JPS61109463A - High voltage power source - Google Patents
High voltage power sourceInfo
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- JPS61109463A JPS61109463A JP59230095A JP23009584A JPS61109463A JP S61109463 A JPS61109463 A JP S61109463A JP 59230095 A JP59230095 A JP 59230095A JP 23009584 A JP23009584 A JP 23009584A JP S61109463 A JPS61109463 A JP S61109463A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は高圧電源装置に係り、さらに詳細には複写機、
プリンタ、テレビジョン装置などに用いられる高圧電源
装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field] The present invention relates to a high-voltage power supply device, and more particularly, to a copying machine,
The present invention relates to high-voltage power supplies used in printers, television devices, etc.
［従来技術］
上記のような高圧電源装置の一つとして、第１図に示す
ような回路が複写機の帯電器制御などに多く用いられて
いる。[Prior Art] As one of the above-mentioned high-voltage power supply devices, a circuit as shown in FIG. 1 is often used for controlling a charger of a copying machine.
第１因に示す回路は高圧の直流に所望の交流を重畳した
高圧電流を発生させる回路である。同図の端子３．４か
ら矩形波（あるいは正弦波）パルスを昇圧トランス６に
入力し、その２次側に巻線比に応じて４圧された交流を
発生させ、これをダイオード８、コンデンサ９および負
荷抵抗ｌＯから成る整流、平滑回路により高圧の直流電
圧ｖ１を得る。The circuit shown in the first factor is a circuit that generates a high-voltage current by superimposing a desired alternating current on a high-voltage direct current. A rectangular wave (or sine wave) pulse is input to the step-up transformer 6 from the terminal 3.4 in the same figure, and a 4-volt AC is generated on the secondary side according to the winding ratio, which is then connected to the diode 8 and the capacitor. A high DC voltage v1 is obtained by a rectifying and smoothing circuit consisting of a load resistor 9 and a load resistor lO.
一方、端子ｌ、２からは所望の負荷の制御特性にしたが
って定められた周波数の交流をトランス５に印加する。On the other hand, from the terminals 1 and 2, an alternating current having a frequency determined according to the control characteristics of the desired load is applied to the transformer 5.
トランス５の２次側の一端にはトランス６の高圧直流出
力が接続されており、したがってトランス５の２次側に
は、第２図に示すような前記の直流電圧Ｖｌと端子１，
２から入力された交流をＡ圧して得た交流Ｖ２が重畳さ
れた電圧Ｖｌ＋Ｖ２が発生され、出力端子７から負荷に
給電される。The high-voltage DC output of the transformer 6 is connected to one end of the secondary side of the transformer 5. Therefore, the secondary side of the transformer 5 has the aforementioned DC voltage Vl and the terminals 1 and 1 as shown in FIG.
A voltage Vl+V2 is generated by superimposing AC V2 obtained by converting the AC input from 2 into A voltage, and is supplied to the load from the output terminal 7.
第２図に示すように、出力電圧はトランス６により昇圧
された電圧Ｖｌを中心にトランス５によって昇圧された
交流電位が重畳されたものとなる。As shown in FIG. 2, the output voltage is obtained by superimposing the AC potential boosted by the transformer 5 around the voltage Vl boosted by the transformer 6.
上記のような交流を重畳させた高圧を発生させる従来構
成は直流系と交流系の２系統のトランスを必要とし、こ
のためコストが高く、またトランスは比較的大型の部品
なので装置全体の小型化を阻む欠点がある。また、第２
図に示す高圧直流電圧Ｖｔは多くの場合数ＫＶと高圧な
ことが多く、トランス５の１〜２次間の絶縁、および高
圧出力部と他の低圧部分の絶縁にかなりのコストがかか
る欠点がある。さらに、所望の負荷制御特性を得るため
に重畳交流を低周波にしたい場合にはトランス５の磁気
飽和を避けるためにトランス５が大型化してしまう欠点
がある。The conventional configuration that generates high voltage by superimposing alternating current as described above requires two transformers, one for the direct current system and the other for the alternating current system, which results in high costs.Also, since the transformer is a relatively large component, it is necessary to downsize the entire device. There are drawbacks that hinder this. Also, the second
The high voltage DC voltage Vt shown in the figure is often as high as several kilovolts, which has the disadvantage that it requires considerable cost to insulate between the primary and secondary parts of the transformer 5, and to insulate the high voltage output part and other low voltage parts. be. Furthermore, when it is desired to make the superimposed alternating current have a low frequency in order to obtain desired load control characteristics, there is a drawback that the transformer 5 becomes large in order to avoid magnetic saturation of the transformer 5.
［目 的］
本発明は以上の点に鑑みてなされたもので、直流に交流
を重畳させる事により、複写機などにおいては帯電ムラ
を防１トし、良好な画像を得ることができる高圧電源装
置を提供することを目的とする。[Purpose] The present invention has been made in view of the above points, and provides a high-voltage power supply that can prevent uneven charging and obtain good images in copying machines and the like by superimposing alternating current on direct current. The purpose is to provide equipment.
［実施例］
以Ｆ、図面に示す実施例に基づいて本発明の詳細な説明
する。[Embodiments] Hereinafter, the present invention will be described in detail based on embodiments shown in the drawings.
