［−セロレベル交差点」を考慮した再生信
号の極性ｅ、ＤＳＶの値ｆ、直流再生補正波形ｇも合わ
せて示している。第３図？参照して、上記式を今少し詳
しく説明する。DS Vn = DS Vn-r ・L + S +g
h −K ・(12t)...(3) Here, the phase interval is sensitive as explained earlier, and t=In FIG. 3, in addition to the reproduced signal a from the equalizer 4, the polarity of the sample 7' ring data d, the polarity e of the reproduced signal taking into consideration the [-cello level intersection point] described later, the DSV value f, and the DC reproduction correction waveform g are also shown. Figure 3? With reference to this, the above formula will now be explained in a little more detail.

ＤＳＶ（Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｓｕｍ　Ｖａｌｕｅ）は、
変調信号の直流成分を評価するときにしばしば用いられ
る値である。これは伺えば、波形の高しベＪｖｆ＋１点
、低レベルを一１点として、所定時間間隔で合計点をつ
ぎつぎに求めたものである。本再生系において、同じ極
性が続く場合、その極性が十であればＤＳｖは増加し、
二であれば減少し続ける。第３図において、サンプリン
グ点Ｓｎ＋２→Ｓｎ＋３では、ＤＳＶは増加し、 ＤＳＶ（Ｓｎ＋３）＝ＤＳＶ（Ｓｎ＋２）＋１・・・（
１）で表わされる。DSV (Digital Sum Value) is
This is a value often used when evaluating the DC component of a modulated signal. This means that the high level of the waveform is set as Jvf+1 point and the low level as 11 points, and the total points are determined one after another at predetermined time intervals. In this regeneration system, if the same polarity continues, if the polarity is ten, DSv will increase,
If it is 2, it will continue to decrease. In Fig. 3, DSV increases from sampling point Sn+2 to Sn+3, and DSV(Sn+3)=DSV(Sn+2)+1...(
1).

極性が前のサンプリング点の極性と異なる場合は、単純
に１１ｒ、減算または加算するのではなくて、上記した
「ゼロレベル交差点」を考慮し、この時点で脂性が反転
したものとしてＤＳＶを求める。If the polarity is different from the polarity of the previous sampling point, instead of simply subtracting or adding 11r, consider the above-mentioned "zero level intersection" and calculate the DSV assuming that the oiliness has been reversed at this point.

「ゼロレベル交差点」は次のようにして求める。The "zero level intersection" is found as follows.

第３図において、例えばサンプリング点Ｓｎ＋Ｉ→Ｓｏ
＋２で極性が反転するが、サンプリング時間間隔を１と
してＳ１＋＋とＳｎ＋２間の傾き具合によシ、位相間隔
値（【）は で求められる。したかって［セロレベル交差点」は、Ｓ
ｎ＋１点と位相間隔＋１７ｆｔで算出することができる
。また、サンプリング点Ｓｎ＋２のＤＳＶは、ＤＳＶ（
Ｓｎ＋２）二ＤＳｖ（Ｓｎ＋１）＋（−ｔ）±（１−ｔ
）＝ＤＳＶ　（Ｓｎ＋、　）＋１−２　ｔ　−−（ｉ１
＋）で表わされる。In FIG. 3, for example, sampling point Sn+I→So
The polarity is reversed at +2, but the phase interval value ([) can be obtained by setting the sampling time interval to 1 and depending on the slope between S1++ and Sn+2. However, [Cero Level Intersection] is S
It can be calculated using n+1 points and a phase interval of +17ft. Furthermore, the DSV at the sampling point Sn+2 is DSV (
Sn+2)2DSv(Sn+1)+(-t)±(1-t
)=DSV (Sn+, )+1-2 t −-(i1
+).

