JPS61102186A - Dc commutatorless motor - Google Patents
Dc commutatorless motorInfo
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- JPS61102186A JPS61102186A JP59223521A JP22352184A JPS61102186A JP S61102186 A JPS61102186 A JP S61102186A JP 59223521 A JP59223521 A JP 59223521A JP 22352184 A JP22352184 A JP 22352184A JP S61102186 A JPS61102186 A JP S61102186A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は直流電源のもとで使用される比較的小容量の無
整流子モータに関し、ビデオテープレコーダを始めとす
る記録再生装置や、空冷用ファンモータとして使用して
好適な直流無整流子モータを提供するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to a relatively small capacity non-commutator motor used under a DC power source, and is suitable for use in recording and reproducing devices such as video tape recorders, and air cooling fans. The present invention provides a DC commutatorless motor suitable for use as a motor.
従来例の構成とその問題点
近年、多くの音響機器や、ビデオテープレコーダ、さら
にはフロッピーディスク装置に直流無整流子モータが多
用されるようになってきており、その手軽さから空冷用
ファンモータにまで応用が拡大している。Conventional configurations and their problems In recent years, DC non-commutator motors have come into widespread use in many audio equipment, video tape recorders, and even floppy disk drives. Applications are expanding to include
従来より、この種の直流無整流子モータとしては２相あ
るいは３相の半波駆動方式または全波駆動方式が主流を
占めている。Conventionally, a two-phase or three-phase half-wave drive system or a full-wave drive system has been the mainstream for this type of DC non-commutator motor.
各駆動方式にはそれぞれ一長一短があり、例えば３相駆
動刃式は２相駆動力式に比べて駆動用パワー素子の数が
少なくてすむ反面、回転子の回転位置を検出する位置検
出素子の数が多く必要になる。Each drive system has its advantages and disadvantages; for example, the three-phase drive blade type requires fewer drive power elements than the two-phase drive force type, but the number of position detection elements that detect the rotational position of the rotor. will be needed a lot.
ちなみに、単一電源のもとで動作させるものとして比較
すると、２相全波駆動刃式では８個のノくワートランジ
スタと２個のホール素子が必要になり、３相全波駆動力
式では６個のパワートランジスタと３個のホール素子が
必要になる。By the way, if you compare the two-phase full-wave drive blade type with a single power source, eight knocker transistors and two Hall elements are required, whereas the three-phase full-wave drive type requires eight knocker transistors and two Hall elements. Six power transistors and three Hall elements are required.
従来から、３相駆動刃式において位置検出素子の数を削
減しようとする試みが数多く行なわれており、その代表
的な技術が米国特許第３，５７７，０５３号（以下、文
献１と略記する。）に開示されている。Conventionally, many attempts have been made to reduce the number of position detection elements in three-phase drive blade systems, and a representative technique is the one disclosed in U.S. Patent No. 3,577,053 (hereinafter abbreviated as Document 1). ).
前記文献１には、３相半半波駆動式の無整流子モータに
おいて、回転子上に光反射率の異なる第１、第２．第３
の構成要素を有する識別帯を設け、 。The above-mentioned document 1 describes a three-phase, half-wave drive type non-commutator motor in which first, second,... Third
providing an identification band having components of;
前記識別帯に光線を照射し、反射光を受光素子で検出す
ることによって回転子の回転位置の変化を前記受光素子
の出力レベルの３段階の変化とじてとらえ、そのレベル
に依存した相巻線に通電するように構成された装置が示
されている。By irradiating the identification band with a light beam and detecting the reflected light with a light-receiving element, changes in the rotational position of the rotor are interpreted as three-step changes in the output level of the light-receiving element, and the phase winding is adjusted depending on the level. An apparatus is shown configured to energize the.
また、回転子の起動時に偶然に光線が第１の構成要素と
第３の構成要素の境界部に照射されていると、受光素子
の出力レベルが中間の値をとるので、あたかも第２の構
成要素の部分を検出したかのごとく検出回路が動作し、
逆トルクの発生や回転子の振動を招くが、これを防止す
るには受光素子の出力レベル判別回路部をシュミット回
路で構成すれば良いことが解説されている。Furthermore, if the light beam is incidentally irradiated onto the boundary between the first and third components when the rotor is started, the output level of the light receiving element will take an intermediate value, so it will appear as if the light beam is in the second configuration. The detection circuit operates as if it had detected the element part,
This leads to generation of reverse torque and vibration of the rotor, but it is explained that in order to prevent this, the output level discrimination circuit section of the light receiving element can be configured with a Schmitt circuit.
これと同じことが特公昭５７−４６３１７号（以下、文
献２と略記する。）に開示されており、前記文献２には
シュミット回路の代わシに、識別帯の第３の構成要素の
部分を検出したことを記憶する記憶回路を設けた駆動回
路装置が示されている。The same thing is disclosed in Japanese Patent Publication No. 57-46317 (hereinafter abbreviated as Document 2), and in Document 2, instead of the Schmitt circuit, the third component of the identification band is A drive circuit device is shown that is provided with a memory circuit for storing detected information.
前記文献１９文献２のいずれにおいても唯一の位置検出
素子と位置検出のための識別帯によって３相半波駆動を
可能にしているが、特別な位置検で
出用の素子をいっさい用いない１相巻線への通電状態を
順次切り換えていく方法も提案され実用化されている（
例えば５ＯＮＹ社の３相無整流子モータ駆動用工ＣのＣ
ｘ２ｏ１１４）。In both of the above-mentioned documents 19 and 2, three-phase half-wave drive is made possible by a unique position detection element and an identification band for position detection, but one-phase drive is possible without using any output element for special position detection. A method of sequentially switching the energization state to the windings has also been proposed and put into practical use (
For example, 5ONY's 3-phase commutatorless motor drive machine C.
x2o114).
特公昭５６−３３９５３号（以下、文献３と略記する。Japanese Patent Publication No. 56-33953 (hereinafter abbreviated as Document 3).
）には、最初は自走型の３相マルチバイブレータの出力
信号によって各相巻線への通電状態を切り換え、回転子
が回転開始してからは３相の固定子巻線のうちの遊休巻
線に現われる発電波形を利用して各相巻線への通電状態
を切り換えるように構成された駆動回路装置が示されて
いる。), the energization state of each phase winding is initially switched by the output signal of the self-propelled three-phase multivibrator, and after the rotor starts rotating, the idle winding of the three-phase stator winding is switched. A drive circuit device is shown that is configured to switch the energization state to each phase winding using a power generation waveform appearing on a line.
しかしながら、前記文献３に示された方法では最初に各
相巻線への通電が無差別的に行なわれるので、一時的に
逆トルクが発生したり、十分な起動トルクが得られない
ためにモータが所望回転速度に達するまでの時間が長く
かかるという不都合があった。However, in the method shown in Document 3, since the windings of each phase are first energized indiscriminately, reverse torque may occur temporarily or sufficient starting torque may not be obtained, causing the motor to energize. There is a disadvantage that it takes a long time for the rotation speed to reach the desired rotation speed.
ところで前記文献１および２に示された無整流子モータ
はいずれも３相半波駆動型であるが、これらは構成上の
制約によってその駆動形態を３相半波型に限定される。By the way, although the non-commutator motors shown in Documents 1 and 2 are both three-phase half-wave drive types, their drive form is limited to the three-phase half-wave type due to structural constraints.
すなわち、前記文献１，２に示された形成をとると３６
００の電気角あたＰ：Ｊ３通りの検出しか行なえないの
で、各相巻線への通電状態の切り換えも必然的に３通り
しか許されないことＫなり、ｅ通りの通電状態の切り換
えを必要とする３相全波駆動方式を実現するにはさらに
余分な位置検出素子と識別帯を必要とする。That is, if the formation shown in the above-mentioned documents 1 and 2 is taken, 36
00 electrical angle P:J Since only 3 ways of detection can be performed, only 3 ways of switching the energization state to each phase winding are necessarily allowed, so it is necessary to switch the energization state in e ways. In order to realize the three-phase full-wave drive method, additional position detection elements and identification bands are required.
また、ビデオテープレコーダのシリンダ駆動モータ（ド
ラム駆動モータともいわれる。）などのように位相制御
を必要とするモータでは、一回転に一度あるいは数度の
回転子の絶対位置の検出信号（一般にＰＧパルスと呼ば
れている。）が必要になるが、これについても余分な位
置検出素子と識別帯を必要とする。In addition, in motors that require phase control, such as cylinder drive motors (also called drum drive motors) of video tape recorders, absolute position detection signals (generally PG pulses) of the rotor are sent once or several degrees per revolution. ), which also requires an extra position detection element and identification band.
さらに、前記文献１に示されているシニミット回路や、
前記文献２に示されている記憶回路などは、アナログ回
路で構成すると規模が大きくなったり、コンデンサなど
の余分な部品を必要とするので、昨今のディジタルＩＣ
の論理素子の微細化傾向（ゲートあたりの生産コストが
急激に下がってきている。）を加味するとディジタル回
路で実現した方が合理的であるが、その反面、位置検出
素子からの出力信号をディジタル回路によって処理した
場合には、処理された後の信号波形は必然的に矩形波状
となってしまい、固定子巻線が回転トルクに寄与しない
余分なトルクを発生して、回転的の騒音や振動の原因と
なる。Furthermore, the sinimit circuit shown in the above-mentioned document 1,
If the memory circuit shown in the above-mentioned document 2 is configured with an analog circuit, it will be large in scale and require extra parts such as a capacitor.
Considering the trend toward miniaturization of logic elements (the production cost per gate is rapidly decreasing), it would be more reasonable to implement the output signal from the position detection element digitally. When processed by a circuit, the processed signal waveform inevitably becomes a rectangular waveform, and the stator winding generates extra torque that does not contribute to the rotational torque, resulting in rotational noise and vibration. It causes
これを避けるためには、例えば、特開昭５５−１０００
８８号あるいは特開昭５９−１０９１８８号（以下、文
献４と略記する。）に示されるような方法がきわめて有
効である。In order to avoid this, for example,
The method shown in No. 88 or JP-A-59-109188 (hereinafter abbreviated as Document 4) is extremely effective.
前記文献４に示された直流無整流子モータは、ホール素
子から得られる位置検出信号が種々の要因によって理想
的な正弦波形にならないので、あらかじめディジタル的
なメモリに正弦波形情報を格納しておき、モータに連結
された周波数発電機の出力信号（一般にＦＧ倍信号呼ば
れる。）によって前記メモリの情報を順次読み出し、ア
ナログ電圧に変換して、理想に近い正弦波状の連動電流
を作りだすものであるが、この技術は位置検出信の
号の処理ソイジタル化に伴う前記した諸問題の解消にも
寄与する。In the DC non-commutator motor shown in Document 4, the position detection signal obtained from the Hall element does not have an ideal sine waveform due to various factors, so the sine waveform information is stored in a digital memory in advance. The information in the memory is sequentially read out using the output signal of a frequency generator connected to the motor (generally called the FG multiplied signal) and converted into an analog voltage to create a nearly ideal sinusoidal interlocking current. This technique also contributes to solving the above-mentioned problems associated with the digital processing of position detection signals.
ただ、前記文献４に示された方法は、従来のようにアナ
ログ的に処理を行なう方法に比べて回路規模がかなりの
ものになり、また、各相ごとに別個にディジタル情報を
アナログ量に変換する構成になっているので、アナログ
量に変換されてからの各相のバランスを精度良く保つ必
要があるなどの難点も有している。However, the method shown in Document 4 requires a considerable circuit scale compared to the conventional analog processing method, and also requires converting digital information into analog amounts separately for each phase. Since the configuration is such that it is necessary to accurately maintain the balance of each phase after being converted into an analog quantity, it also has some drawbacks.
発明の目的
本発明は１回転子の回転位置の検出機構が簡素化される
とともに、回転時の振動や騒音のきわめて少ない直流無
整流子モータを提供するものである。OBJECTS OF THE INVENTION The present invention provides a DC non-commutator motor in which a mechanism for detecting the rotational position of one rotor is simplified, and which generates extremely little vibration and noise during rotation.
発明の構成
本発明の直流無整流子モータは、回転子の回転位置を検
出して、各々が前記固定子巻線の相数によって定まる等
しい電気角の活性区間を有する複数の位置検出信号を発
生する位置検出手段と、前記回転子が回転したときに、
前記位置検出信号のそれぞれの活性区間を少なくとも３
分割するだけの周波数を有する回転検出信号を発生する
回転検出手段と、外部から供給される電圧もしくは電流
に依存した駆動指令信号を発生するとともに、起動時に
おいては、前記複数の位置検出信号に基いて前記固定子
巻線の通電相を切り換えるようになし、起動後は特定の
位置検出信号の所定のエツジを基準にして前記回転検出
信号のエツジが到来するととに出力電流を前記駆動指令
を流に比例したステップで段階的に切り換える駆動信号
発生回路と、前記駆動信号発生回路の出力電流に比例し
た電流を前記固定子巻線に供給する駆動手段を具備した
ことを特徴とするもので、特に、ディジタル的なメモリ
を用いることなく出力電流値が段階的に変化する信号を
発生させるとともに、外部から供給される電圧もしくは
電流に依存した駆動指令電流を前記出力電流に反映させ
、しかも、唯一のステップ電流発生回路から複数の相の
固定子巻線への出力電流を発生させるように構成するこ
とによって、回路規模を大きくすることなく、各相のバ
ランスをも良好に保つことのできる新規な直流無整流子
モータを実現するものである。Structure of the Invention The DC non-commutator motor of the present invention detects the rotational position of the rotor and generates a plurality of position detection signals each having an active section of equal electrical angle determined by the number of phases of the stator winding. a position detecting means that detects when the rotor rotates;
The active period of each of the position detection signals is at least 3.
A rotation detecting means that generates a rotation detection signal having a frequency sufficient to divide the rotation, a drive command signal that is dependent on an externally supplied voltage or current, and a rotation detection means that generates a rotation detection signal that is dependent on an externally supplied voltage or current. The current-carrying phase of the stator winding is switched, and after startup, when the edge of the rotation detection signal arrives with reference to a predetermined edge of a specific position detection signal, the output current is passed through the drive command. The present invention is characterized by comprising: a drive signal generation circuit that switches stepwise in steps proportional to , and a drive means for supplying a current proportional to the output current of the drive signal generation circuit to the stator winding. , generates a signal whose output current value changes step by step without using digital memory, and reflects a drive command current that depends on an externally supplied voltage or current on the output current, and is unique. By configuring the step current generation circuit to generate output currents to the stator windings of multiple phases, a new direct current system that can maintain good balance between each phase without increasing the circuit scale. This realizes a commutatorless motor.