第３図に本発明による電源装置の回路構成の一例を示す
。第３図において符号１４で示されているものは電圧ト
ランスで、この昇圧トランス１４の１次側の一端には抵
抗１２、電解コンデンサ１３から成るフィルタを介して
低圧の直流電圧Ｖｃｃが印加される。１次側の他端には
スイッチングトランジスタ２８のコレクタが接続されて
おり、このスイッチングトランジスタ２８により昇圧Ｉ
・ランス１４の１次側に対する給電制御が行なわれる。FIG. 3 shows an example of the circuit configuration of the power supply device according to the present invention. The reference numeral 14 in FIG. 3 is a voltage transformer, and a low DC voltage Vcc is applied to one end of the primary side of this step-up transformer 14 via a filter consisting of a resistor 12 and an electrolytic capacitor 13. . The collector of a switching transistor 28 is connected to the other end of the primary side, and this switching transistor 28 boosts the voltage I
- Power supply control to the primary side of the lance 14 is performed.
ｙ１圧Ｉ・ランス１４の２次側にはダイオード１５、コ
ンデンサ１６、放電用抵抗１７から成る＠流、平滑回路
が接続されており、昇圧トランス１４により■圧された
電圧が直流に変換されて負荷１８に給電される。負荷１
８に流れる負荷電流は検出抵抗１９を介して電圧として
検出される。A @current smoothing circuit consisting of a diode 15, a capacitor 16, and a discharge resistor 17 is connected to the secondary side of the y1 voltage I lance 14, and the voltage boosted by the step-up transformer 14 is converted to direct current. Power is supplied to the load 18. load 1
The load current flowing through 8 is detected as a voltage via a detection resistor 19.
検出電圧はコンデンサ２０により積分（平滑）さ
。The detected voltage is integrated (smoothed) by capacitor 20.
.
れ、さらに抵抗２１．２２から成るバイアス回路を経て
オペアンプなどから構成された誤差増幅器２５の手入力
に導かれる。上記の抵抗１９〜２２およびコンデンサ２
０によって高圧電流検出回路２９が構成される。The signal is further guided through a bias circuit consisting of resistors 21 and 22 to a manual input of an error amplifier 25 consisting of an operational amplifier or the like. The above resistors 19-22 and capacitor 2
0 constitutes the high voltage current detection circuit 29.
誤差増幅器２５の一人力には低圧の電源電圧Ｖｃｃを基
準電圧発生器３０を構成する抵抗２３．２４により分圧
して得た基準電圧が与えられる。誤差増幅器２５の出力
３１は交流発振器２６に入力され、交流発振器２６を制
御する。The error amplifier 25 is supplied with a reference voltage obtained by dividing the low power supply voltage Vcc by resistors 23 and 24 forming the reference voltage generator 30. The output 31 of the error amplifier 25 is input to the AC oscillator 26 and controls the AC oscillator 26 .
第４図に第３図の交流発振器２６の詳細な構成を示す。FIG. 4 shows a detailed configuration of the AC oscillator 26 of FIG. 3.
誤差増幅器２５の出力３１はオペアンプ５７、抵抗５４
．５５により構成されたコンパレータ回路に入力される
。このコンパレータ回路は交流発振器２６の出力電圧３
２と入力電圧を比較することによりその出力に矩形波を
発生する。矩形波のゲインは可変抵抗５２、抵抗５３に
より所定のレベルに調節され、抵抗４７．４８，５０、
コンデンサ４６．４９．５１、およびオペアンプ５６か
ら成るフィルタ回路に入力され、入力３１に重畳された
正弦波を発生する。The output 31 of the error amplifier 25 is connected to an operational amplifier 57 and a resistor 54.
．． The signal is input to a comparator circuit configured by 55. This comparator circuit is connected to the output voltage 3 of the AC oscillator 26.
2 and the input voltage, a square wave is generated at its output. The gain of the square wave is adjusted to a predetermined level by variable resistor 52, resistor 53, and resistors 47, 48, 50,
It is input to a filter circuit consisting of capacitors 46, 49, 51 and an operational amplifier 56, and generates a sine wave superimposed on the input 31.
第５図にこの様子を示す。第５図において符号３１は誤
差増幅器２５の誤差電圧出力で、この電圧３１に振幅３
６を有する正弦波が重畳されて出力３２が発生される。Figure 5 shows this situation. In FIG. 5, reference numeral 31 is the error voltage output of the error amplifier 25, and this voltage 31 has an amplitude of 3
6 are superimposed to produce an output 32.
交流発振器２６により発生された正弦波３２はＰＷＭ
（パルス幅変調器）２７に入力される。The sine wave 32 generated by the AC oscillator 26 is PWM
(pulse width modulator) 27.
ＰＷＭ２７の出力する矩形波３３はスイッチングトラン
ジスタ２８のベースに入力されており、ＰＷＭ２７は負
荷電流に応じてスイッチングトランジスタ２８のスイッ
チングパルス幅を制御する。The rectangular wave 33 output by the PWM 27 is input to the base of the switching transistor 28, and the PWM 27 controls the switching pulse width of the switching transistor 28 according to the load current.
第６図にＰＷＭ２７の構成を詳細に示す。FIG. 6 shows the configuration of the PWM 27 in detail.