直流再生補正波形ｇは、上述したようなりＳＶを利用し
て求めたものである。第５図で説明したように、直流成
分が存在する変調方式の再生において、再生波形は指数
関数的に減衰する。この再生補正波形は、ＤＳＶｅ利用
すれば次のように表わすことができる。例えば第３図の
サンプリング点Ｓｎ＋３→Ｓｎ＋３では、ＤＳｖｎ＋３
．ＤＳＶｎ＋２を直流再生補正に用いるＤＳＶとすると
、ＤＳｖｎ＋３＝ＤＳｖｎ＋２・Ｌ十Ｋ・・・・１ｌＶ
）と表わされる。一般的には前述した（２）式のように
、ＤＳＶｎ＝ＤＳＶｎ、　−Ｌ＋Ｓｉｇｎ　−Ｋ　＝１
２）となる。The DC reproduction correction waveform g is obtained using the SV as described above. As explained with reference to FIG. 5, in reproduction using a modulation method in which a DC component exists, the reproduced waveform attenuates exponentially. This reproduction correction waveform can be expressed as follows using DSVe. For example, at the sampling point Sn+3→Sn+3 in FIG. 3, DSvn+3
．． If DSVn+2 is the DSV used for DC reproduction correction, DSvn+3=DSvn+2・L0K...1lV
). Generally, as in equation (2) above, DSVn=DSVn, -L+Sign -K =1
2).

今、（２）式におけるＳｉｇｎ−に＆新たにＫとおくと
、 ＤＳＶ、＝ＤＳＶｏ　、’　Ｌ＋Ｋ　　　・−−（ｖ）
次に、 ＤＳＶｎ＋ａ＝　（ＤＳＶｎ−、＋ａ　）　・Ｌ−＝・
＝（ｖ。Now, by adding K to Sign- in equation (2), DSV,=DSVo,' L+K ・--(v)
Next, DSVn+a= (DSVn-, +a) ・L-=・
=(v.

なる変数を求める。ＱＯ式より ＤＳＶｎ＝ＤＳＶｎ　、−Ｌ＋ａ−Ｌ−ａ・・−＝（Ｖ
！ｉ）であるので、（ｖ）式と（Ｖｉ＋）式を比較して
、ａ−Ｌ−ａ＝に よって、 （ｖｌｌ一式ｋ　（Ｖｉ）式に１（入ずれは、であり、 となる。ここでＯ＜Ｌ＜１として、ＤＳｖｎのおおよそ
の形を図示すると第４図のようになる。Find the variable. From the QO formula, DSVn=DSVn, -L+a-L-a...-=(V
! i), so by comparing the formula (v) and the formula (Vi+), by a-L-a=, (vll set k (Vi) formula is 1 (the difference is 1, and here Assuming that O<L<1, the approximate shape of DSvn is illustrated in FIG. 4.

すなわち、Ｌ、に’を適当に設定することにより、種々
の指数関数を表わすことができる。言い換えれば、（２
）式において、ＬをＤＳＶｎの減衰係数、ＫをＤＳＶｎ
の増分パラメータとして、適当なし。That is, by appropriately setting ' to L, various exponential functions can be expressed. In other words, (2
), where L is the damping coefficient of DSVn and K is DSVn
Not suitable as an increment parameter.

Ｋの値により、変調信号の直流成分に正確に近似して、
第３図・最下段に示すような直流再生補正波形ｇを得る
ことができる。Depending on the value of K, the DC component of the modulation signal can be accurately approximated,
A DC reproduction correction waveform g as shown in the bottom row of FIG. 3 can be obtained.

極性が反転する場合は（ｉｉｉ　）式の考え方を用いて
、ＤＳＶｎ＋２＝　ＤＳＶｎ＋、　−Ｌ　＋（１−２ｔ
）−Ｋ　−（Ｘｌｌ一般的には（３）式にあるとおり、 ＤＳＶｎ＝ＤＳＶｎ、　・Ｌ＋Ｓｉｇｎ　−Ｋ　・（１
−２ｔ）・−（３）で表わされる。When the polarity is reversed, using the concept of formula (iii), DSVn+2=DSVn+, -L + (1-2t
)−K−(Xll Generally, as shown in equation (3), DSVn=DSVn, ・L+Sign −K ・(1
−2t)・−(3).