実施例の説明
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明を実施するために構成されたモータの要
部の展開図を示したもので、３相の固定子巻線１，２．
３がたがいに星形結線され、前記固定子巻線１〜３に対
向して、図示されてはいない回転子に装着された永久磁
石４が配置されている。FIG. 1 shows a developed view of the main parts of a motor configured to carry out the present invention, in which three-phase stator windings 1, 2, .
3 are star-connected to each other, and a permanent magnet 4 mounted on a rotor (not shown) is placed opposite the stator windings 1 to 3.
前記永久磁石４の主要部は８極に着磁された主磁極が占
め、その内周部（図には示されていないが、第１図番で
おいて前記永久磁石４の上側が回転子の内周部で、下側
が外周部であるとする。）にばＮ極着磁された第１の構
成要素部分６ａと、着磁されていない第２の構成要素部
分６ｂと、Ｓ極着磁された第３の構成要素部分５Ｃが周
方向に交互に配置された円環状の識別帯５を有している
。The main part of the permanent magnet 4 is occupied by eight main magnetic poles, and the inner peripheral part (not shown in the figure, but in the first drawing, the upper side of the permanent magnet 4 is the rotor). , and the lower side is the outer peripheral part. The magnetized third component portions 5C have annular identification bands 5 arranged alternately in the circumferential direction.
また、前記識別帯５に対向して回転子の回転位置検出素
子として準備されたホールＩＣ（チップ上にホール発電
体と池の回路を１同居さイた集積回路。）６が配置され
ている。Further, a Hall IC (an integrated circuit in which a Hall power generator and a pond circuit are mounted on a chip) 6 prepared as a rotor rotational position detecting element is arranged opposite to the identification band 5. .
一方、前記永久磁石４の主磁極の外周側には９６極に着
磁された発電帯が設けられ、この発電帯に対向して、径
方向に回折された９６箇所の発電要素部分を有するジグ
ザグ状の発電巻線７が配置されている。On the other hand, a power generation band magnetized to 96 poles is provided on the outer circumferential side of the main magnetic pole of the permanent magnet 4, and facing the power generation band, a zigzag pattern having power generation element portions at 96 locations diffracted in the radial direction is provided. A power generation winding 7 having a shape is arranged.
さらに、前記固定予巻ｉ１．２．３の引き出し線は、そ
れぞれ第１の給電端子Ｕ、第２の給電端子Ｖ、第３の給
電端子Ｗに接続され、星形結線された中点は端子Ｘに接
続されている。Furthermore, the lead wires of the fixed prewinding i1.2.3 are connected to the first power supply terminal U, the second power supply terminal V, and the third power supply terminal W, respectively, and the center point of the star-shaped wire connection is the terminal Connected to X.
なお、前記ホールｌＣｅ５はプラス側給電端子６ａ。Note that the hole 1Ce5 is a positive power supply terminal 6a.
マイナス側給電端子ｓｂ、出力端子６Ｃを有しており、
前記発電巻線７の引き出し線は出力端子７ａ。It has a negative side power supply terminal sb and an output terminal 6C,
The lead wire of the power generation winding 7 is an output terminal 7a.
７ｂに接続されている。7b.
さて、第２図は本発明の一実施例における直流無整流子
モータのブロック構成図を示したものである。Now, FIG. 2 shows a block diagram of a DC commutatorless motor in one embodiment of the present invention.
第２図においてブロック１０は第１図に示されたモータ
ブロックの内部結線を施したもので、前記モータブコッ
ク１０において、中点端子ＸとホールＩＣ６のプラス側
給電端子６ａの間には限流抵抗８が接続され、前記ホー
ルＩｃｅのマイナス側給電端子６ｂと発電巻線°了の一
方の出力端子７ｂは共通後続されて接地端子Ｇに接続さ
れ、前記ホールＩＣｓの出力端子６Ｃは位置検出端子Ｐ
に接続され、前記発電巻線７の他方の出力端子７ａは回
転検出端子ＦＫ接続されている。In FIG. 2, a block 10 is the motor block shown in FIG. 1 with internal wiring, and in the motor tab cock 10, a current limiting resistor is connected between the midpoint terminal X and the positive power supply terminal 6a of the Hall IC 6. 8 is connected, the negative power supply terminal 6b of the Hall Ice and one output terminal 7b of the power generation winding end are connected in common to the ground terminal G, and the output terminal 6C of the Hall ICs is connected to the position detection terminal P.
The other output terminal 7a of the power generation winding 7 is connected to the rotation detection terminal FK.
前記位置検出端子Ｐには後に説明する処理回路によって
モータの回転位置に依存して３段階にレベルの変化する
位置検出信号が出力されるが、この位置検出信号は分配
器１００によって３本の信号線路１００ｎ、１００ｇ、
１００ｚに分配されて、さらに、順序回路２００によっ
て条件付は処理が行なわれて駆動信号発生回路３００に
送出される。A position detection signal whose level changes in three stages depending on the rotational position of the motor is outputted to the position detection terminal P by a processing circuit to be described later, and this position detection signal is divided into three signals by a distributor 100. Line 100n, 100g,
Further, the sequential circuit 200 processes the conditional signal and sends it to the drive signal generation circuit 300.
一方、前記回転検出端子Ｆと前記接地端子Ｇに現われる
信号は増幅器４００によって十分な振揺に増幅された後
に前記駆動信号発生回路３００に供給されるとともに、
モータの回転サーボ用の速度検出信号としてＡ端子に供
給され、前記信号線路１００ｎ、１００ｓに現われる信
号は抽出回路ＳＯＯによってモータの一回転に一回の信
号が取シ出されて同じくモータの回転サーボ用の位置検
圧信号としてＢ端子に供給されている。On the other hand, the signals appearing at the rotation detection terminal F and the ground terminal G are amplified to a sufficient amplitude by an amplifier 400 and then supplied to the drive signal generation circuit 300.
The signals that appear on the signal lines 100n and 100s, which are supplied to the A terminal as a speed detection signal for the rotation servo of the motor, are extracted once per rotation of the motor by the extraction circuit SOO, and are also sent to the rotation servo of the motor. It is supplied to the B terminal as a position pressure detection signal for use.
なお、本発明においてはモータの回転サーボンステムに
は言及しないが、ここでは前記Ａ端子。Although the present invention does not refer to the rotating servo stem of the motor, the A terminal will be referred to here.
Ｂ端子から得られる速度情報と位置情報をもとにＥ端子
を介して前記駆動信号発生回路３００ｉＣ誤差電圧を帰
還するものとする。It is assumed that the drive signal generating circuit 300iC error voltage is fed back through the E terminal based on the speed information and position information obtained from the B terminal.
さて、前記駆動信号発生回路３ｏｏｙおいては前記順序
回路２００から供給される回転位置検出信号と回転方向
の識別信号および加速指令信号をもとに３相の巻線駆動
信号を作り出して駆動回路６００に送出し、前記駆動回
路６００では前記巻線駆動信号を電流増幅したうえで、
Ｕ端子、■端子、Ｗ端子を介して３相の固定子巻線１〜
３への通電を行なっている。Now, in the drive signal generation circuit 3ooy, a three-phase winding drive signal is generated based on the rotational position detection signal, rotational direction identification signal, and acceleration command signal supplied from the sequential circuit 200, and the drive circuit 600 generates a three-phase winding drive signal. The drive circuit 600 current-amplifies the winding drive signal, and
3-phase stator winding 1 through the U terminal, ■ terminal, and W terminal
3 is being energized.
さらに、ＲＥＶ端子に印加されるモータの回転方向の正
逆切換信号は、前記順序回路２００に供給され、■端子
に印加されるモータの停止・回転の指令信号は前記駆動
信号発生回路３００に供給され、前記駆動信号発生回路
３００において論理的な処理をされたうえで、信号線路
３００ｂを介して前記順序回路２００にも供給されてい
る。Furthermore, the forward/reverse switching signal for the motor rotation direction applied to the REV terminal is supplied to the sequential circuit 200, and the motor stop/rotation command signal applied to the ■ terminal is supplied to the drive signal generation circuit 300. After being logically processed in the drive signal generation circuit 300, the signal is also supplied to the sequential circuit 200 via the signal line 300b.
実施例においては前記ＲＥＶ端子が低電位にあるときに
モータが正方向に回転し、高電位にあるときには逆方向
に回転し、前記Ｉ端子が低電位にあるときに固定子巻線
への通電は停止され、高電位にあるときには固定子巻線
への通電が行なわれるように構成されている。In the embodiment, the motor rotates in the forward direction when the REV terminal is at a low potential, rotates in the opposite direction when it is at a high potential, and energizes the stator winding when the I terminal is at a low potential. is stopped, and the stator winding is energized when it is at a high potential.
第２図の実施例において、ホールエＣ６の３値レベルの
出力信号を３本の信号線路１００ｎ。In the embodiment shown in FIG. 2, the ternary level output signal of the Hall E C6 is transmitted through three signal lines 100n.
１００ｓ、１００ｚに２値信号として分配する分配器１
ｏｏｉ、異なるスレシホールド電圧を有する２個のコ
ンパレータによって容易に実現でき、増櫂器４ｏ○につ
いても単なる交流増幅器であるので、ここでは内部構成
の説明は省略し、その他の回路ブロックについて実際の
回路構成例を示しながら簡単な動作の説明を行なう。Distributor 1 that distributes as a binary signal to 100s and 100z
ooi, it can be easily realized by two comparators with different threshold voltages, and the booster 4o○ is also just an AC amplifier, so we will omit the explanation of its internal configuration here, and will not explain the actual structure of the other circuit blocks. A simple explanation of the operation will be given while showing an example of the circuit configuration.
まず、第３図はホールＩｃｅの具体的な構成例を示した
回路結線図であり、よく知られているバンドギャップ基
準電圧源などを用いた定電圧回路部６１と、シリコン基
板上に形成されたホール発電体６２と、その他の信号処
理回路部分から構成されている。First, FIG. 3 is a circuit connection diagram showing a specific example of the configuration of the Hall Ice. It consists of a Hall power generator 62 and other signal processing circuit parts.
第３図のホール発電体６２が第１図に示された識別帯６
のＮ極着磁された部分に対向しているときには前記ホー
ル発電体６２の一方の出力端子６２ａの電位が上昇し、
他方の出力端子６２ｂの電位は下降する。The Hall power generator 62 of FIG. 3 is the identification band 6 shown in FIG.
The potential of one output terminal 62a of the Hall power generator 62 rises when the Hall power generator 62 is facing the N-pole magnetized part.
The potential of the other output terminal 62b decreases.
したがって、トランジスタ６３のコレクタ電位が下降し
、トランジスタ６４のコレクタ電位が上昇するので、定
電流トランジスタ６５に流れ込む電流の殆んどがトラン
ジスタ６ｅのコレクタ電流となる。Therefore, since the collector potential of transistor 63 decreases and the collector potential of transistor 64 increases, most of the current flowing into constant current transistor 65 becomes the collector current of transistor 6e.
なお、第３図の回路において、前記定電流トランジスタ
６５のエミッタ側に接続された抵抗６７と、定電流トラ
ンジスタ６８のエミッタ側に接続された抵抗６９の抵抗
比率が３対４に設定されているので、前記定電流トラン
ジスタ６５のコレクタ電流を４・工。とすると、前記定
電流トランジスタ６８のコレクタ電流はほぼ３・工。と
なる。In the circuit shown in FIG. 3, the resistance ratio between the resistor 67 connected to the emitter side of the constant current transistor 65 and the resistor 69 connected to the emitter side of the constant current transistor 68 is set to 3:4. Therefore, the collector current of the constant current transistor 65 is 4. Then, the collector current of the constant current transistor 68 is approximately 3. becomes.
また、プラス側のカレントミラー回路を構成する受電ト
ランジスタ７０のエミッタ側に接続された抵抗７１と、
定電流トランジスタ７２．７３のエミッタ側に接続され
た抵抗７４．７５の抵抗値が等しくなるように設定され
、定電流トランジスタ７６のエミッタ側に接続された抵
抗７７の抵抗値が前記抵抗７１の抵抗値の３倍に設定さ
れているので、前記定電流トランジスタ７２．７３のコ
レクタ電流はいずれも最大値でほぼ３・１０となり、前
記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流はほぼ工。と
なる。Further, a resistor 71 connected to the emitter side of the power receiving transistor 70 constituting the positive side current mirror circuit,
The resistance values of the resistors 74 and 75 connected to the emitter side of the constant current transistors 72 and 73 are set to be equal, and the resistance value of the resistor 77 connected to the emitter side of the constant current transistor 76 is set to be equal to the resistance of the resistor 71. Since the maximum value of the collector currents of the constant current transistors 72 and 73 is approximately 3.10, the collector current of the constant current transistor 76 is approximately 3.10 times the maximum value. becomes.
しだがって、前記トランジスタ６６のコレクタ電流の４
分の３は前記定電流トランジスタ７３から供給され、残
りの４分の１だけがトランジスタ７８の第１コレクタ７
８ａから供給される。Therefore, 4 of the collector current of the transistor 66
3/3 is supplied from the constant current transistor 73, and only the remaining 1/4 is supplied to the first collector 7 of the transistor 78.
8a.
このとき、出力端子６Ｃに接続された負荷抵抗７９には
前記トランジスタ７８の第２コレクタ７ｓｂから工。の
電流が供給されるとともに、前記定電流トランジスタ７
６からも！。の電流が供給されるので、前記抵抗７９の
抵抗値をＲｏとしたとき、前記出力端子６Ｃには２・Ｒ
ｏなる電位が現われる。At this time, a load resistor 79 connected to the output terminal 6C is connected to the second collector 7sb of the transistor 78. current is supplied, and the constant current transistor 7
Even from 6! . Therefore, when the resistance value of the resistor 79 is Ro, the output terminal 6C has a current of 2·R.
A potential of o appears.
反対に、前記ホール発電体６２が前記識別帯６のＳ極着
磁された部分に対向しているときには、前記定電流トラ
ンジスタ６５に流れ込む電流の殆んどがトランジスタ８
ｏのコレクタ電流となり、トランジスタ８１の第１コレ
クタ８１ａと第２コレクタ８１ｂにもそれぞれ工。なる
電流が流れ、前記第２コレクタ８１ｂの電流はトランジ
スタ８２とトランジスタ８３によって構成されたカレン
トミラー回路に供給される。On the other hand, when the Hall power generator 62 faces the S-pole magnetized portion of the identification band 6, most of the current flowing into the constant current transistor 65 flows through the transistor 8.
It becomes a collector current of o, and also flows into the first collector 81a and second collector 81b of the transistor 81, respectively. A current flows through the second collector 81b, and the current is supplied to a current mirror circuit constituted by a transistor 82 and a transistor 83.