交流発振器２６の出力は抵抗６４、ダイオード６３、抵
抗６２の直列接続を介して、３角波発生器として機能す
るコンパレータの手入力に導かれる。接続点８５、すな
わちオペアンプ６８の手入力には電源電圧■ＣＣの抵抗
５８．５９の分圧点８９の電圧がダイオード６０、抵抗
６１を介して接続されている。コンパレータ６８の一人
力はコンデンサ６９によって接地されている。The output of the AC oscillator 26 is guided through a series connection of a resistor 64, a diode 63, and a resistor 62 to a manual input of a comparator that functions as a triangular wave generator. A voltage at a voltage dividing point 89 of a resistor 58 and 59 of a power supply voltage CC is connected to a connection point 85, that is, a manual input of an operational amplifier 68, via a diode 60 and a resistor 61. The voltage of comparator 68 is grounded by capacitor 69.
コンパレータ６８の出力端子は抵抗６５を介して電源電
圧にプルアップされ、さらに帰還抵抗６６を介して十人
力に帰還がかけられている。The output terminal of the comparator 68 is pulled up to the power supply voltage via a resistor 65, and is further fed back via a feedback resistor 66.
コンパレータ６８の出力は抵抗６７．７ｏを介してオペ
アンプ７３の十人力に接続されている。The output of the comparator 68 is connected to the output of the operational amplifier 73 via a resistor 67.7o.
抵抗６７．７０の接続点はコンパレータ６８の一人力と
接続されている。The connection point of the resistor 67.70 is connected to the single voltage of the comparator 68.
コンパレータ７３の一人力には電源電圧Ｖｃｃの抵抗７
１．７２の分圧点８７の電圧が与えられている。コンパ
レータ７３は帰還抵抗７４を有し、その出力は抵抗７５
により電源電圧にプルアップされている。コンパレータ
７３の出力は抵抗７６を介してトランジスタ７７のベー
スに接続されている。The comparator 73 has a resistor 7 of the power supply voltage Vcc.
A voltage at the voltage dividing point 87 of 1.72 is given. The comparator 73 has a feedback resistor 74, and its output is connected to a resistor 75.
is pulled up to the power supply voltage. The output of comparator 73 is connected to the base of transistor 77 via resistor 76.
トランジスタ７７のエミッタは接地されており、コレク
タは抵抗７８を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている
。またトランジスタ７７のコレクタは抵抗７９．８０を
それぞれ介して直列に接続されたトランジスタ８１．８
２のベースに接続されている。トランジスタ８１のエミ
ッタは抵抗８３を介して電源電圧に接続され、トランジ
スタ８２のエミッタは接地されている。トランジスタ８
１．８２のコレクタ、エミッタの接続点の電圧は抵抗８
４を介してスイッチングトランジスタ２８のベースに与
えられる。The emitter of transistor 77 is grounded, and the collector is connected to power supply voltage Vcc via resistor 78. Further, the collector of the transistor 77 is connected to the transistors 81 and 8 connected in series through resistors 79 and 80, respectively.
Connected to the base of 2. The emitter of transistor 81 is connected to the power supply voltage via resistor 83, and the emitter of transistor 82 is grounded. transistor 8
The voltage at the connection point between the collector and emitter of 1.82 is resistor 8
4 to the base of switching transistor 28.
第７図に第６図中の各接続点の電圧を示す。FIG. 7 shows the voltage at each connection point in FIG. 6.
第７図において符号８６Ａ、８６Ｂは接続点８６の異な
った電位変化をそれぞれ示している。In FIG. 7, symbols 86A and 86B indicate different potential changes at the connection point 86, respectively.
３角波の下端の電位９２はコンパレータ６８の出力が低
レベルのとき、
Ｖ９２＝ （ＶＢ２ Ｖｆ） ＠□
Ｒ６１＋Ｒ６６
により一義的に定まる。ここでは抵抗値をＲ１電圧値を
Ｖで示し、さらに添字により各抵抗ないし接続点を示し
ている（以下の式においても同様）。また、Ｖｆはダイ
オードの順方向電位を示している。When the output of the comparator 68 is at a low level, the potential 92 at the lower end of the triangular wave is uniquely determined by V92=(VB2 Vf)@□R61+R66. Here, the resistance value and the R1 voltage value are indicated by V, and each resistance or connection point is indicated by a subscript (the same applies to the following formulas). Further, Vf indicates the forward potential of the diode.
また３角波の」一端の電位９３．９４はコンパレータ６
８が高レベルのときの電位であり、入力される交流発振
器２６の出力電圧３２のレベルにより制御される。この
とき電位９２は ′Ｒ８２＋Ｒｆ１４
Ｖｇ ２ （Ｖｃｃ Ｖ３２ Ｖｆ） ｅ
＋Ｖ：１２ ＋ｖ ｆＲ１３５＋Ｒ８１１！＋Ｒ８２＋
Ｒ８４となり、電位Ｖ３２によって変化し、９３の電位
になったり、９４の電位になったりする。なお、接続点
６８の３角波の傾きは抵抗６７、コンデンサ６９の時定
数により定まる。Also, the potential 93.94 at one end of the triangular wave is the comparator 6.