（２）式および（３）式で求めた直流再生補正波形ｇと
、再生信号ａとを加算すれば、補正した直流再生出力が
得られる。直流再生補正波形ｇの加算に対する混合比を
Ｍとすれば、一般的には（１）式にあるとおり、 Ｄｎ二Ｓり＋ＤＳＶｎ−１・Ｍ　　　・・　　・・・−
・・　・・　（１）で表わされ得る。第３図では、加算
した後の直流再生出力の波形を点線（最上段）で示して
いる。By adding the DC reproduction corrected waveform g obtained by equations (2) and (3) and the reproduction signal a, a corrected DC reproduction output can be obtained. If the mixing ratio for the addition of the DC reproduction correction waveform g is M, then generally, as shown in equation (1), Dn2S+DSVn-1・M ・・・・・−
... It can be expressed as (1). In FIG. 3, the waveform of the DC reproduction output after addition is shown by a dotted line (top row).

第１図において、乗算器２１はＤＳＶｎの増分パラメー
タＫを掛けるものであり、係数器２２は現在のデータｈ
の極性に従って１か−１の値を設ボする。すなわち、Ｍ
　Ｓ　Ｂ検出回路１３の出力テークｊ　ｆ　ｉ’ｊ”４
人する切換ヌイノチ２３によって、１の看ｒ（のｆ糸数
２：：　２４か−１のイ直の係数２；↓２５の−・方に
接続して切換える。現在のデータｈの極性が正ならば１
の値、負ならば−１の１直である。そして係数器２２全
通した出力は、加算器２６の一方の入力に加える。加算
器２６の他方の入力１ｄＤＳＶｎに減衰係数りを掛けた
須である。In FIG. 1, a multiplier 21 multiplies the increment parameter K of DSVn, and a coefficient multiplier 22 multiplies the current data h.
Set a value of 1 or -1 according to the polarity of That is, M
Output take j f i'j"4 of S B detection circuit 13
Using the switching unit 23, connect to the coefficient 2 of 24 or -1 of ↓25 and switch. If the polarity of the current data h is positive, Ba1
If the value of is negative, it is equal to -1. The output of the coefficient unit 22 is then added to one input of the adder 26. This is the sum of the other input 1dDSVn of the adder 26 multiplied by the attenuation coefficient.

加算結果はレシヌタ２７に入力し保持される。The addition result is input to the register 27 and held there.

保持される敏は、（２）式または（３）式で表わされる
ＤＳＶｎであり、１つ前のＤＳＶｎ　、は乗ｎ器２８に
入力され、上述したように減衰係数りを掛けて加算器２
６の一方の入力に加えられる。また、ＤＳＶｏ　、は同
時に乗算器２９に入力され、ＤＳＶｏの混合比係数Ｍが
掛けられる。加算器３０にはこの乗算器２９の出力と現
在のテークｈが加えられ、（１）式で表わされる直流補
正されたデータｎを出力する。The sensitivity to be retained is DSVn expressed by equation (2) or equation (3), and the previous DSVn is input to the multiplier n 28, multiplied by the attenuation coefficient as described above, and sent to the adder 2.
6 is added to one input. Further, DSVo is simultaneously input to the multiplier 29 and multiplied by the mixing ratio coefficient M of DSVo. The output of the multiplier 29 and the current take h are added to the adder 30, and the DC-corrected data n expressed by equation (1) is output.

直流補正されたデータｎは第５図のＰＬＬ回路６に入力
される。この場合、ＰＬＬ回路６はディジタル処理回路
であり、入カキ扛るにヒツトのディジタルデークに基づ
いて再生クロックを生成する。このとき、直流再生によ
る補正が行なわれておシ、等価的に第６図・中段波形の
黒丸に同期して生成され、これによって記録再生特性を
飛躍的に向上できる。また、第１図の回路やＰＬＬ回路
等はディジタル回路であり、容易にＩＣ化できる。The DC-corrected data n is input to the PLL circuit 6 in FIG. In this case, the PLL circuit 6 is a digital processing circuit, and generates a reproduced clock based on the input digital data. At this time, correction is performed by direct current reproduction, and the signal is generated equivalently in synchronization with the black circle in the middle waveform in FIG. 6, thereby dramatically improving recording and reproducing characteristics. Further, the circuit shown in FIG. 1, the PLL circuit, etc. are digital circuits and can be easily integrated into an IC.