したがって、このときには前記定電流トランジスタ７６
のコレクタ電流の殆んどあるいはすべてが前記トランジ
スタ８３のコレクタに流れ込み、前記出力端子６Ｃの電
位は零となる。Therefore, at this time, the constant current transistor 76
Most or all of the collector current flows into the collector of the transistor 83, and the potential of the output terminal 6C becomes zero.
一方、前記ホール発電体６２が前記識別帯５の無着磁部
分に対向しているときには前記トランジスタ６６．８０
のコレクタ電流はほぼ乎衡するので、前記トランジスタ
６６．８０のコレクタ電流のすべてが前記定電流トラン
ジスタ７２．７３から供給されて前記トランジスタ７８
．８１のコレクタ電流は零となり、前記負荷抵抗７９に
は前記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流だけが供
給されて前記出力端子６Ｃの電位は工。・Ｒｏとなる。On the other hand, when the Hall power generator 62 faces the non-magnetized portion of the identification band 5, the transistor 66.80
Since the collector currents of the transistors 66 and 80 are almost balanced, all of the collector currents of the transistors 66 and 80 are supplied from the constant current transistors 72 and 73, and the collector currents of the transistors 78 and 78
．． The collector current of the transistor 81 becomes zero, and only the collector current of the constant current transistor 76 is supplied to the load resistor 79, so that the potential of the output terminal 6C becomes zero.・It becomes Ro.
このようにして前記ホール発電体６２の前記識別帯５へ
の対向位置によって前記ホールＩＣａの出力電圧は３段
階に変化する。In this way, the output voltage of the Hall ICa changes in three stages depending on the position of the Hall power generator 62 facing the identification band 5.
第４図は第１図および第２図のように構成された直流無
整流子モータの主磁極と識別帯の相対的な位置関係と前
記ホールＩｃｅから得られる位置検出信号の変化のもよ
うを示したもので、回転子上に設けられた識別帯６と固
定子上に配置されたホールＩｃｅの相対的な回転角度が
第４図の機械角もしくは電気角で示される如く変化した
とき、それに対応して前記ホールＩｃｅの出力電圧は第
４図Ａのように変化する。FIG. 4 shows the relative positional relationship between the main magnetic pole and the identification band of the DC non-commutator motor configured as shown in FIGS. 1 and 2, and the changes in the position detection signal obtained from the Hall Ice. When the relative rotation angle between the identification band 6 provided on the rotor and the hole Ice placed on the stator changes as shown in the mechanical angle or electrical angle in FIG. Correspondingly, the output voltage of the Hall Ice changes as shown in FIG. 4A.
つぎに、第５図は第２図に示された□！口序回路２００
の具体的な構成例を示したもので、それぞれの第１の入
力端子と出力端子が互いにクロスカップリング接続され
たＮＡＮＤゲート（正論理の否定論理積ゲート）２０１
．２０２によって構成された第１の論理ブロック２１０
と、それぞれの第１の入力端子と出力端子が互いにクロ
スカップリング接続されたＮＡＮＤゲート２０３，２０
４ならびに第１の入力端子が前記ＮＡＮＤゲート２０２
の出力端子に接続され、出力端子には前記ＮＡＮＤゲー
ト２０３の第２の入力端子が接続されたＮＡＮＤゲート
２０５による第２の論理ブロック２２０と、第１の入力
端子が前記ＮＡＮＤゲ−１２０４の出力端子に接続され
、出力端子には前記ＮＡＮＤゲート２ｏ２の第２の入力
端子が接続されたＮＡＮＤゲート２ｏ６ならびに入力端
子が前記ＮＡＮＤゲート２０５の出力端子に接続された
インバータ２０７による第３の論理ブロック２３０によ
って主要部が構成され、前記ＮＡＮＤゲート２０４の第
２の入力端子は前記ＮＡＮＤゲ−ト２０２の出力端子に
接続されている。Next, Figure 5 shows the □! shown in Figure 2! Oral circuit 200
This shows a specific configuration example of a NAND gate (positive logic NAND gate) 201 whose first input terminal and output terminal are cross-coupled with each other.
．． A first logical block 210 configured by 202
and NAND gates 203 and 20 whose respective first input terminals and output terminals are cross-coupled to each other.
4 and the first input terminal are connected to the NAND gate 202.
A second logic block 220 includes a NAND gate 205 whose output terminal is connected to the second input terminal of the NAND gate 203, and whose first input terminal is connected to the output terminal of the NAND gate 1204. a third logic block 230 comprising a NAND gate 2o6 whose output terminal is connected to the second input terminal of the NAND gate 2o2 and an inverter 207 whose input terminal is connected to the output terminal of the NAND gate 205; The second input terminal of the NAND gate 204 is connected to the output terminal of the NAND gate 202.
また°、前記ＮＡＮＤゲート２ｏ６の第２の入力端子は
、第２図の信号線路１００ｚに接続される入力端子ｚ１
に接続されるとともに、前記ＮＡＮＤゲート２０１の第
２あるいは第３の入力端子ならびに前記ＮＡＮＤゲート
２０５の第２の入力端子は、ＮＡＮＤゲート２ｏｓ、
２ｏｅ；ｓおよびＮＡＮＤゲート２１１，２１２，２１
３．インバータ２１４によって構成された入力信号切換
回路を介して、第２図の信号線路１０ｏｎに接続される
入力端子！１１あるいは信号線路１００８に接続される
入力端子１！１に接続されるように構成され、その接続
状態は正逆転の切シ換えのためのＤ７リツプ７゜ツブ２
１５の出力レベルに応じて切り換えられる。Further, the second input terminal of the NAND gate 2o6 is the input terminal z1 connected to the signal line 100z in FIG.
The second or third input terminal of the NAND gate 201 and the second input terminal of the NAND gate 205 are connected to the NAND gate 2os,
2oe;s and NAND gates 211, 212, 21
3. An input terminal connected to the signal line 10on in FIG. 2 via an input signal switching circuit constituted by an inverter 214! 11 or the input terminal 1!1 connected to the signal line 1008, and its connection state is D7 lip 7° knob 2 for forward/reverse switching.
It can be switched according to the output level of 15.
さらに、後述する通電モード判別回路３６０から第２の
出力信号が供給されるｂｋ１端子には前記ＮＡＮＤゲー
ト２０２，２０４の第３の入力端子が接続されている。Furthermore, the third input terminals of the NAND gates 202 and 204 are connected to the bk1 terminal to which a second output signal is supplied from the energization mode determination circuit 360, which will be described later.
なお、第２図の＠動信号発生回路３００に駆動指令信号
を供給するだめの出力端子ｓ２．ｎ２．ｚ２はそれぞれ
前記ＮＡＮＤゲー）２０１，２０３゜インバータ２０７
の出力端子に接続されている。Note that the output terminal s2. is used to supply a drive command signal to the @motion signal generation circuit 300 in FIG. n2. z2 is the NAND game) 201 and 203° inverter 207, respectively.
is connected to the output terminal of
−万、ＮＡＮＤゲート２２１とＮＡＮＤゲート２２２の
一方の入力端子と出力端子がクロスカップリング接続さ
れ、前記ＮＡＮＤゲート２２１の他方の入力端子と前記
ＮＡＮＤゲート２２２の他方の入力端子はそれぞれイン
バータ２２３，２２４の出力端子に接続され、前記イン
バータ２２３の入力端子はｓ１端子に接続され、前記イ
ンバータ２２４の入力端子はｎ１端子に接続され、前記
ＮＡＮＤゲート２２２の出力端子には前記Ｄフリップフ
ロップ２１５のＤ端子が接続されている。- One input terminal and output terminal of the NAND gate 221 and the NAND gate 222 are cross-coupled connected, and the other input terminal of the NAND gate 221 and the other input terminal of the NAND gate 222 are connected to inverters 223 and 224, respectively. The input terminal of the inverter 223 is connected to the s1 terminal, the input terminal of the inverter 224 is connected to the n1 terminal, and the output terminal of the NAND gate 222 is connected to the D terminal of the D flip-flop 215. is connected.
また、ＮＡＮＤゲート２２５とＮＡＮＤゲート２２６の
一方の入力端子と出力端子がクロスカップリング接続さ
れ、さらにＮＡＮＤゲート２２７とＮＡＮＤゲート２２
８の一方の入力端子と出力端子がクロスカップリング接
続され、前記ＮＡＮＤゲート２２５の出力端子にはＮＡ
ＮＤゲート２２９の第１の入力端子と前記ＮＡＮＤゲー
ト２２８の第２の入力端子が接続され、前記ＮＡＮＤゲ
ート２２５の他方の入力端子と前記ＮＡＮＤゲート２２
９の第２の入力端子は前記インバータ２２３の出力端子
に接続され、第２図の増幅器４００の出力信号が供給さ
れるｆ１端子には前記ＮＡＮＤゲート２２９の第３の入
力端子とインバータ２３１の入力端子が接続され、前記
ＮＡＮＤゲート２２９の出力端子には前記ＮＡＮＤゲー
ト２２７の他方の入力端子が接続され、前記ＮＡＮＤゲ
ート２２７の出力端子と前記インバータ２３１の出力端
子にはそれぞれＮＡＮＤゲート２３２の入力端子が接続
され、前記ＮＡＮＤゲート２３２の出力端子には前記Ｎ
ＡＮＤゲート２２６の他方の入力端子が接続されている
。Further, the input terminal and output terminal of one of the NAND gates 225 and 226 are cross-coupled connected, and furthermore, the NAND gate 227 and the NAND gate 22
One input terminal and output terminal of the NAND gate 225 are cross-coupled connected, and the output terminal of the NAND gate 225 has an NA
A first input terminal of the ND gate 229 and a second input terminal of the NAND gate 228 are connected, and the other input terminal of the NAND gate 225 and the second input terminal of the NAND gate 228 are connected to each other.
The second input terminal of the NAND gate 229 is connected to the output terminal of the inverter 223, and the f1 terminal to which the output signal of the amplifier 400 of FIG. The other input terminal of the NAND gate 227 is connected to the output terminal of the NAND gate 229, and the input terminal of the NAND gate 232 is connected to the output terminal of the NAND gate 227 and the output terminal of the inverter 231, respectively. is connected to the output terminal of the NAND gate 232.
The other input terminal of AND gate 226 is connected.
さらに、前記ＮＡＮＤゲート２２８の第３の入力端子は
ｂｋ１端子に接続され、前記ＮＡＮＤゲー）２２Ｂの出
力端子には前記Ｄフリップ７０ツブ２１５のクロック端
子が接続され、前記Ｄフリップフロップ２１５のセット
端子とリセット端子はそれぞれＡＮＤゲート２３３，２
３４の出力端子に接続され、前記ＡＮＤゲート２３３．
２３４の一方の入力端子はいずれもインバータ２３５
を介してｂｋ１端子に接続され、前記ＡＮＤゲート２３
３の他方の入力端子とインバータ２３６の入力端子およ
びＮＡＮＤゲート２３７の入力端子はＲＥＶ端子に接続
され、前記インノく一夕２３６の出力端子には前記ＡＮ
Ｄゲート２３４の他方の入力端子とＮＡＮＤゲート２３
８の一方の入力端子が接続され、前記ＮＡＮＤゲート２
３７． ２３８の他方の入力端子は、それぞれ前記Ｄフ
リップフロップ２１６の出力端子と反転出力端子に接続
され、前記ＮＡＮＤゲート２３７． ２３９の出力端子
にはそれぞれＮＡＮＤゲート２３９の入力端子が接続さ
れ、前記ＮＡＮＤゲート２３９の出力端子には回転方向
不一致信号を送出するためのｅｎ１端子が接続されてい
る。Furthermore, the third input terminal of the NAND gate 228 is connected to the bk1 terminal, the clock terminal of the D flip 70 tube 215 is connected to the output terminal of the NAND gate 22B, and the set terminal of the D flip flop 215 is connected to the output terminal of the NAND gate 22B. and the reset terminal are AND gates 233 and 2, respectively.
34, and the AND gate 233.
Both input terminals of 234 are connected to inverter 235.
is connected to the bk1 terminal via the AND gate 23.
3, the input terminal of the inverter 236, and the input terminal of the NAND gate 237 are connected to the REV terminal, and the output terminal of the inverter 236 is connected to the AN
The other input terminal of the D gate 234 and the NAND gate 23
8 is connected to the NAND gate 2.
37. The other input terminals of the NAND gates 237 . The input terminals of the NAND gates 239 are connected to the output terminals of the NAND gates 239, respectively, and the en1 terminal for sending out a rotational direction mismatch signal is connected to the output terminal of the NAND gates 239.
なお、前記Ｄフリップフロップ２１５の出力電子には回
転方向の判別結果を送出するためのｄτ１端子が接続さ
れている。Note that the output electron of the D flip-flop 215 is connected to a dτ1 terminal for transmitting the determination result of the rotation direction.
以上のように構成された順序回路の位置検出信号の処理
回路部の動作の概要を第４図に示された位置検出信号の
出力信号波形に基いて説明する。An outline of the operation of the position detection signal processing circuit section of the sequential circuit configured as described above will be explained based on the output signal waveform of the position detection signal shown in FIG.
まず、第４図Ａの信号波形はすでに説明したように第２
図のホールＩＣｓの出力信号を示したものであり、第４
図Ｂ、 Ｃ，Ｄの信号波形は前記ホールＩｃｅをもと
に分配器１ｏｏによって信号線路１００ｎ、１００ｇ、
１００ｚに分配された後の各信号線路に現われる信号波
形である。First, as already explained, the signal waveform of FIG.
This shows the output signal of the Hall ICs in the figure, and the fourth
The signal waveforms in Figures B, C, and D are generated by the signal lines 100n, 100g,
This is a signal waveform appearing on each signal line after being distributed to 100z.
なお、以後の論理回路の動作説明においては、すべて正
論理を用い、各信号線路が高電位にあるときに活性状態
にあるものとし、高電位の状態を”１”で表現し、低電
位の状態を”０”で表現する。In the following explanation of the operation of the logic circuit, we will use positive logic and assume that each signal line is in an active state when it is at a high potential.The high potential state will be expressed as "1" and the low potential state will be expressed as "1". The state is expressed as "0".
モータの回転が停止しているときや、電源の投入直後に
は後に説明するように、第２図のｂｋ１端子のレベルは
０″になっており、それによってＮＡＮＤゲート２０２
． ２０４． ２２８の出力レベルは強制的に１″に移
行せしめられる。As will be explained later, when the motor stops rotating or immediately after the power is turned on, the level of the bk1 terminal in FIG.