8 is the potential when it is at a high level, and is controlled by the level of the input output voltage 32 of the AC oscillator 26. At this time, the potential 92 is 'R82+Rf14 Vg 2 (Vcc V32 Vf) e
+V:12 +v fR135+R811! +R82+
It becomes R84 and changes depending on the potential V32, and becomes the potential of 93 or 94. Note that the slope of the triangular wave at the connection point 68 is determined by the time constants of the resistor 67 and capacitor 69.
また、電位８７は接続点８７の電位であり、Ｖ９１５
＝ＶＢ？ ＝ＶＣＣＩ＋ −Ｒ７１＋Ｒ７２
により一義的に定まり、この電位８７と、前記電位８６
の電位をコンパレータ８７により比較することにより符
号８８Ａ、８８Ｂで示されるような矩形波のパルスが形
成される。Further, the potential 87 is the potential of the connection point 87, and V915
=VB? =VCCI+ -R71+R72, and this potential 87 and the potential 86
By comparing the potentials of , by a comparator 87, rectangular wave pulses as shown by reference numerals 88A and 88B are formed.
接続点８６の電圧波形が波形８６Ａの場合にはコンパレ
ータ７３の出力波形は波形８８Ａのようになり、接続点
８６の波形が波形８６Ｂの場合に１」コンパレータ７３
の出力波形は波形８８Ｂのようになる。When the voltage waveform at the connection point 86 is a waveform 86A, the output waveform of the comparator 73 becomes a waveform 88A, and when the voltage waveform at the connection point 86 is a waveform 86B, the output waveform of the comparator 73 becomes
The output waveform of is as shown in waveform 88B.
以上に示したように、３角波の下端の電位９２、接続点
８７の電位、抵抗６７、コンデンサ６９で定まる時定数
が一定なので、交流発振器２６の出力３２の変化によら
ずコンパレータ７３の出力オフ時間は第７図に符号９８
，１０１で示すように常に等しくなり、またオン時間は
交流発振器２６の出力に応じて符号９９．１００で示す
ように調節される。As shown above, since the time constant determined by the potential 92 at the lower end of the triangular wave, the potential at the connection point 87, the resistor 67, and the capacitor 69 is constant, the output of the comparator 73 is independent of changes in the output 32 of the AC oscillator 26. The off time is indicated by reference numeral 98 in Figure 7.
, 101, and the on-time is adjusted according to the output of the AC oscillator 26, as shown by 99.100.
このようにして得られた矩形波パルスはトランジスタ７
７．８１．８２、抵抗７６．７８〜８０．８３．８４で
構成される電流増幅回路で所定ゲインにより増幅されて
大電流のスイッチングトランジスタ２８が駆動される。The rectangular wave pulse obtained in this way is transmitted to the transistor 7.
7.81.82 and resistors 76.78 to 80.83.84, the current is amplified by a predetermined gain, and the large current switching transistor 28 is driven.
ＰＷＭ２７の出力波形を簡略に第８図に示す。The output waveform of the PWM 27 is briefly shown in FIG.
ＰＷＭ２７の出力波形３３はそのオフ時間４５が常に一
定で、オン期間４４が交流発振器２６の出力３２により
調節されたものとなる。The output waveform 33 of the PWM 27 has an off time 45 that is always constant and an on period 44 that is adjusted by the output 32 of the AC oscillator 26.
次に以−Ｌの構成における動作につき説明する。Next, the operation in the configuration L will be explained.
第３図において、負荷１８を流れた高圧電流は全て抵抗
１９を介してトランスに戻る。このｌｌｔ ｉ＆を検出
抵抗１９で検出し、コンデンサで積分する。この電位は
負電位となり、誤差増幅器２５の動作域を外れるので、
抵抗２１．２２でバイアスを加え、誤差増幅器２５の動
作域に移動した電位が誤差増幅器２５に入力される。In FIG. 3, all high voltage current flowing through load 18 returns to the transformer via resistor 19. This llt i& is detected by a detection resistor 19 and integrated by a capacitor. This potential becomes a negative potential and is out of the operating range of the error amplifier 25, so
A bias is applied by resistors 21 and 22, and the potential moved to the operating range of the error amplifier 25 is input to the error amplifier 25.
誤差増幅器２５では抵抗２２．２３で形成した基準電位
と、加えられた前記の＋側入力が比較される。すなわち
、十人力の方が高ければ高レベルを出力し、その逆の場
合は低レベルを出力し、両者が同電位で安定状態を保つ
。The error amplifier 25 compares the reference potential formed by the resistors 22 and 23 with the above-mentioned positive input. That is, if the power is higher, a higher level is output, and vice versa, a lower level is output, and both maintain a stable state at the same potential.
第５図に示したように誤差増幅器２５の出力３１に交流
発振器２６で発生された正弦波が重畳され、波形３２が
得られる。この波形３２と第３図の接続点３４の高圧出
力の関係を第９図に示す、ここで横軸は交流発振器２６
の出力３２の電圧を縦軸は高圧出力３４の電圧を示して
いる。As shown in FIG. 5, the sine wave generated by the AC oscillator 26 is superimposed on the output 31 of the error amplifier 25 to obtain a waveform 32. The relationship between this waveform 32 and the high voltage output at the connection point 34 in FIG. 3 is shown in FIG. 9, where the horizontal axis is the AC oscillator 26.