〈発明の効果〉 以上のように本発明によれば、再生信号に対しディジタ
ル的に直流再生による補正を行なうものであり、再生系
回路を容易にＩＣ化できるとともに、また等価的に記録
再生特性全向上した有用な再生系回路が提供できる。<Effects of the Invention> As described above, according to the present invention, the reproduction signal is digitally corrected by direct current reproduction, and the reproduction circuit can be easily integrated into an IC, and the recording and reproduction characteristics can be equivalently improved. A completely improved and useful reproduction system circuit can be provided.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施例を示す要部詳細回路図、第２
図はそのタイミングチャート、第３図及び第４図は原理
を説明するための等価波形図、第５図は再生系回路の基
本構成図、第６図は従来における第４図番部の波形図で
ある。 １・・再生ヘッド、２・・・ＡＣカップリング、３　・
プリアンプ”、４・・・イコライザ、　６・・・ＰＬＬ
［Ｈ］路、　７・ティシタル信号処理回路、　　１１Ａ
／Ｄ変換階÷、　　１２・２７　レジスタ、１３・・Ｍ
　Ｓ　Ｂ検出回路、　１４・・排他的論理和ゲート、　
　１５・−演り回路、　　１６・２１・２８・２９　乗
算ｉ、１７・２０・２４・２５係数器、　１８・２６・
３０−加算器、　１９・２３・切換ヌイノチ。 代理人　弁理士　　福　士　愛　彦（他２名）第１図 りろａＣＰ ｌ−μ ｍｏ　　ノ　　１１　　ノ　　　（１）　　　ｔ　／　
１　１０　ノ　　　ｍｏノ　　　ｔｏ　ノ　廂１酎虹ノ
ｔｏノ　　／／／　　ｍｏノ　ｍｏノ　／／／　　ｍｏ
ノ　　ｔｏノｔ７ｙｆｋｚ′！Ｊ、２　図 篤３図Fig. 1 is a detailed circuit diagram of main parts showing one embodiment of the present invention;
The figure is a timing chart, Figures 3 and 4 are equivalent waveform diagrams to explain the principle, Figure 5 is a basic configuration diagram of the reproduction circuit, and Figure 6 is a waveform diagram of the conventional numbered part in Figure 4. It is. 1... Playback head, 2... AC coupling, 3.
Preamp", 4...Equalizer, 6...PLL
[H] path, 7.Tictal signal processing circuit, 11A
/D conversion floor ÷, 12・27 register, 13...M
SB detection circuit, 14...exclusive OR gate,
15.-operation circuit, 16.21.28.29 multiplication i, 17.20.24.25 coefficient unit, 18.26.
30-Adder, 19.23.Switching Nuinoch. Agent Patent attorney Aihiko Fukushi (and 2 others) 1st plan aCP l-μ mo no 11 no (1) t/
1 10 ノ mo ノ to ノ 廂 1鐎 Rainbow ノ to ノ /// mo ノ ノ ノ /// mo
No to no t7yfkz'! J, 2 Figure Atsushi 3

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、磁気テープ等の磁気記録媒体に対し、信号をディジ
タル化して記録し再生するものにおいて、サンプリング
によりＡ／Ｄ変換した再生信号に基づいて、各サンプリ
ング点のＤＳＶ（ Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｍ　Ｖａｌｕｅ）を求める手段と
、該ＤＳＶを前記再生信号の直流成分に対応して指数関
数的に変化させる手段と、前記Ａ／Ｄ変換した再生信号
と、前記指数関数的に変化させたＤＳＶを所定割合で加
算する手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換した再生信号をデ
ィジタル的に直流再生補正することを特徴とするディジ
タル磁気記録再生方式。[Claims] 1. In a device that records and reproduces digital signals on a magnetic recording medium such as a magnetic tape, the DSV (Digital means for calculating the DSV (Sum Value); means for changing the DSV exponentially in accordance with the DC component of the reproduced signal; 1. A digital magnetic recording and reproducing system, comprising: means for adding at a predetermined ratio, and digitally corrects direct current reproduction of the A/D converted reproduction signal.