．． 204. The output level of 228 is forced to 1''.
また、Ｄフリップフロップ２１５についても同様で、ｂ
ｋ１端子のレベルが”０′になっている間は前記Ｄフリ
ップフロップ２１５の出力レベルがＲＥＶ端子のレベル
と同じになるように初期化される。The same applies to the D flip-flop 215, b
While the level of the k1 terminal is "0", the output level of the D flip-flop 215 is initialized to be the same as the level of the REV terminal.
したがって、モータが停止しているときや、起動直後に
はｎ２端子、ｓ２端子、ｚ２端子のレベルは、ｎ１端子
、８１端子、！１端子のレベルと同じになっている。Therefore, when the motor is stopped or immediately after starting, the levels of the n2, s2, and z2 terminals are the n1, 81, and ! The level is the same as that of the 1st terminal.
いま仮に、第２図のホールＩＣｓが第４図の電気角が０
°の位置に対向しているものとすると、ｚ２端子のレベ
ルが′１１となり、ｎ２端子、ｓ２端子のレベルは９０
″となるが、この状態はｂｋ１端子のレベルが”１″に
移行した後も続き、モータの回転子が回転を開始して前
記ホールＩｃｅが識別帯５のＮ極着磁された部分に対向
すると２１端子のレベルが”０”に移行し、代わってｎ
１端子ルベルが”１”に移行する。Now suppose that the Hall ICs in Figure 2 have an electrical angle of 0 in Figure 4.
Assuming that they are opposite to each other at the position of
'', but this state continues even after the level of the bk1 terminal shifts to ``1'', the rotor of the motor starts rotating, and the hole Ice faces the N-pole magnetized part of the identification band 5. Then, the level of terminal 21 shifts to “0” and n
1 terminal level shifts to "1".
ただし、ここではＲＥＶ端子の論理は”０″に保持され
ていてモータの回転子は正方向回転をするものとする。However, here it is assumed that the logic of the REV terminal is held at "0" and the rotor of the motor rotates in the forward direction.
ｎ１端子のレベルが”１”に移行する以前にＮＡＮＤゲ
ート２０２の出力レベルが”１”にな−〕でいるので、
続いてＮＡＮＤゲート２０６の出力レベルが”ｏ″に移
行し、ＮＡＮＤゲート２０３とＮＡＮＤゲート２０４に
よるゲート対の出力状態を反転させて、前記ＮＡＮＤゲ
ート２０３の出力レベルは“１″になり、前記ＮＡＮＤ
ゲート２０４の出力レベルは”Ｏ″となる。Since the output level of the NAND gate 202 is "1" before the level of the n1 terminal shifts to "1",
Subsequently, the output level of the NAND gate 206 shifts to "o", inverting the output state of the gate pair formed by the NAND gates 203 and 204, and the output level of the NAND gate 203 shifts to "1", and the NAND gate 203 shifts to "o".
The output level of gate 204 becomes "O".
この変化によってｚ２端子のレベルは”０”に移行し、
ｎ２端子のレベルが１”に移行する。Due to this change, the level of the z2 terminal shifts to "0",
The level of the n2 terminal shifts to 1''.
さらに回転子が回転して、前記ホールＩｃｅが第４図の
電気角１８ｏ０の位置にさしかかると、第４図りに示す
ように、ｚ１端子のレベルが再び”１”に移行するが、
この時点では前記ＮＡＮＤゲート２０４の出力レベルが
”Ｏ”に移行しているので、第３の論理ブロック２３０
に変化は生じず、ｎ２端子、ｓ２端子、ｚ２端子の出力
状態も変化しない。When the rotor rotates further and the hole Ice reaches the electrical angle of 18o0 in FIG. 4, the level of the z1 terminal shifts to "1" again as shown in the fourth diagram.
At this point, the output level of the NAND gate 204 has shifted to "O", so the third logic block 230
No change occurs, and the output states of the n2, s2, and z2 terminals also do not change.
続いて、！１１端子のレベルが”１″になると、それ以
前に前記ＮＡＮＤゲート２ｏ６の出力レベルが”１”に
なっているので、ＮＡＮＤゲート２０１とＮＡＮＤゲー
ト２０２によるゲート対の出力状態が反転してＳ２：喘
子のレベルう・”１”しζ移行し、ｎ２端子のレベルは
０”（こ移行する。continue,! When the level of the terminal 11 becomes "1", since the output level of the NAND gate 2o6 has been "1" before that, the output state of the gate pair made up of the NAND gates 201 and 202 is reversed, and S2: The level of the pancreas changes from ``1'' to ζ, and the level of the n2 terminal changes to 0''.
結局、第６図に示された順序回路はあらかじめ順序づけ
された通りに入力端子が活性状態になったときにのみ、
入力を出力に反映させる機能を有している。In the end, the sequential circuit shown in FIG.
It has a function to reflect input to output.
このようにして第６図のｎ１端子、ｓ１端子。In this way, the n1 terminal and s1 terminal in FIG.
ｚ１端子に第４図Ｂ、 Ｃ，Ｄに示すような位置検出
信号が供給されたとき、ｎ２端子、ｓ２ｉ子。When a position detection signal as shown in FIG. 4B, C, and D is supplied to the z1 terminal, the n2 terminal and the s2i terminal.
２２端子には第４図Ｅ、 Ｆ、 Ｇに示すような駆
動指令信号が出力される。Drive command signals as shown in Fig. 4 E, F, and G are outputted to terminal 22.
第４図からも明らかなように、第５図の：：Ａ序回路を
用いることにより、識別帯５に他の情報を入れておくこ
とも可能となる。As is clear from FIG. 4, by using the ::A sequential circuit shown in FIG. 5, it is also possible to store other information in the identification band 5.
例えば、第４図の識別帯の電気角５４００近辺に他の部
分とは異なるパターンで着磁されているが、モータの回
転子が回転している間はこの特異パターンは順序回路の
出力状態に影響を及ぼさないため、後述するように積極
的に他の目的に利用することができる。For example, the area around electrical angle 5400 of the identification band in Figure 4 is magnetized in a pattern different from other parts, but while the motor rotor is rotating, this unique pattern changes to the output state of the sequential circuit. Since it has no effect, it can be actively used for other purposes as described below.
ところで、第５図に示された順序回路の上側の論理回路
は、モータの回転子が正方向に回転している状態と逆方
向に回転している状態とでは、ｎ１端子、８１端子、ｚ
１端子が活性状態に移行する順序が異なることを利用し
た回転方向の検出機能を有しているが、この動作の概要
を第６図および第７図に示した信号波形図に基いて説明
する。By the way, in the logic circuit on the upper side of the sequential circuit shown in FIG. 5, the n1 terminal, the 81 terminal, and the z terminal are
It has a rotational direction detection function that takes advantage of the fact that the order in which one terminal transitions to the active state is different.The outline of this operation will be explained based on the signal waveform diagrams shown in Figures 6 and 7. .
まず、第６図Ａ、 Ｅ、 Ｃ，Ｄはそれぞれ、モー
タが正方向に回転している状態でのｔ１端子、 ｎ１
端子、８１端子、！１端子に供給される信号波形を示し
たものでちり、第６図ＥはこのときのＮＡＮＤゲート２
２２の出力信号波形であり、第６図Ｆ。First, Fig. 6 A, E, C, and D are the t1 terminal and n1 terminal, respectively, when the motor is rotating in the forward direction.
Terminal, 81 terminal,! Figure 6E shows the signal waveform supplied to the NAND gate 2 at this time.
FIG. 6F shows the output signal waveform of No. 22.
Ｇ、 Ｈ，Ｉ、 １． ＫはそれぞれＮＡＮＤゲ
ート２２５．２２６，２２９，２２７，２２８，２３２
の出力信号波形であり、第６図り、 Ｍはそれぞれｄｒ
１端子、ｅｎ１端子に送出される信号波形である。G, H, I, 1. K are NAND gates 225, 226, 229, 227, 228, 232 respectively
is the output signal waveform of Fig. 6, M is dr
This is a signal waveform sent to the en1 terminal and the en1 terminal.
第６図において、時刻ｔ１以前の５１端子のレベルが１
″になっている期間は、ＮＡＮＤゲート２２２とＮＡＮ
Ｄゲート２２１によるＲＳフリフプフロソプはリセット
され、ＮＡＮＤゲート２２５とＮＡＮＤゲート２２６に
よるＲＳフリノグ７０フグはセットされ、また、それ以
前にＮＡＮＤゲート２２７とＮＡＮＤゲート２２８によ
るＲＳフリップ７０ツブはリセットされているので、ｓ
１端子の信号のトレイリングエツジが到来した後に、時
刻ｔ１ において、１１端子に供給されるＦＧ倍信号リ
ーディングエツジが到来したとき、前記ＮＡＮＤゲート
２２９の出力レベルが０″に移行し、その結果、前記Ｎ
ＡＮＤゲート２２７と前記ＮＡＮＤゲート２２８による
ＲＳフリップ７０スプの出力状態が反転して、前記ＮＡ
ＮＤゲート２２７の出力レベルが１”に移行する。In FIG. 6, the level of terminal 51 before time t1 is 1.
” during the period when the NAND gate 222 and NAN
The RS flipflop by the D gate 221 is reset, the RS flipflop by the NAND gate 225 and the NAND gate 226 is set, and the RS flipflop by the NAND gate 227 and the NAND gate 228 has been reset before that. s
After the trailing edge of the signal at the 1st terminal arrives, at time t1, when the leading edge of the FG multiplied signal supplied to the 11th terminal arrives, the output level of the NAND gate 229 shifts to 0'', and as a result, Said N
The output state of the RS flip 70 is inverted by the AND gate 227 and the NAND gate 228, and the NA
The output level of the ND gate 227 shifts to 1''.
時刻ｔ２ において、ＦＧ倍信号トレイリングエツジが
到来すると、前記ＮＡＮＤゲート２３２の出カンベルが
”Ｏ″に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート２２５と前
記ＨＡＮＤゲート２２６によるＲＳフリップフロップの
出力状態が反転して、その結果、前記ＮＡＮＤゲート２
２７と前記ＮＡＮＤゲート２２８によるＲＳフリップ７
０７ブの出力状態も反転し、前記ＮＡＮＤゲート２３２
の出力レベルは再び１”に戻る。At time t2, when the FG double signal trailing edge arrives, the output level of the NAND gate 232 shifts to "O", so the output state of the RS flip-flop formed by the NAND gate 225 and the HAND gate 226 is reversed. , as a result, the NAND gate 2
27 and the RS flip 7 by the NAND gate 228
The output state of block 07 is also inverted, and the NAND gate 232
The output level returns to 1'' again.
時刻ｔ２における前記ＮＡＮＤゲート２２８の出力レベ
ルの”１”への移行によってＤフリ、ツブフロップ２１
５がトリガされ、トリガ時点の前記ＮＡＮＤゲート２２
２の出力レベルは１０”になっているから、前記Ｄフリ
ップフロップ２１５の出力レベルも＠ＯＩ＋になる。Due to the transition of the output level of the NAND gate 228 to "1" at time t2, the D flip flop 21
5 is triggered, and the NAND gate 22 at the time of triggering
Since the output level of the D flip-flop 215 is 10'', the output level of the D flip-flop 215 is also @OI+.
時刻ｔ３から時刻ｔ４にかけての動作や、時刻ｔ６から
時刻ｔ６にかけての動作も同じであり、モータの回転子
が正方向に回転している限り、前記Ｄフリップフロップ
２１５の出力レベルは”０″になり、このときにＲＥＶ
端子を介して正方向回転の指令信号が与えられていたと
すると、ＮＡＮＤゲート２３８の出力レベルが”ｏｎに
なるので、ＮＡＮＤゲート２３９の出力レベルが１″に
なる。The operation from time t3 to time t4 and the operation from time t6 to time t6 are the same, and as long as the rotor of the motor is rotating in the forward direction, the output level of the D flip-flop 215 is "0". At this time, REV
If a command signal for forward rotation is given through the terminal, the output level of the NAND gate 238 becomes "on", so the output level of the NAND gate 239 becomes 1".
一方、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
、第５図の各部の信号波形は第７図のようになり、時刻
ｔ２において前記Ｄフリップフロップ２１５がトリガさ
れる直前の前記ＮＡＮＤゲート２２２の出力レベルは常
に１“である。On the other hand, when the rotor of the motor is rotating in the opposite direction, the signal waveforms of each part in FIG. 5 become as shown in FIG. 7, and the NAND gate immediately before the D flip-flop 215 is triggered at time t2. The output level of 222 is always 1".
したがって、前記Ｄフリップフロップ２１５の出力レベ
ルも常に”１”になり、ＲＥＶ端子には正方向回転の指
令信号が与えられていたとすると、前記ＮＡＮＤゲート
２２９の出力レベルがｏ″になって、指令に対して反対
方向の回転であることを示す出力信号がｅｎ１端子に送
出される。Therefore, if the output level of the D flip-flop 215 is always "1" and a command signal for positive rotation is given to the REV terminal, the output level of the NAND gate 229 becomes "o", and the command signal An output signal indicating rotation in the opposite direction to the en1 terminal is sent to the en1 terminal.
なお、ｄｒ１端子には前記Ｄフリップ７０ツブ２１５の
出力信号が印加されるので、この端子のレベルは、モー
タの回転子が正方向に回転しているときには０”になシ
、モータの回転子が逆方向に回転しているときには”１
″になる。Note that since the output signal of the D flip 70 knob 215 is applied to the dr1 terminal, the level of this terminal is 0" when the motor rotor is rotating in the forward direction, and is not 0" when the motor rotor is rotating in the forward direction. is rotating in the opposite direction, “1”
"become.
つぎに、第８図は本発明の駆動信号発生回路嵐３００の
一例における機能別ブロック構成例を示したもので、Ｅ
端子には比較的広い入力ダイナミックレンジを有する演
算増幅器３１０の反転入力端子と、モータの加速・減速
の判別のだめのコンパレータ３２０の反転入力端子が接
続され、前記演算増幅器３１０の非反転入力端子と前記
コンパレータ３２０の非反転入力端子はともに基準電圧
源３３０に接続され、前記演算増幅器３１０の出力は電
流分配回路３４０に供給され、前記コンパレータ３２０
の出力は加速方向判別回路３５０に供給されている。Next, FIG. 8 shows a functional block configuration example of an example of the drive signal generation circuit Arashi 300 of the present invention.
An inverting input terminal of an operational amplifier 310 having a relatively wide input dynamic range and an inverting input terminal of a comparator 320 for determining acceleration/deceleration of the motor are connected to the terminal. The non-inverting input terminals of the comparator 320 are both connected to a reference voltage source 330, and the output of the operational amplifier 310 is supplied to a current distribution circuit 340.