The vertical axis shows the voltage of the high voltage output 34.
ＰＷＭ２７、および昇圧トランス１４における増幅−Ｖ
は直ＭＡ４３で示すように線形であり、ＰＷＭ２７に正
弦波を入力することにより、接続点３４に高電圧にレベ
ルシフトされた正弦波を発生することができる。PWM 27 and amplification -V in step-up transformer 14
is linear as shown by direct MA 43, and by inputting a sine wave to the PWM 27, a sine wave whose level is shifted to a high voltage can be generated at the connection point 34.
以］；のようにして、高圧出力電流の積分値が一定とな
るような定電流出力をもった高圧電源において、従来の
交流重畳方式で得られる交流を重畳させた高圧出力と同
等の出力を得ることができる。以−１−のような構成に
よれば、高圧出力の強度を所定の周波数で変化させるこ
とにより、従来と回等の出力波形を得ているので、従来
の交流系の！・ランスを省略でき、電源部を著しく小型
に形成できる。当然ながら、交流系のトランスがないの
で重畳交流を低周波に設定する場合にもトランスの大型
化にから来る制約がなくなるので、設計作業も楽になる
。また、高圧を取り扱う接続点が少なくなるので、他の
低圧部分との絶縁処理も楽になり、コストを低減できる
。In a high-voltage power supply with a constant current output such that the integral value of the high-voltage output current is constant, an output equivalent to the high-voltage output obtained by superimposing alternating current obtained by the conventional alternating current superimposing method can be obtained as follows. Obtainable. According to the configuration described in -1- below, by changing the intensity of the high voltage output at a predetermined frequency, an output waveform similar to that of the conventional AC system is obtained.・The lance can be omitted, and the power supply section can be made extremely compact. Naturally, since there is no alternating current transformer, even when setting the superimposed alternating current to a low frequency, there are no restrictions caused by increasing the size of the transformer, making the design work easier. Furthermore, since there are fewer connection points that handle high voltage, insulation from other low voltage parts becomes easier and costs can be reduced.
以−］−では負荷電流を一定にするような定電温潤
ユ制御を行なう高圧電源装置における実施例を示した
が、負荷電圧を一定に制御するような高圧電源装置にお
いても本発明が実施できるのはもちろんである。In the above-]-, a constant current temperature is applied to keep the load current constant.
Although an embodiment of a high-voltage power supply device that performs load control has been shown, it goes without saying that the present invention can also be implemented in a high-voltage power supply device that controls a load voltage to be constant.
第１θ図は前記の第３図に対応し、定電圧ｆｌＪＪ御を
行なう場合の実施例を示している。ここでは前記と同一
ないし相当部材には同一符号を付し、その詳細な説明は
省略する。FIG. 1θ corresponds to FIG. 3 described above, and shows an embodiment in which constant voltage flJJ control is performed. Here, the same or equivalent members as described above are given the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted.
第１０図の実施例では誤差増幅器２５に入力する電圧を
負荷電圧に対応した電圧としている。すなわち、誤差増
幅器２５の一人力には負荷１８に対する印加電圧を抵抗
１７．１９により分圧し、コンデンサ２０により積分し
た電位が入力されている。誤差増幅器２５の一人力はツ
ェナーダイオード２５Ａによりプルアップされている。In the embodiment shown in FIG. 10, the voltage input to the error amplifier 25 is a voltage corresponding to the load voltage. That is, the voltage applied to the load 18 is divided by the resistors 17 and 19 and the potential integrated by the capacitor 20 is input to the error amplifier 25 . The power of the error amplifier 25 is pulled up by a Zener diode 25A.
このツェナーダイオード２５Ａは第３図の抵抗２１．２
２に対応する回路で、そのツェナー電圧により入力電圧
を誤差増幅器２５の動作域に保つ働きをする。また誤差
増幅器２５の十人力端子には電源電圧Ｖｃｃを抵抗２３
．２４により分圧した基準電圧が加えられている。した
がって１本実施例の場合、誤差増幅器２５は抵抗２３．
２４の分圧に対応して定められた所定の基準電圧と負荷
電圧との誤差信号を出力する。This Zener diode 25A is the resistor 21.2 in FIG.
This circuit corresponds to No. 2 and functions to keep the input voltage within the operating range of the error amplifier 25 by its Zener voltage. In addition, the power supply voltage Vcc is connected to the terminal of the error amplifier 25 through the resistor 23.
．． A reference voltage divided by 24 is applied. Therefore, in one embodiment, the error amplifier 25 is connected to the resistor 23.
It outputs an error signal between a predetermined reference voltage determined corresponding to the divided voltage of No. 24 and the load voltage.
誤差増幅器２５の後段の交流発振器２６、ＰＷＭ２７の
動作は前記と同様であり、したがって本実施例によれば
高圧出力電圧の積分値が一定となるような定電圧出力を
もった高圧電源において、前記と同様の効果を得ること
ができる。The operations of the AC oscillator 26 and the PWM 27 at the subsequent stage of the error amplifier 25 are the same as those described above. Therefore, according to this embodiment, in a high voltage power supply having a constant voltage output such that the integral value of the high voltage output voltage is constant, the above-mentioned You can get the same effect as .
以上の実施例では昇圧トランスの１次側の低圧電源を断
続させるスイッチングトランジスタを制御することによ
り高圧出力を制御しているが、スイッチングトランジス
タを固定周波数により断続させ、昇圧トランスの１次側
低圧電源の電力を制御するような構成も考えられる。In the above embodiment, the high-voltage output is controlled by controlling the switching transistor that intermittents the low-voltage power supply on the primary side of the step-up transformer. A configuration that controls the power of the controller is also conceivable.
第１１図はこのような構成の一例を示している。第１１
図ではスイッチングトランジスタ２８は固定周波数の発
振器１１０により励振されており、封圧トランス１４の
他端に対する電源電圧ｖＣＣをシリーズレギュレータ１
１７により制御している。シリーズレギュレータ１１７
の動作は第１θ図と同様に構成された誤差増幅器２５、
交流発振器２６により制御される。FIG. 11 shows an example of such a configuration. 11th
In the figure, the switching transistor 28 is excited by a fixed frequency oscillator 110, and the power supply voltage vCC to the other end of the confining transformer 14 is controlled by the series regulator 1.
17. Series regulator 117
The operation of the error amplifier 25 is similar to that shown in FIG.
It is controlled by an AC oscillator 26.
第１２図に発振器ｌｌＯの回路の一例を示す。FIG. 12 shows an example of the circuit of the oscillator llO.
ここではオペアンプ１２２を用いた発信器を示している
。オペアンプ１２２の十人力には抵抗１２０〜１２３で
形成されたしきい値が入力されるとともに抵抗１２６を
介して自己の出力がフィードバックされる。また、出力
端子、−人力間には周波数を規定する抵抗１２４．コン
デンサ１２５から成る時定数回路が接続されている。発
生されたパルス波は、抵抗１２７を介し電流増幅を行な
うスイッチングトランジスタ１２９のベースに入力され
る。トランジスタ１２９のコレクタは電流制限用の抵抗
１３０を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されるとともに、
スイッチングトランジスタ２８のベースと接続される。Here, an oscillator using an operational amplifier 122 is shown. A threshold formed by resistors 120 to 123 is input to the operational amplifier 122, and its own output is fed back via a resistor 126. Further, a resistor 124 for specifying the frequency is connected between the output terminal and the human power. A time constant circuit consisting of a capacitor 125 is connected. The generated pulse wave is inputted via a resistor 127 to the base of a switching transistor 129 that performs current amplification. The collector of the transistor 129 is connected to the power supply voltage Vcc via a current limiting resistor 130, and
It is connected to the base of the switching transistor 28.
周知のようにこのような発振回路ではしきい値を基準と
してオペアンプ１２２がハイレベル、ローレベル出力を
繰り返すことにより方形波パルスが形成される。第１３
図は第１２図のオペアンプ１２２の一入力端子の波形を
示している。符号７２Ａ、７２Ｂはオペアンプ１２２の
手入力端子の入力しきい値レベルで、出力がハイかロー
かでいずれかに切り換わる。ハイレベル区間Ｐではコン
デンサ１２５が充電されるので、時定数に応じて一人、
力端子の電圧が上昇し、これがレベル７２Ａに達した時
点でアンプはローレベルに切り換わる。ローレベル区間
Ｑではコンデンサ１２５が放電され、時定数に応じて一
入力端子の電圧が減少する。この区間では帰還抵抗１２
６により手入力端子のしきい値電圧はレベル７２Ｂとな
っており、−入力端子がこのレベルに達すると再びオペ
アンプ１２２は反転する。このようん動作を繰り返すこ
とによりトランジスタ１２９が断続され、電流増幅され
たその出力により第１１図のスイッチングトランジスタ
２８が駆動される。As is well known, in such an oscillation circuit, a square wave pulse is formed by the operational amplifier 122 repeating high-level and low-level outputs based on a threshold value. 13th
The figure shows a waveform at one input terminal of the operational amplifier 122 in FIG. Reference numerals 72A and 72B indicate input threshold levels of the manual input terminals of the operational amplifier 122, which are switched depending on whether the output is high or low. Since the capacitor 125 is charged in the high level section P, one person or
The voltage at the power terminal increases and when it reaches level 72A, the amplifier switches to low level. In the low level section Q, the capacitor 125 is discharged, and the voltage at one input terminal decreases according to the time constant. In this section, the feedback resistor 12
6, the threshold voltage of the manual input terminal is at level 72B, and when the - input terminal reaches this level, the operational amplifier 122 is inverted again. By repeating this operation, the transistor 129 is turned on and off, and its current amplified output drives the switching transistor 28 in FIG. 11.
一方、トランジスタ２８と反対側の昇圧トランス１４の
１次巻線の一端はトランジスタ１１４．１１５、抵抗１
１１−１１３．１１５から構成さ えれたシリーズ
レギュレータ１１７に接続される。On the other hand, one end of the primary winding of the step-up transformer 14 opposite to the transistor 28 is connected to a transistor 114, 115 and a resistor 1.
It is connected to a series regulator 117 consisting of 11-113.115.
Ｄ
このシリーズレギュレータ１１７の入力には前記と同様
の交流発振器２６が接続されており、負荷電圧を一定に
するように制御された正弦波が入力。D An AC oscillator 26 similar to the above is connected to the input of this series regulator 117, and a sine wave controlled to keep the load voltage constant is input.