The output of is supplied to an acceleration direction determination circuit 350.
また、ｆ２端子を介して第２図の増幅器４００の出力信
号であるＦＧ倍信号、通電モード判別回路３６０とステ
ップ電流発生回路３７０に供給され、■端子に印加され
る初期化信号が前記通電モード判別回路３６０および前
記ステップ電流発生回路３７０に供給され、第５図のｎ
２端子に現われる信号がｎ３端子を介してモード切換回
路３８０に供給され、第５図の８２端子に現われる信号
がｓ３端子を介して前記通電モード判別回路３６０と前
記ステップ電流発生回路３７０ならびに前記モード切換
回路３８０に供給され、第５図の２２端子に現われる信
号が２３端子を介して前記モード切換回路３８０に供給
され、第５図に示された順序回路のｄｒ１端子から送出
される回転方向の判別信号がｄｒ２端子を介して前記モ
ード切換回路３８０と合成回路３９０に供給され、第６
図のｅｎ１端子から送出される回転方向不一致信号はｅ
ｎ２端子を介して前記演算増幅器３１０と前記−加速方
向判別回路３６０に供給されている。In addition, the FG multiplied signal, which is the output signal of the amplifier 400 in FIG. It is supplied to the discrimination circuit 360 and the step current generation circuit 370, and is supplied to the step current generation circuit 370.
The signal appearing at terminal 82 in FIG. 5 is supplied to the mode switching circuit 380 via the n3 terminal, and the signal appearing at terminal 82 in FIG. The signal supplied to the switching circuit 380 and appearing at the 22 terminal in FIG. The discrimination signal is supplied to the mode switching circuit 380 and the combining circuit 390 via the dr2 terminal, and the sixth
The rotational direction mismatch signal sent from the en1 terminal in the figure is e
The signal is supplied to the operational amplifier 310 and the -acceleration direction discrimination circuit 360 via the n2 terminal.
さらに、前記ステップ電流発生回路３７０の内部で作り
だされた３相分のステップ信号と通電方向切換信号は、
それぞれ前記合成回路３９０と前記モード切換回路３８
０に供給され、前記モード切換回路３８０の３相分の出
力信号も前記合成回路３９０に供給されている。Furthermore, the step signal and current direction switching signal for three phases generated inside the step current generation circuit 370 are as follows:
The synthesis circuit 390 and the mode switching circuit 38, respectively.
0, and three-phase output signals of the mode switching circuit 380 are also supplied to the combining circuit 390.
なお、前記合成回路３９０の６種類の出力信号は、−す
れぞれＵｐ 端子、Ｖｐ 端子、Ｗｐ ’４子、ＵＮ端
子、ｖＮ端子、ＷＮ端子に接続されている。The six types of output signals of the synthesis circuit 390 are connected to the -Up terminal, Vp terminal, Wp' quadruplet, UN terminal, vN terminal, and WN terminal, respectively.
さて、第８図の駆動信号発生回路３００の具体的な説明
に入る前に、第１図および第２図に示された直流無整流
子モータの固定子巻線への通電状態の切り換え動作につ
いて説明する。Now, before going into a specific explanation of the drive signal generation circuit 300 shown in FIG. 8, let us explain the switching operation of the energization state to the stator winding of the DC non-commutator motor shown in FIGS. 1 and 2. explain.
第１図と第２図からも明らかなようＫ、本発明の実施例
として説明している直流無整流子モータでは回転子の静
止位置の検出手段としては、３種類の構成要素を有する
円環状の識別帯Ｓと、准−のホールＩｃｅを備えている
だけであるから、回転子の静止位置に応じて３通りの識
別しかできない。As is clear from FIGS. 1 and 2, in the DC non-commutator motor described as an embodiment of the present invention, the means for detecting the static position of the rotor is an annular type having three types of components. Since the rotor only has an identification band S of 1 and a hole Ice of 1, only three types of identification are possible depending on the resting position of the rotor.
ところが、よく知られているように３相全波、駆動の形
態をとろうとすれば、回転子の静止位置に応じて６通り
の位置検出情報が必要になる。However, as is well known, if three-phase full-wave drive is to be adopted, six types of position detection information are required depending on the static position of the rotor.
第２図に示された直流無整流子モータでは、モータの回
転速度がある程度上昇するまではホールＩｃｅの出力信
号をもとに３相の固定子巻線１゜２．３のすべてに電流
を供給することによって金分に電流を流して起動トルク
の低下を防ぎ、モータの回転速度が上昇して発電巻線７
から十分な信号が得られた後は、前記発電巻線７の出力
信号と前記ホールＩｃｅの出力信号をもとに３相全波駆
動のための通電切換信号を駆動信号発生回路３００の内
部で作りだすように構成されている。In the DC non-commutator motor shown in Figure 2, current is applied to all three-phase stator windings 1°2.3 based on the Hall Ice output signal until the motor rotational speed increases to a certain extent. By supplying the metal, a current flows through the gold portion, preventing a decrease in starting torque, increasing the rotational speed of the motor, and increasing the power generation winding 7.
After obtaining a sufficient signal from the generator winding 7, an energization switching signal for three-phase full-wave drive is generated within the drive signal generation circuit 300 based on the output signal of the power generation winding 7 and the output signal of the Hall Ice. It is configured to produce.
この駆動形態の切り換えの原理を第９図を用いて説明す
る。The principle of switching the drive mode will be explained using FIG. 9.
第９図Ａは第１図のモータ構造において永久磁石４の主
磁極が正弦波着磁されている場合の各固定予巻＠１．２
．３に電流を流したとき、こ発生するトルク特性を示し
たもので、第１図において固定子巻線１〜３．ホールＩ
Ｃｓ、発電巻線７を含む固定子側が右に移動する場合の
回転トルクを正方向としている。Figure 9A shows each fixed pre-winding @1.2 when the main pole of the permanent magnet 4 is sinusoidally magnetized in the motor structure of Figure 1.
．． This figure shows the torque characteristics generated when a current is applied to stator windings 1 to 3 in Fig. 1. Hall I
Cs, the rotational torque when the stator side including the power generation winding 7 moves to the right is defined as the positive direction.
第９図Ａにおいて、特性曲線ｕａは第１図の固定子巻線
１にＵ端子からＸ端子方向に電流を流したときに発生す
るトルクを表しており、特性曲線ｕｂは前記固定子巻線
１にＸ端子からＵ端子方向に電流を流したときに発生す
るトルクを表している。In FIG. 9A, a characteristic curve ua represents the torque generated when a current is passed from the U terminal to the X terminal in the stator winding 1 of FIG. 1 represents the torque generated when current flows from the X terminal to the U terminal direction.
また、特性ｌ線ｖａは固定子巻線２にＶ端子からＸ端子
方向に電流を流したときに発生するトルクを表しており
、特性曲線ｖｂｉ徒前記固定子巻線２にＸ端子からＶ端
子方向に電流を流したときに発生するトルクを表してい
る。In addition, the characteristic curve va represents the torque generated when a current is passed through the stator winding 2 from the V terminal to the It represents the torque generated when a current flows in the direction.
さらに、特性曲線Ｗａは固定子巻線３に！Ｗ端子からＸ
端子方向に電流を流したときに発生するトー ルクを表
しており、特性曲線ｗｂは前記固定子巻線３にＸ端子か
らＷ端子方向に電流を流し元ときに発生するトルクを表
している。Furthermore, the characteristic curve Wa is stator winding 3! W terminal to X
The characteristic curve wb represents the torque generated when current is passed in the direction of the terminal, and the characteristic curve wb represents the torque generated when current is passed through the stator winding 3 from the X terminal to the W terminal.
一方、第９図Ｃは星形結線された３相の固定子巻線の任
意の２相に通電したときの正方向の発生トルクを、第９
図Ａに示した個々の固定子巻線における発生トルク比で
示したもので、よく知られているように、３相全波駆動
のモータではこれらの曲線の包絡線が実際の出力トルク
波形となる。On the other hand, Figure 9C shows the torque generated in the positive direction when any two phases of the star-connected three-phase stator winding are energized.
These curves are expressed as the generated torque ratio in each stator winding shown in Figure A. As is well known, in a three-phase full-wave drive motor, the envelope of these curves is the actual output torque waveform. Become.
すなわち、第９図Ｃにおいて、特性曲線ｗ’ｖは第１図
のＷ端子からＶ端子方向に電流を流したときに発生する
トルク、特性曲線ｕｖばＵ端子からＶ端子方向に通電し
たときに発生するトルク、特性曲線ｕｗはＵ端子からＷ
端子方向に通電したときに発生するトルク、特性曲線ｖ
ｗはＶ端子からＷ端子方向に通電したときに発生するト
ルク、特性曲線ｖｕはＶ端子からＵ端子方向に通電した
ときに発生するトルク、特性曲線ｗｕはＷ端子からＵ端
子方向に通電したときに発生するトルクをそれぞれ表し
ている。That is, in FIG. 9C, the characteristic curve w'v is the torque generated when current is passed from the W terminal to the V terminal in FIG. The generated torque and characteristic curve uw are from U terminal to W
Torque generated when electricity is applied in the terminal direction, characteristic curve v
w is the torque generated when current is applied from the V terminal to the W terminal, characteristic curve vu is the torque generated when electricity is applied from the V terminal to the U terminal, and characteristic curve wu is the torque generated when electricity is applied from the W terminal to the U terminal. Each represents the torque generated.
各固定子巻線が発生する最大トルクを１とすれば、３相
全波駆動においてはｅＯｏの電気角ごとに各固定子巻線
への通電切り換えが行なわれるので、合成した後の最大
トルクＴ工ａ１＋ 最小トルクτ工、１．平均トルク”
ａｖｌは次式によって与えられる。なお、ここで各トル
クはすべて無単位化して単なる指数で表している。Assuming that the maximum torque generated by each stator winding is 1, in three-phase full-wave drive, energization is switched to each stator winding every electrical angle eOo, so the maximum torque after combining T Work a1+ Minimum torque τ work, 1. Average torque”
avl is given by the following equation. Note that each torque is expressed as a simple index without a unit.
”ｍａｌ−”（πハ）＋５ｉｎ（２−ｒ／’３）屋、７
３ ・＝ （１）”ｍｉｌ”””（πＺ６ ）＋ＩＪ
ｉ ｒｌ （Ｗ７今）ギ、５・・・・・・・・（２）
・・・・・・（３）
第７図りはすでに説明したホールＩＣｓの出力信号波形
を示したものであるが、モータの回転子が停止している
状態においては、位１検出情報としては前記ホールＩＣ
ｓの出力信号しか用いることができない。"mal-"(πha)+5in(2-r/'3)ya, 7
3 ・= (1) “mil”””(πZ6)+IJ
irl (W7 now) gi, 5・・・・・・・・・(2)
(3) The seventh diagram shows the output signal waveform of the Hall ICs already explained, but when the motor rotor is stopped, the first detection information is Hall IC
Only the output signal of s can be used.
３種類の位置検出情報だけを用いてモータを起動させる
には３相半波、駆動の形容をとることが考えられるが、
その場合には第２図の星形結線さ几た固定子巻線の中点
であるＸ端子をプラスあるいはマイナスダ１ｊの給電線
路に方接接続するためのパワースイッチング素子が必要
になる。In order to start the motor using only three types of position detection information, it is conceivable to take the form of a three-phase half-wave drive.
In that case, a power switching element is required to directly connect the X terminal, which is the midpoint of the star-shaped stator winding shown in FIG. 2, to the positive or negative feed line 1j.
本発明の実施例では以下に述べる方法によってこのよう
な不都合を解消している。In the embodiment of the present invention, such inconvenience is solved by the method described below.
位にある区間を第１の通電区間、低電位にある区間を第
２の通電区間、中間電位にある区間を第３の通電区間と
し、前記第１の通電区間においては第２図のＵ端子から
Ｖ端子およびＷ端子への通電を行ない、前記第２の通電
区間においてはＶ端子からＷ端子およびＵ端子への通電
を行ない、前記第３の通電区間においてはＷ端子からＵ
端子およびＶ端子への通電を行なう。The section where the potential is at a high potential is defined as a first energizing section, the section at a low potential is a second energizing section, and the section at an intermediate potential is a third energizing section. In the second energization period, electricity is passed from the V terminal to the W terminal and the U terminal, and in the third energization period, electricity is passed from the W terminal to the U terminal.
Electrify the terminal and V terminal.
このとき、３相の固定子巻線１，２．３による合成トル
ク特性は第９図Ｂのようになり、特性面線ｕＣが前細第
１の区間における通電による発生トルク、特性曲線ＶＣ
が前記第２の区間における一通゛電による発生トルク、
特性曲線ＷＣが前記第３の区間における通電による発生
トルクをそれぞれ表している。 ・
したがって、理想的なタイミングで通電切り換えが行な
われたときのモータの出力トルクは第９図Ｂの特性曲線
の包絡線に等しくなり、３相の固定子巻線のうち主たる
巻線には他の２相の固定子巻線の電流の和に等しい電流
が流れることを考慮して最大トルクＴ。１ｌａ２ｖ最小
トルクＴｍ１２＊ 平均トルクＴａｖ□を求めるとつぎ
のようになる。At this time, the composite torque characteristics of the three-phase stator windings 1, 2.3 are as shown in FIG.
is the torque generated by one electric current in the second section,
The characteristic curve WC represents the torque generated by energization in the third section.・ Therefore, the output torque of the motor when the energization is switched at the ideal timing is equal to the envelope of the characteristic curve shown in Figure 9B, and the main winding of the three-phase stator winding is The maximum torque T, considering that a current equal to the sum of the currents in the two-phase stator windings flows. 1la2v Minimum torque Tm12* The average torque Tav□ is calculated as follows.
Ｔ！１ｏａ２−（４／３） ・ｓｉｎ（π／２ ）＋
（’ ２／３ ） −ｓｉｎ （π／６ ）十（２／
３）−ｓｉｎ（５−π／６）
＝ ２．０
・・・・・・・・・ （４）
” ” ｌ ２斌（４／３ ）−ｓｉｎ （π／６）＋
（２／３ ） −ｓｉｎ （π／２ ）＋（２／３）
−ｓ＋ｎ（７−＋ｒ／６）＝１．０
・・・・・・・・・ （６）
さて、第（３）式と第（６）式を比較すれば明らかなよ
うに、起動時においても３相全波駆動時と同じ平均トル
クを得ることができ、また、パワースイッチング素子を
余分に追加して３相半波駆動させた場合に比べて、起動
電流を節約することもできる。T! 1oa2-(4/3) ・sin(π/2)+
('2/3) -sin (π/6) ten (2/
3)-sin (5-π/6) = 2.0 ・・・・・・・・・ (4) ” ” l 2 Bin (4/3)-sin (π/6)+
(2/3) −sin (π/2)+(2/3)
−s+n(7−+r/6)=1.0 ・・・・・・・・・(6) Now, as is clear from comparing equations (3) and (6), at startup It is also possible to obtain the same average torque as in three-phase full-wave drive, and it is also possible to save starting current compared to the case where an extra power switching element is added and three-phase half-wave drive is performed.