される、シリーズレギュレータ１１７は入力される正弦
波に応じて電源から昇圧トランス１４に供給する電力を
変化させる。なお第１１図において符号１３で示されて
いるのは平滑用コンデンサである。The series regulator 117 changes the power supplied from the power supply to the step-up transformer 14 according to the input sine wave. Note that in FIG. 11, reference numeral 13 indicates a smoothing capacitor.
このような構成によっても２次側に高圧を発生させるこ
とができ、この場合にも前記と同様の効果を得ることが
できる。With such a configuration, high pressure can also be generated on the secondary side, and in this case also, the same effects as described above can be obtained.
第１１図ではシリーズレギュレータを用いて昇圧トラン
スの１次側の給電を制御する構成を例示したが、第１４
図、第１５図に示すように、１次側の給電をスイッチン
グレギュレータ回路により行ない、このレギュレータを
負荷に応じて制御するようにしてもよい。In Fig. 11, a configuration is illustrated in which a series regulator is used to control the power supply on the primary side of a step-up transformer.
As shown in FIG. 15, power may be supplied to the primary side by a switching regulator circuit, and this regulator may be controlled according to the load.
第１４図、１１５図において、昇圧トランスの１次側の
一端には発振器１１０、トランジスタ２８が接続されて
おり、また他端にはトランジスり１４３．抵抗１４１．
１４２および１４７、高速ダイオード１４５、コンデン
サ１４６およびチョークコイル１４４から成る公知のス
テップダウン・チョッパ型スイッチングレギュレータが
接続されている。スイッチングレギュレータ１４０を構
成する励振用トランジスタ１４３のベース電流は第３図
に示したのと同様な誤差増幅器２５、発振器２６および
ＰＷＭ２７により制御される。14 and 115, an oscillator 110 and a transistor 28 are connected to one end of the primary side of the step-up transformer, and a transistor 143 . Resistance 141.
A known step-down chopper type switching regulator consisting of 142 and 147, a fast diode 145, a capacitor 146 and a choke coil 144 is connected. The base current of the excitation transistor 143 constituting the switching regulator 140 is controlled by an error amplifier 25, an oscillator 26, and a PWM 27 similar to those shown in FIG.
第１４図の実施例は２次側負荷電圧を平均的に定電圧制
御する構成を、また、第１５図の実施例は２次側負荷電
流を定電流制御する場合の構成をそれぞれ示している。The embodiment shown in FIG. 14 shows a configuration in which the secondary side load voltage is averagely controlled at a constant voltage, and the embodiment shown in FIG. 15 shows a configuration in which the secondary side load current is controlled at a constant current. .
すなわち、第１４図においては第１０図におけるのと同
様に抵抗１７．１９による負荷電圧の分圧を誤差増幅器
２５に入力し、第１５図の場合には第３図と同様に抵抗
１９を介して検出した負荷電流に対応した電圧を誤差増
幅器２５に入力するようにしている。That is, in FIG. 14, the divided voltage of the load voltage is input to the error amplifier 25 by the resistors 17 and 19 as in FIG. 10, and in the case of FIG. A voltage corresponding to the detected load current is input to the error amplifier 25.
以」二のような構成によっても、昇圧トランス１４の１
次側の給電率を制御することにより高圧出力強度を所定
の周波数で振動させることができ、しかもその場合負荷
電圧または負荷電流を平均的に一定値に制御することが
できる。Also, with the configuration as described below, one of the step-up transformers 14
By controlling the power supply rate on the next side, the high voltage output intensity can be oscillated at a predetermined frequency, and in this case, the load voltage or load current can be controlled to a constant value on average.
以上に示した実施例では交流発振器２６の出力する交流
波形は正弦波として示したが、矩形波、ノコギリ波、三
角波など所望の波形を用いることができる。これにより
負荷の性質に応じて所望の変動パターンで出力強度を変
化させることができる。これは従来の技術思想から見る
と、所望の波形の交流を高圧直流出力に重畳させる動作
に対応する。また、交流発振器２６の波形は一定の周波
数としたが、所望の負荷特性に応じて変化させることも
考えられる。In the embodiments described above, the AC waveform output from the AC oscillator 26 is shown as a sine wave, but any desired waveform such as a rectangular wave, sawtooth wave, triangular wave, etc. can be used. This allows the output intensity to be varied in a desired variation pattern depending on the nature of the load. From the perspective of conventional technical thinking, this corresponds to an operation in which alternating current of a desired waveform is superimposed on high voltage direct current output. Furthermore, although the waveform of the AC oscillator 26 has a constant frequency, it is also possible to change it according to the desired load characteristics.
［効 果］
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、昇圧
手段の１次側を断続して２次側に高圧出力を得る高圧電
源装置において、前記昇圧手段の１次側に２次側高圧出
力の強度を所定周波数にしたがって変化させるように給
電を行なうスイッチングレギュレータ手段と、２次側高
圧出力を定電流制御または定電圧制御する手段とを設け
た構成を採用しているため、低コストでコンパクトな構
成により交流を重畳させたのと同等の波形を有する高圧
出力を１１＃ることができる優れた高圧電源装置を提供
することができる。[Effects] As is clear from the above description, according to the present invention, in a high voltage power supply device that obtains a high voltage output on the secondary side by intermittent operation of the primary side of the boosting means, the primary side of the boosting means is This is because the configuration includes a switching regulator means for supplying power so as to vary the intensity of the secondary side high voltage output according to a predetermined frequency, and a means for constant current control or constant voltage control of the secondary side high voltage output. Therefore, it is possible to provide an excellent high-voltage power supply device that can output high-voltage output having a waveform equivalent to that of superimposed alternating current with a low-cost and compact configuration.