ちなみに、いずれの駆動方式においても各固定子巻線の
１相あたりの抵抗値は等しいものとすると、３相半波駆
動では起動電流が３相全波駆動の２倍になるが、ここで
説明した駆動方法によれば起動電流はほぼ３３パーセン
ト増加するだけである。By the way, assuming that the resistance value per phase of each stator winding is the same in either drive method, the starting current in three-phase half-wave drive is twice that of three-phase full-wave drive, but this will be explained here. With this driving method, the starting current increases by only approximately 33%.
なお、以下の説明においてはこの駆動方法ｔ−３相準全
波駆動と呼び、３相全波駆動あるいは３相半波駆動と区
別する。In the following description, this drive method will be referred to as t-3 phase quasi-full wave drive, and will be distinguished from 3 phase full wave drive or 3 phase half wave drive.
きて、第８図においては通電モード判別回路＼３６０が
、ｎ３７Ａ子に現われるホールＩｃｅからの出力信号と
ｆ２端子に現われるＦＧ倍信号ら、相準全波駆動あるい
は３相全波駆動の切り換えのだめの指令信号を電流分配
回路３４０とモード切換回路３８０に送出するように構
成されており、コンパレータ３２０がＥ端子の電位を判
別して加速あるいは減速の指令信号を加速方向判別回路
３５０に送出し、前記加速方向判別回路３５０は、減速
指令信号が送出されたとき、もしくは回転方向不一致信
号が送出されたときにモータを減速せしめる。Then, in FIG. 8, the energization mode discrimination circuit \360 detects the output signal from the Hall Ice appearing at the n37A terminal and the FG double signal appearing at the f2 terminal to switch between phase quasi-full wave drive or three-phase full wave drive. The comparator 320 determines the potential of the E terminal and sends an acceleration or deceleration command signal to the acceleration direction determination circuit 350. The acceleration direction determining circuit 350 decelerates the motor when a deceleration command signal or a rotation direction mismatch signal is sent.
また、前記通電モード判別回路３６０は第２の出力信号
をｂｋｏ端子と、合成回路３９０に供給しているが、こ
の第２の出力信号のレベルはＩ端子のレベルがｌ！ Ｑ
Ｉ＋に移行してからも、モータが回転を続けている間
は“１′となり、モータに制動トルクを発生させるため
に用いられる。Further, the energization mode discriminating circuit 360 supplies a second output signal to the bko terminal and to the synthesis circuit 390, but the level of this second output signal is higher than the level of the I terminal! Q
Even after shifting to I+, the signal remains "1" while the motor continues to rotate, and is used to generate braking torque in the motor.
第１０図は、演算増幅器３１ｏ、コンパレータ３２０、
基準電圧源３３０．４５流分配回路３４０の具体的な構
成例を示した回路結線図であり、ｍ１端子は第８図の通
電モード判別回路３６０の出力信号が供給される端子で
、後の説明するように３相準全波駆動のときには”０”
になり、３相全波駆動のときには”１”となる。FIG. 10 shows an operational amplifier 31o, a comparator 320,
This is a circuit connection diagram showing a specific example of the configuration of the reference voltage source 330. “0” during 3-phase quasi-full wave drive
, and becomes "1" during three-phase full-wave drive.
きにＥ端子の電位に応じた電流が吸い込まれ、３相準全
波用の出力電流が供給されるｓｆ１端子からはｍ１端子
のレベルが′ｏｌ′のときにＥ端子の電位に応じた電流
が吸い込まれる。When the level of the m1 terminal is 'ol', a current corresponding to the potential of the E terminal is sucked in from the sf1 terminal, which supplies an output current for three-phase quasi-full wave. is absorbed.
また、ｄ１端子には加速あるいは減速のだめの指令信号
が出力され、Ｅ端子の電位が基進電圧源３３０によって
与えられる電位よりも低くなったときにそのレベルは１
″になり、反対に高くなったときにはそのレベルが”０
″と°なる。Further, a command signal for acceleration or deceleration is output to the d1 terminal, and when the potential of the E terminal becomes lower than the potential given by the base voltage source 330, the level becomes 1.
”, and conversely, when it becomes high, the level becomes “0”.
″ and °.
さて、第１０図において、演算増幅器３１０を構成する
トランジスタ３０１ 、 ３０２． ３０３゜３０４、
３０５． ３０６． ３０７は絶対値アンプを形成し
ており、入力分割抵抗３０８． ３０９の抵抗比が１９
に設定されて高い入力ダイナミックレンジを実現してい
る。Now, in FIG. 10, transistors 301, 302 . 303°304,
305. 306. 307 forms an absolute value amplifier, and input dividing resistors 308 . The resistance ratio of 309 is 19
is set to achieve a high input dynamic range.
なお、ｅｎ２端子には第８図の順序回路のｅｎ１端子か
ら回転方向の不一致信号が供給され、そのレベルが”ｏ
ｎになったときにはトランジスタ３１１がオン状態にな
って、実質的に速度誤差電圧を減速方向の最大値にせし
めるよう構成されている。Note that the rotational direction mismatch signal is supplied to the en2 terminal from the en1 terminal of the sequential circuit shown in FIG. 8, and its level is "o".
When the voltage reaches n, the transistor 311 is turned on, and the configuration is such that the speed error voltage is substantially brought to the maximum value in the deceleration direction.
つぎに、第１１図（回路規模が大きいので第１１図Ａと
第１１図Ｂに分割されている。）は第８図の加速方向判
別回路３５ｏ９通電モード判別回路３６０、ステップｔ
ｉｔ発生回路３７０．モード切換回路３８０の具体的な
構成例を示した回路結線図であり、一点鎖線で囲まれて
図番が付けられたブロックに含まれていない素子はすべ
てステップ電流発生回路３７０を形成している。Next, FIG. 11 (Due to the large scale of the circuit, it is divided into FIG. 11A and FIG. 11B.) shows the acceleration direction determination circuit 35o9 energization mode determination circuit 360 of FIG.
it generation circuit 370. It is a circuit connection diagram showing a specific example of the configuration of the mode switching circuit 380, and all elements not included in the block surrounded by a dashed-dotted line and numbered form a step current generation circuit 370. .
まず、このステップ電流発生回路３７０の動作づ
の概要を第１２図に示した各部の信号波形図に基いて説
明する。First, an outline of the operation of this step current generating circuit 370 will be explained based on the signal waveform diagram of each part shown in FIG.
第１２図Ａ、 Ｂは、それぞれＳ３端子、ｆ２端子に
供給される信号波形を示したものであり、第１２図Ｃ，
Ｄ、 Ｅ、 Ｆ、 Ｇは、それぞれＮＡＮＤゲー
ト３１１，３１２，３１３，３１４，３１５の出力信号
波形を示したものである。Figures 12A and 12B show signal waveforms supplied to the S3 and f2 terminals, respectively, and Figures 12C and 12B show the signal waveforms supplied to the S3 and f2 terminals, respectively.
D, E, F, and G indicate output signal waveforms of NAND gates 311, 312, 313, 314, and 315, respectively.
さらに、第１２図Ｈ，Ｉ、 Ｊ、 Ｋ、 Ｌ、 Ｍ
は、それぞれインバータ３１６．３ピツトのダウンカウ
ンタを構成するＴ７リツプフロツプ３１７゜３１８．３
１９．ＮＡＮＤゲート３２１，３２２の出力信号波形を
示したものであり、第１２図Ｎ。Furthermore, Figure 12 H, I, J, K, L, M
are T7 lip-flops 317° and 318.3, respectively, which constitute the down counter of the inverter 316.3 pit.
19. FIG. 12N shows the output signal waveforms of the NAND gates 321 and 322.
ｏ、 ｐは、それぞれＮＡＮＤゲー）３２３，３２４
゜３２５の出力信号波形を示したものであり、第１２図
Ｑ、 Ｒ，Ｓは、それぞれステップ電流の出力のため
のｕＯ端子、Ｖ○端子、ＷＯ端子からの出力電流波形で
ある。o and p are NAND games respectively) 323, 324
12. Q, R, and S in FIG. 12 are output current waveforms from the uO terminal, V○ terminal, and WO terminal for step current output, respectively.
第１２図の時刻ｔ、以前にＮＡＮＤゲート３２６゜３２
７、 ３２８の出力レベルが６１″であって、ＮＡＮＤ
ゲート３２９の出力レベルが”０”になっていて、しか
もｓ３ｇ子に印加される位置検出信号のリーディングエ
ツジがすでに到来しているもとで、時刻ｔ１ において
、ｆ１端子に供給されるＦＧ倍信号リーディングエツジ
が到来すると、ＮＡＮＤゲート３１１の出力レベルが＠
ｏｎに移行し、その結果、ＮＡＮＤゲート３１２の出力
レベルが”１”に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート
３２７の出力レベルが“０″に移行してこの状態が保持
される。At time t in FIG. 12, the NAND gate 326°32
7. The output level of 328 is 61″ and NAND
When the output level of the gate 329 is "0" and the leading edge of the position detection signal applied to the s3g terminal has already arrived, at time t1, the FG multiplied signal supplied to the f1 terminal When the leading edge arrives, the output level of the NAND gate 311 becomes @
As a result, the output level of the NAND gate 312 shifts to "1" and the output level of the NAND gate 327 shifts to "0", and this state is maintained.
時刻ｔ２ において、ＦＧ倍信号トレイリングエツジが
到来すると、前記ＮＡＮＤゲート３１１の出力レベルは
１”に戻るが、ＮＡＮＤゲート３１３の出力レベルが”
０″に移行するので、ＮＡＮＤゲート３１４の出力レベ
ルが１″に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート３２８
の出力レベルは０ｍに移行する。At time t2, when the trailing edge of the FG double signal arrives, the output level of the NAND gate 311 returns to 1'', but the output level of the NAND gate 313 becomes ``1''.
0'', the output level of the NAND gate 314 transitions to 1'' and the output level of the NAND gate 328
The output level of will shift to 0m.
時刻ｔ３において、再びＦＧ倍信号リーディングエツジ
が到来すると、前記ＮＡＮＤゲート３１１とＮＡＮＤゲ
ート３１５の出力レベルがともにＱ”に移行し、前記Ｎ
ＡＮＤゲート３１５の出力レベルの変化によって前記Ｎ
ＡＮＤゲート３２９の出力レベルが“１”に移行するの
で、前記ＮＡＮＤゲート３２６の出力レベルは“Ｏ″に
移行し、前記ＮＡＮＤゲート３１１ならびに前記ＮＡＮ
Ｄゲート３２７の出力レベルはいずれも、“１”に移行
する。At time t3, when the leading edge of the FG double signal arrives again, the output levels of the NAND gate 311 and the NAND gate 315 both shift to Q'', and the
By changing the output level of the AND gate 315, the N
Since the output level of the AND gate 329 shifts to "1", the output level of the NAND gate 326 shifts to "O", and the output level of the NAND gate 311 and the NAN
The output levels of the D gates 327 both shift to "1".
これによって前記ＮＡＮＤゲート３２８の出力レベルが
“１′となり、続いて前記ＮＡＮＤゲート３１４の出力
レベルが′０”になるので、前記ＮＡＮＤゲート３１６
の出力レベルが１”に戻って一連の動作が終了する。As a result, the output level of the NAND gate 328 becomes "1", and then the output level of the NAND gate 314 becomes "0", so that the NAND gate 316
The output level returns to 1'' and the series of operations ends.
結局、時刻ｔ０かも時刻ｔ３Ｋかけて８３端子に供給さ
れる位置検出信号と、ｆ２端子に供給されるＦＧ倍信号
第１２図Ａ 、ＢＫ示したように変化したとき、時刻ｔ
から時刻ｔ３ＶＣかけての間にＮＡＮＤゲート３１４
の出力レベルが′１″になワてＴフリップフロップ３１
７がリセットされ。After all, when the position detection signal supplied to the 83 terminal and the FG multiplied signal supplied to the f2 terminal change as shown in FIG.
to time t3VC, the NAND gate 314
T flip-flop 31 whose output level is '1''
7 has been reset.
同時に、インバータ３３１とＮＡＮＤゲート３３２を介
してＴフリップフロップ３１８，３１９がセットされ、
ＮＡＮＤゲート３２１とＮＡＮＤゲー）３２５１１？：
よって構成されたＲＳＳフリップフロップ出力状態も反
転して、前記ＮＡＮＤゲート３２１の出力レベルは１”
に移行する。At the same time, T flip-flops 318 and 319 are set via inverter 331 and NAND gate 332,
NAND gate 321 and NAND game) 32511? :
Therefore, the output state of the configured RSS flip-flop is also inverted, and the output level of the NAND gate 321 is 1''.
to move to.
すなわち、前記ＮＡＮＤゲート３１４の出力信号は前記
Ｔフリッグ７０ツブ３１ア、３１８゜３１９および前記
Ｒ３７リツプ７０ツブによって橡盛された４ビツトのダ
ウンカウンタのプリセット信号となり、時刻ｔ２の時点
でこのカウンタの出力は（１１１Ｑ）にプリセットされ
る。That is, the output signal of the NAND gate 314 becomes a preset signal for the 4-bit down counter which is enriched by the T flip 70 knobs 31a, 318, 319 and the R37 lip 70, and at time t2, this counter is The output is preset to (111Q).
時刻量。までのプリセットが解除された後５時刻ｔ４に
おいてＦＧ倍信号トレイリングエツジが到来すると、４
ビツトのカウンタは再びダウンカウント動作を始めるが
、時刻ｔ、４において、カウンタのカウント値が〔１ｏ
Ｏｏ〕になると、ＮＡＮＤゲート３３３の出力レベルが
０”Ｋなり、続いて、ＮＡＮＤゲート３２２とＮＡＮＤ
ゲート３３４によって構成されたＩ’ｌフリップフロッ
プの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲート３２２の出
力レベルが′０”Ｋ移行する。Time amount. When the FG double signal trailing edge arrives at time t4 after the presets up to
The bit counter starts counting down again, but at time t, 4, the count value of the counter becomes [1o
Oo], the output level of the NAND gate 333 becomes 0"K, and then the output level of the NAND gate 322 and the NAND
The output state of the I'l flip-flop constituted by the gate 334 is inverted, and the output level of the NAND gate 322 shifts to '0'K.
その結果、前記ＮＡＮＤゲート３２１と前記ＮＡＮＤゲ
ート３２６によるＲＳフリップフロッグの出力状態も反
転し、前記ＮＡＮＤゲート３２１の出力レベルが“ｏ’
ｉｃ移行するとともに、前記ＮＡＮＤゲート３３２を介
して前記Ｔフリップフロップ３１８と前記Ｔフリップフ
ロップ３１９がセットされる。As a result, the output states of the RS flip-flops by the NAND gate 321 and the NAND gate 326 are also inverted, and the output level of the NAND gate 321 is "o".
At the same time, the T flip-flop 318 and the T flip-flop 319 are set via the NAND gate 332.
したがって、時刻’１４の時点で４ビツトのカウンタの
出力は（０１１０）にプリセットされ、時刻【１５にお
いて、再びＦＧ倍信号リーディングエツジが到来すると
、前記ＮＡＮＤゲート３２２の出力レベルが′″１″に
戻るので前記Ｔ７リツプフロツプ３１８と前記Ｔフリッ
プフロフグ３１９０セットは解除されて時刻を、６から
４ビツトのカウンタはダウンカウント動作を再開する。Therefore, at time '14, the output of the 4-bit counter is preset to (0110), and at time '15, when the FG double signal leading edge arrives again, the output level of the NAND gate 322 becomes '1'. Then, the T7 flip-flop 318 and the T flip-flop 3190 are set, and the 6- to 4-bit counter resumes counting down the time.
以後、時刻ｔ２６において前記ＮＡＮＤゲート３１４が
再びプリセット信号を発生するまでダウンカウント動作
か続くが、時刻ｔ２６において、ＦＧ倍信号リーディン
グエツジが到来すると、時刻ｔ２０時点と同様の動作が
繰り返される。Thereafter, the down-count operation continues until the NAND gate 314 generates the preset signal again at time t26, but when the leading edge of the FG double signal arrives at time t26, the same operation as at time t20 is repeated.
このようＫして、４ビツトのカウンタのカウント値は位
置検出信号の１周期の間１ｃ１０進表示で１．１４，１
３，１２，１１．１０，９，６，５，４゜３．２．の順
で減少していくが、このカウンタのクロック信号となる
ＦＧ倍信号カウンタのＬＳＢ出力と見なすならば、カウ
ンタのビット数け６となり、そのカウント値は位置検出
信号の１周期の間ＩＣ１０進表示で、３ 、２ 、２９
、２Ｂ 、 ２７ 、２６ 。In this way, the count value of the 4-bit counter is 1.14, 1 in 1c decimal notation during one cycle of the position detection signal.
3,12,11.10,9,6,5,4°3.2. However, if it is considered as the LSB output of the FG multiplied signal counter, which is the clock signal of this counter, the number of bits of the counter becomes 6, and the count value is IC decimal for one cycle of the position detection signal. In the display, 3, 2, 29
, 2B, 27, 26.
２６．２４，２３，２２，２１ ．２０，１９．１Ｂ、
１３゜１２．１１．１０，９，８，７，６，５．４の順
で減少していく。26.24, 23, 22, 21. 20,19.1B,
It decreases in the order of 13°12.11.10, 9, 8, 7, 6, 5.4.
さて、インバータ３１６の出力信号は信号線路３７ｏｈ
に供給されるとともに、インバータ３３６を介して信号
線路３７０ｔｌＣ供給され、Ｔフリップフロップ３１７
の出力信号は信号線路３７０ｉに供給されるとともＫ、
インバータ３３６を介して信号線路３７０ｕ４Ｃ供給さ
れ、Ｔフリップ７０フグ３１８，３１９の出力信号はイ
ンバータ３３７゜ＮＡＮＤゲート３３８，３３９．ＡＮ
Ｄゲート３４１ 、インバータ３４２．３４３によって
構成されたデコーダ忙供給され、前記ＡＮＤゲート３４
１の出力信号は信号線路３７０ ｘ Ｋ供給され、前記
インバータ３４２の出力信号は信号線路３７０ｙに供給
され、前記インバータ３４３の出力信号は信号線路３７
０ｈｚ供給されている。Now, the output signal of the inverter 316 is sent to the signal line 37oh
It is also supplied to the signal line 370tlC via the inverter 336, and the T flip-flop 317
The output signal of K is supplied to the signal line 370i, and
A signal line 370u4C is supplied through an inverter 336, and the output signals of the T-flip 70 and pufferfish 318, 319 are connected to the inverter 337° NAND gates 338, 339. AN
A D gate 341 is connected to a decoder configured by inverters 342 and 343, and the AND gate 34
The output signal of the inverter 343 is supplied to the signal line 370xK, the output signal of the inverter 342 is supplied to the signal line 370y, and the output signal of the inverter 343 is supplied to the signal line 370xK.
0hz is supplied.
すなわち、前記信号線路５７ｏｈ、３ｙｏｔには第１２
図Ｈ，Ｉに示される信号波形と同じ信号波形が現われ、
前記信号線路３７０ｔ 、３７０ｕには第１２図Ｈ，Ｉ
に示される信号波形を反転した信号波形が現われるよう
に構成され、前記信号線路３７０ｙのレベルは、第１２
図１に示される信号波形のレベルが“１＃であって、第
１２図Ｋに示される信号波形のレベルが”０”であると
きに“１＃になり、前記信号線路３７ｏｚのレベルは、
第１２図Ｊに示される信号波形のレベルが″Ｏ″であっ
て、第１２図Ｋに示される信号波形のレベルが“１＃で
あるときに′１”になり、それ以外のときには、前記信
号線路３テＯｘのレベルが′１ｍになる。That is, the signal lines 57oh and 3yot have the twelfth line.
The same signal waveform as shown in Figures H and I appears,
The signal lines 370t and 370u are shown in FIG.
The signal line 370y is configured such that a signal waveform obtained by inverting the signal waveform shown in
When the level of the signal waveform shown in FIG. 1 is "1#" and the level of the signal waveform shown in FIG. 12K is "0", it becomes "1#", and the level of the signal line 37oz is
When the level of the signal waveform shown in FIG. 12J is "O" and the level of the signal waveform shown in FIG. 12K is "1#", it becomes '1'; otherwise, the above The level of signal line 3teOx becomes '1m.
なお、Ｉ端子に一方の入力端子が接続されたＮＡＮＤゲ
ート３４４およびＮＡＮＤゲート３４５と、前記ＮＡＮ
Ｄゲート３４６とともにＲＳフリッグ７０ツブを構成す
るＨＡＮＤゲート３４６、さらにはその出力信号が前記
ＮＡＮＤゲート３４６の第２の入力端子に供給されるＮ
ＡＮＤゲート３４７は、第６図のＮＡＮＤゲー） ２１
８ 、２１７゜２１８ 、２１９によって構成された初
期化回路と同様に、通電モード判別回路３６０とステッ
プ電流発生回路３７０を初期化する。Note that the NAND gate 344 and the NAND gate 345 whose one input terminal is connected to the I terminal, and the NAND
A HAND gate 346 which together with a D gate 346 constitutes an RS flip 70, and an NAND gate 346 whose output signal is supplied to a second input terminal of the NAND gate 346
AND gate 347 is the NAND gate shown in FIG. 6) 21
8, 217, 218, and 219, the energization mode determination circuit 360 and the step current generation circuit 370 are initialized.
一方、トランジスタ３７１．３７２．３７３ 。On the other hand, transistors 371.372.373.
３７４．３７５．３７６．３７７．３７８ 、抵抗３７
９．３８１．３８２．３８３，３８４，３８６゜３８６
によってｃｆ２端子を受電端子とするカレントミラー回
路が構成され、前記トランジスタ３７３．３７４．３７
５．３７６．３７７．３７８のそれぞれのスプリットコ
レクタから、前記ｃｆ２端子から流出する電流の０．２
５倍、 ０．５０倍。374.375.376.377.378, resistance 37
9.381.382.383,384,386°386
A current mirror circuit is configured with the cf2 terminal as the power receiving terminal, and the transistors 373, 374, 37
0.2 of the current flowing out from said cf2 terminal from each split collector of 5.376.377.378.
5 times, 0.50 times.
０．７０倍、０．８５倍、０．９６倍、１．００倍の電
流が負荷側に供給されるように、各トランジスタのエミ
ッタ宜積比と、前記抵抗３７９に対する前記抵抗３Ｂ１
．３１ＥＩ２．３８３．３８４．３８５，３８６゜の抵
抗値が設定されている。The emitter product ratio of each transistor and the resistor 3B1 with respect to the resistor 379 are adjusted so that currents of 0.70 times, 0.85 times, 0.96 times, and 1.00 times are supplied to the load side.
．． 31EI2.383.384.385, 386° resistance values are set.
また、マルチエミッタを有するトランジスタ４０１〜４
３０の各エミッタは前記信号線路３７０ｈ、３ｙｏｔ、
３アＯｔ、３７０ｕ、３７０Ｋ。In addition, transistors 401 to 4 having multi-emitters
30 emitters are connected to the signal lines 370h, 3yot,
3Aot, 370u, 370K.
３７０７．３７０２に接続されているが、それぞれのト
ランジスタにおいて複数のエミッタのレベルがすべで１
”になったときに、前記トランジスタ４０１，４０２．
４０３．４２８．４２９ 。3707.3702, but the levels of multiple emitters in each transistor are all the same.
”, the transistors 401, 402 .
403.428.429.
４３０においてはベース電流が流れなくなり、前記トラ
ンジスタ４０４〜４２７においてはベースからコレクタ
方向に電流が流れる。In 430, no base current flows, and in the transistors 404 to 427, current flows from the base toward the collector.
したがって、ＵＯ両端子ＶＯ端子、ＷＯ端子には第１２
図０．Ｒ，Ｓに示すような電流波形が供給されることに
なる。Therefore, the 12th terminal is connected to both UO terminals, VO terminal, and WO terminal.
Figure 0. Current waveforms shown at R and S will be supplied.
例えば、第１２図の時刻ｔ０から時刻ｔ１にかけての期
間は、前記信号線路３７ｏｈ 、３７０ ｉ 。For example, during the period from time t0 to time t1 in FIG. 12, the signal lines 37oh and 370i.
３７０ｘのレベルが１”Ｋなっているので、前記トラン
ジスタ４０４．４０８．４２９のそれぞれのエミッタの
レベルがすべて“１″になり、その結果、ダイオード接
続されたトランジスタ４３１゜４３２．４３３がいずれ
もオン状態になり、ｕＯ端子からはｃｆ２端子から流出
する入力電流のＯ，Ｓ倍の電流が供給され、ｖＯ端子か
らは入力電流に等しい電流が供給され、ｗＱ端子からは
入力電流のＯ，Ｓ倍の電流が供給される。Since the level of 370x is 1"K, the level of each emitter of the transistors 404, 408, and 429 is all "1", and as a result, the diode-connected transistors 431, 432, and 433 are all turned on. state, the uO terminal supplies a current O, S times the input current flowing out from the cf2 terminal, the vO terminal supplies a current equal to the input current, and the wQ terminal supplies a current O, S times the input current. current is supplied.
また、時刻ｔかも時刻ｔ２にかけての期間は、前記信号
線路３７０ｔ、３アｏｔ、３７ｏｚのレベルが″１”に
なっているので、前記トランジスタ４１０，４２４，４
０３のそれぞれのエミッタのレベルがすべて“１＃にな
り、その結果、ダイオード接続されたトランジスタ４３
４．４３５ 。Further, during the period from time t to time t2, the levels of the signal lines 370t, 3ot, and 37oz are "1", so the transistors 410, 424, and 4
The level of each emitter of 03 becomes "1#", and as a result, the diode-connected transistor 43
4.435.
４３６がいずれもオン状態になり、ｕＯ端子からは入力
電流の０，７倍の電流が供給され、ｖＯ端子からは入力
電流の０．９５倍の電流が供給され一つ端子からは入力
電流のｏ、２５倍の電流が供給される。436 are all turned on, a current of 0.7 times the input current is supplied from the uO terminal, a current of 0.95 times the input current is supplied from the vO terminal, and one terminal supplies the current of 0.7 times the input current. o, 25 times more current is supplied.
時刻ｔ２から時刻ｔ３にかけての期間は、前記信号線路
３７０ｈ、３７０ｕ、３アＯｘのレベルが１１になって
いるので、前記トランジスタ４１６ 、４１８のそれぞ
れのエミッタのレベルがすべて“１″になり、その結果
、ダイオード接続されたトランジスタ４３７．４３８が
いずれもオン状態になり、ＵＯ両端子ＶＯ端子からはそ
れぞれ入力電流の０．８５倍の電流が供給されるが−Ｗ
Ｏ端子からは電流が供給されない。During the period from time t2 to time t3, the level of the signal lines 370h, 370u, and 3Ax is 11, so the emitter level of each of the transistors 416 and 418 is all "1", and the As a result, both diode-connected transistors 437 and 438 turn on, and a current 0.85 times the input current is supplied from both UO and VO terminals, but -W
No current is supplied from the O terminal.
このようにして、ＵＯ両端子らは３相全波駆動時に第１
図の固定予巻＠１への通電二元信号が送出され、ＶＯ端
子からは固定子巻線２への通電電流信号が送出され、Ｗ
○端子からは固定子巻線３への通電電流信号が送出され
るが、全波駆動を行なうだめにはこれらの通電電流信号
を１８０°の電気角ごとに、それぞれ２系統の信号線路
に分配する必要がある。In this way, both UO terminals are connected to the first
An energizing binary signal is sent to the fixed pre-winding @1 in the figure, a energizing current signal to the stator winding 2 is sent from the VO terminal, and W
○ Current signals to the stator winding 3 are sent from the terminals, but in order to perform full-wave drive, these current signals must be distributed to two signal lines for each electrical angle of 180°. There is a need to.
この分配作業を行なうのは第８図の合成回路３９０であ
るが、第１１図（７）ＮＡＮＤゲート３２１とＮＡＮＤ
ゲート３２５によるＲＳフリップフロップと、ＮＡＮＤ
ゲート３門３とＮＡＮＤゲート３４８によるＲＳクリッ
プフロッグおよびＮＡＮＤゲート３２４とＮＡＮＤゲー
ト３４９によるＲＳフリップフロップは、分配のための
タイミング情報をｎ１端子、ｖ１端子、 ｗ １端子に
送出する目的で用意されている。This distribution work is performed by the combining circuit 390 shown in FIG.