又、これを例えば画像形式装置の帯電用電源に応用する
ことにより帯電ムラを防止し良好な画像を得ることが可
能となる。Further, by applying this to a charging power source of an image formatting device, for example, uneven charging can be prevented and a good image can be obtained.
第１図は従来の高圧電源の構成を示した回路図、第２図
は第１図の回路における出力を示した波形図、第３図以
下は本発明の一実施例を説明するもので、第３図は本発
明による高圧電源回路の構成を示した回路図、第４図は
第３図における交流発振器の構成を詳細に示した回路図
、第５図は交流発振器の出力を示した波形図、第６図は
第３図におけるＰＷＭの構成を詳細に示した回路図、第
７図は第６図の各接続点の波形を示した波形図、第８図
はＰＷＭの出力を示した波形図、第９図は本発明装置に
おける入出力関係を示した線図、第１Ｏ図は本発明の異
なった実施例を示した回路図、第１１図は第１θ図の実
施例をさらに変形した構成を示す回路図、第１２図は第
１１図中の発振器の構成を示した回路図、第１３図は第
１２図のオペアンプの一入力端子の電圧波形を示した線
図、第１４図、第１５図はそれぞれ第１１図の実施例を
さらに変形した構成を示す回路図である。
１４・・・昇圧トランス １５・・・ダイオード１６．
２０・・・コンデンサ
１９〜２４・・・抵抗
２５・・・誤差増幅器 ２６・・・交流発振器２７・
・・ＰＷＭ
２８・・・スイッチングトランジスタ
１１０・・・発振器
１１７・・・シリーズレギュレータ
１４０・・・スイッチングレギュレータγ７図
第８図
第１１図
第１２図
皿
第１３図FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional high-voltage power supply, FIG. 2 is a waveform diagram showing the output of the circuit in FIG. 1, and FIG. Fig. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the high voltage power supply circuit according to the present invention, Fig. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the AC oscillator in Fig. 3 in detail, and Fig. 5 is a waveform showing the output of the AC oscillator. Figure 6 is a circuit diagram showing the PWM configuration in Figure 3 in detail, Figure 7 is a waveform diagram showing waveforms at each connection point in Figure 6, and Figure 8 shows the PWM output. Waveform diagram, Figure 9 is a line diagram showing the input/output relationship in the device of the present invention, Figure 1O is a circuit diagram showing different embodiments of the present invention, Figure 11 is a further modification of the embodiment in Figure 1θ. 12 is a circuit diagram showing the configuration of the oscillator in FIG. 11, FIG. 13 is a diagram showing the voltage waveform of one input terminal of the operational amplifier in FIG. 12, and FIG. 14 is a circuit diagram showing the configuration of the oscillator in FIG. 11. , and FIG. 15 are circuit diagrams each showing a configuration in which the embodiment of FIG. 11 is further modified. 14...Step-up transformer 15...Diode 16.
20... Capacitors 19-24... Resistor 25... Error amplifier 26... AC oscillator 27.
...PWM 28... Switching transistor 110... Oscillator 117... Series regulator 140... Switching regulator γ7 Figure 8 Figure 11 Figure 12 Dish Figure 13
Claims (1)
圧電源装置において、前記昇圧手段の１次側に２次側高
圧出力の強度を所定周波数にしたがって変化させるよう
に給電を行なうスイッチングレギュレータ手段と、２次
側高圧出力を定電流制御または定電圧制御する手段とを
設けたことを特徴とする高圧電源装置。In a high-voltage power supply device that obtains a high-voltage output on a secondary side by intermittent operation of a primary side of a boosting means, power is supplied to the primary side of the boosting means so as to vary the intensity of the secondary side high-voltage output according to a predetermined frequency. A high-voltage power supply device comprising switching regulator means and means for constant current control or constant voltage control of a secondary side high voltage output.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59230095A JPH0626467B2 (en) | 1984-11-02 | 1984-11-02 | High voltage power supply |
| US06/792,254 US4731720A (en) | 1984-11-02 | 1985-10-28 | High-voltage power source apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59230095A JPH0626467B2 (en) | 1984-11-02 | 1984-11-02 | High voltage power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61109463A true JPS61109463A (en) | 1986-05-27 |
| JPH0626467B2 JPH0626467B2 (en) | 1994-04-06 |
Family
ID=16902469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59230095A Expired - Lifetime JPH0626467B2 (en) | 1984-11-02 | 1984-11-02 | High voltage power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626467B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63284568A (en) * | 1987-05-18 | 1988-11-21 | Canon Inc | Power unit |
-
1984
- 1984-11-02 JP JP59230095A patent/JPH0626467B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63284568A (en) * | 1987-05-18 | 1988-11-21 | Canon Inc | Power unit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0626467B2 (en) | 1994-04-06 |
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