RS flip-flop with gate 325 and NAND
The RS clip frog formed by gate 3 and NAND gate 348 and the RS flip-flop formed by NAND gate 324 and NAND gate 349 are prepared for the purpose of sending timing information for distribution to the n1 terminal, v1 terminal, and w1 terminal. There is.
ところで、加速方向判別回路３５０は、第１１図に示さ
れた論理構成より明らかなように、第１０図のコンパレ
ータ３２０から減速指令信号が送出されたときか、ある
いは第５図の順序回路から回転方向不一致信号が送出さ
れたとき、もしくは初期化信号入力端子のレベルが０＃
になっているときに、出力レベルが”１２になって、ｎ
１端子。By the way, as is clear from the logical configuration shown in FIG. 11, the acceleration direction determination circuit 350 is activated when the deceleration command signal is sent from the comparator 320 in FIG. When the direction mismatch signal is sent or the level of the initialization signal input terminal is 0#
When the output level becomes "12" and
1 terminal.
ｖ１端子、 ｗ １端子に送出される出力信号の位相を
反転させる。Inverts the phase of the output signal sent to the v1 and w1 terminals.
つぎに、通電モード判別回路３６０は、ＮＡＮＤゲー）
３６１ 、イ／バータ３６２．Ｄフリップフロップ３
６３．インバータｓｅａ 、ＮＡＮＤゲート３６５によ
って構成され、モータの回転子の起動時にはＩ端子に接
続されたＮＡＮＤゲート３４４によって前記Ｄフリップ
フロップ３６３が初期化されるので、３相準全波駆動の
指令信号を送出する０
モータの回転速度の上昇に伴ってｆ２端子にＦＧ倍信号
供給されるようになり、Ｔクリップ７０ツブ３１７，３
１８，３１９によるカウンタがカウント動作を開始し、
ＮＡＮＤゲート３１４によるカウンタのプリセットが規
則正しく行なわれるようになって、第１０図の時刻【。Next, the energization mode determination circuit 360 is a NAND gate)
361, I/Bata 362. D flip flop 3
63. It is composed of an inverter sea and a NAND gate 365, and when the motor rotor is started, the D flip-flop 363 is initialized by the NAND gate 344 connected to the I terminal, so a command signal for three-phase quasi-full wave drive is sent out. 0 As the rotational speed of the motor increases, the FG times signal is supplied to the f2 terminal, and the T clip 70 knobs 317, 3
18,319 starts counting operation,
The presetting of the counter by the NAND gate 314 is carried out regularly, and the time [ in FIG. 10] is reached.
から時刻ｔ１の中間点において、Ｓ３端子に印加される
位置検出信号のリーディングエツジが到来したときに信
号線路３７０ｉ、３７０ｘのレベルがともに＠１＃にな
っていたとすると、前記Ｄフリ・ノブフロップ３６７の
出力レベルが“０″に移行し、それ以後は３相全波駆動
の指令信号を送出する。If the levels of the signal lines 370i and 370x are both @1# when the leading edge of the position detection signal applied to the S3 terminal arrives at the midpoint between time t1 and time t1, then the level of the D free knob flop 367 is The output level shifts to "0", and after that, a command signal for three-phase full-wave drive is sent out.
なお、ＮＡＮＤゲート３６５は前記Ｄフリップフロップ
３６７の出力レベルが′１″で、■端子のレベルが０ｍ
のときにのみｂｋｏ端子のレベルを“０″にするが、こ
れは後述するようにモータが回転している間にＩ端子の
レベルが“ｏｌに移行したときに、速やかに回転を停止
させる目的で用意されたものである。In addition, in the NAND gate 365, the output level of the D flip-flop 367 is '1'', and the level of the ■ terminal is 0m.
The level of the bko terminal is set to "0" only when It was prepared by.
また、モード切換回路３８０は前記通電モード判別回路
３６０の出力に基いて、ステップ電流発生回路３７０を
構成するＮＡＮＤゲート３２３゜３２４．３２５の出力
信号と、Ｓ３端子、Ｓ３端子、ｎ３端子に供給される順
序回路２００の出力信号を選択してｎ１端子、ｖ１端子
、ｗ１端子に送出する第１の機能と、前記順序回路２０
０から供給される回転方向検出信号に基づいて、Ｕ相の
信号とＷ相の信号を入れ換える第２の機能と、加速方向
判別回路３５０の出力に基づいて、３相分の出力信号の
位相を反転させる第３の機能を有している。Further, the mode switching circuit 380 is supplied with the output signal of the NAND gate 323°324.325 constituting the step current generating circuit 370, the S3 terminal, the S3 terminal, and the n3 terminal based on the output of the energization mode discriminating circuit 360. a first function of selecting an output signal of the sequential circuit 200 and sending it to the n1 terminal, the v1 terminal, and the w1 terminal;
A second function that switches the U-phase signal and W-phase signal based on the rotational direction detection signal supplied from 0, and the phase of the three-phase output signal based on the output of the acceleration direction discrimination circuit It has a third function of reversing.
第１の機能は、すでに説明した３相準全波駆動と３相全
波駆動の切り換え、すなわち固定子巻線への通電モード
の切り換えのために必要な機能であり、第２の機能は、
第６図に示された順序回路において、モータの実際の回
転方向に応じてＳ１端子からの位置検出信号とｎ１端子
からの位置検出信号を入れ換えているために、再びモー
ド切換回路３８０において元に戻す目的で用意されてい
るＯ
なお、順序回路における位置検出信号の入れ換えによっ
て、第１２図Ａの信号波形のリーディングエツジは、モ
ータの回転方向の正逆に拘らず、常に第１図の識別帯５
のＮ極に着磁された部分とＳ極に着磁された部分の境界
位置を示すことになり、例えば、着磁のばらつきなどに
よって前記識別帯５の無着磁部分の幅が均一でなくなっ
たとしても、３相全波駆動に移行してからはＵ、Ｖ、Ｗ
の各相には均一な幅を有する通電信号が分配されること
になり、また、回転方向の切り換えに際しても通電開始
のタイミングがずれることはない。The first function is a function necessary for switching between three-phase quasi-full-wave drive and three-phase full-wave drive, that is, switching the energization mode to the stator windings, as described above, and the second function is
In the sequential circuit shown in FIG. 6, since the position detection signal from the S1 terminal and the position detection signal from the n1 terminal are interchanged depending on the actual rotational direction of the motor, the mode switching circuit 380 again switches the position detection signal from the S1 terminal to the position detection signal from the N1 terminal. By replacing the position detection signals in the sequential circuit, the leading edge of the signal waveform in FIG. 12A is always at the identification band in FIG. 5
This indicates the boundary position between the N-pole magnetized part and the S-pole magnetized part, and for example, if the width of the non-magnetized part of the identification band 5 is not uniform due to variations in magnetization, etc. However, after shifting to 3-phase full-wave drive, U, V, W
An energization signal having a uniform width is distributed to each phase, and the timing of starting energization does not shift even when the rotation direction is switched.
モード切換回路３８０の第３の機能は、モータを減速す
る必要が生じたときにｕ１端子、ｖ１端子、 Ｗ １端
子に送出される信号波形の位相を反転させることによっ
て後述する合成回路３９０によって固定子巻線への通電
方向を反転させ、それによって制動トルクを発生させる
目的で用意されている。The third function of the mode switching circuit 380 is to invert the phase of the signal waveforms sent to the u1, v1, and W1 terminals when the motor needs to be decelerated. It is prepared for the purpose of reversing the direction of current to the child winding and thereby generating braking torque.
このようにして第８図ならびに第１０図、第１１図に示
された演算増幅器３１０．コンパレータ３２０、基準電
圧源３３０および電流分配回路３４ｏ、加速方向判別回
路３５ｏ２通電モード判別回路３６ｏ、ステップ電流発
生回路３７０は第１２図Ａ、Ｂの信号波形から第１２図
Ｎ、○＋Ｐ＋Ｑ、Ｒ，Ｓの信号波形を作りだして、つぎ
に説明する合成回路３９０に送出している。In this way, the operational amplifier 310 shown in FIGS. 8, 10, and 11. The comparator 320, the reference voltage source 330, the current distribution circuit 34o, the acceleration direction determination circuit 35o2, the energization mode determination circuit 36o, and the step current generation circuit 370 convert the signal waveforms shown in FIGS. 12A and B to the signal waveforms shown in FIGS. A signal waveform of S is generated and sent to a synthesis circuit 390, which will be described below.
なお、第１２図Ｑ、Ｒ，Ｓの信号波形の波高値は第８図
のＥ端子に供給される制御電圧に依存することは、これ
までの説明から明らかであろう。It should be noted that it is clear from the above description that the peak values of the signal waveforms Q, R, and S in FIG. 12 depend on the control voltage supplied to the E terminal in FIG. 8.
さて、第１３図は第８図の合成回路３９０と第２図の駆
動回路６００の具体的な構成を示した回路結線図である
。Now, FIG. 13 is a circuit connection diagram showing specific configurations of the synthesis circuit 390 of FIG. 8 and the drive circuit 600 of FIG. 2.
まず、駆動回路６００は、Ｕ相の下側駆動段６１０、Ｖ
相の上側駆動段６２０ 、Ｗ相の上側部よって構成され
、各駆動段は第１のプラス側給電線路Ｖｙから給電され
るとともに、３組のカレントミラー回路の組み合わせか
らなっている。First, the drive circuit 600 includes a U-phase lower drive stage 610, a V
The phase upper drive stage 620 is composed of the upper part of the W phase, and each drive stage is supplied with power from the first positive feed line Vy and is composed of a combination of three sets of current mirror circuits.
また、各駆動段のパワートランジスタは十分に広いエミ
ッタ面積を有しており、例えば、Ｕ相の下側駆動段６４
０のパワートランジスタ６４１はカレントミラー回路の
受電トランジスタ６４２の１００〜２００倍のエミ、り
面積を有している。Further, the power transistors of each drive stage have a sufficiently wide emitter area, for example, the U-phase lower drive stage 64
The zero power transistor 641 has an emitter area 100 to 200 times larger than that of the power receiving transistor 642 of the current mirror circuit.
なお、前記駆動段６４０において、トランジスタ６４３
．６４４はカレントミラー回路のベース電流の供給路を
形成しているが、前記トランジスタ６４４のコレクタは
前記パワートランジスタ６４１のコレクタに直接に接続
されて前記パワートランジスタ６４１が飽和するのを防
止している。Note that in the drive stage 640, the transistor 643
．． Reference numeral 644 forms a supply path for the base current of the current mirror circuit, and the collector of the transistor 644 is directly connected to the collector of the power transistor 641 to prevent the power transistor 641 from becoming saturated.
つぎに、合成回路３９０は第１のプラス側給電線路ｖｃ
ｃから給電され、それぞれ第１１図のｕＯ端子、ＶＯ端
子、ＷＯ端子に接続されるｕ２端子。Next, the combining circuit 390 connects the first positive feed line vc
The u2 terminal is supplied with power from c and is connected to the uO terminal, VO terminal, and WO terminal in FIG. 11, respectively.
ｖ２端子、 ｗ ２端子から供給される各相の駆動指令
電流を、それぞれ第１１図のｕ１端子、ｖ１端子、 ｗ
１端子に接続されるｕ３端子、ｖ３端子。The drive command currents of each phase supplied from the v2 terminal, w2 terminal are connected to the u1 terminal, v1 terminal, and w in Fig. 11, respectively.
u3 terminal and v3 terminal connected to 1 terminal.
Ｗ３端子からのタイミング情報に基いて、前記駆動段６
１０〜６６０に分配する機能を有しておシ、これらの回
路もまたカレントミラー回路の組み合わせとスイッチ回
路によって構成されている。Based on the timing information from the W3 terminal, the drive stage 6
These circuits are also composed of a combination of current mirror circuits and switch circuits.
また、ｄｒ２端子には第５図の順序回路のｄｒ１端子か
らの出力信号が供給され、ｓｆ２端子には第１０図の電
流分配回路３４０かもの出力信号が供給されるが、いま
、モータが正方向に回転していてｄｒ２端子には゛０ル
ベルが印加されているものとして動作の概要を説明する
と、モータの起動直後の３相準全波駆動の通電モードで
はＵ２端子、ｖ２端子、ｗ２端子からの供給電流は零と
なり、代わりにｓｉ２端子を介して、トランジスタ３９
２とともにカレントミラー回路を構成するトランジスタ
３９１に電流が流れ、前記トランジスタ３９２の３個の
スプリットコレクタかちトランジスタ９０１．９０２．
９０３に時間とともに変化しない電流が供給される。Furthermore, the output signal from the dr1 terminal of the sequential circuit in FIG. 5 is supplied to the dr2 terminal, and the output signal from the current distribution circuit 340 in FIG. 10 is supplied to the sf2 terminal. To give an overview of the operation, assuming that the motor is rotating in the direction of rotation and a voltage of 0 level is applied to the dr2 terminal, in the three-phase quasi-full-wave drive energization mode immediately after the motor is started, the power is transferred from the U2, v2, and w2 terminals. The supply current of transistor 39 becomes zero, and instead, the transistor 39
A current flows through the transistor 391 which together with the transistor 392 constitutes a current mirror circuit, and the three split collectors of the transistor 392 and the transistors 901, 902, .
903 is supplied with a current that does not change over time.
一方、ｕ３端子、ｖ３端子、ｗ３ｉ子を介してトランジ
スタ９０４．９０５．９０６．９０７ 。On the other hand, transistors 904.905.906.907 are connected through the u3 terminal, v3 terminal, and w3i terminal.
９０８．９０９には第４図Ｆ 、 Ｇ 、 Ｅ Ｋ示す
レル信号波形と同じ位置検出信号が供給され、各位置検
出信号のレベルの″０″またば１１＃に応じて前記トラ
ンジスタ９０１，９０２，９０３に供給される電流が、
前記上側駆動段６１０〜６３０あるいは前記下側駆動段
６４０〜６６０に分配されるＯ
例えば、ｕ３端子のレベルが１″であるとすると、前記
トランジスタ９０４．９０５はオン状態となり、トラン
ジスタ９１０がオフ状態になって、前記トランジスタ９
０１に供給された電流はトランジスタ９１１．）ランジ
スタ９１２ 、 ）うンジスタ９１３．）ランジスタ９
１４の順に伝達されてＵ相の上側駆動段６１０を構成す
るトランジスタ６１５に供給され、パワートランジスタ
６１１からＵ端子に電流が供給される。908 and 909 are supplied with the same position detection signals as the real signal waveforms shown in FIG. 4F, G, and EK, and the transistors 901, 902, The current supplied to 903 is
For example, if the level of the u3 terminal is 1'', the transistors 904 and 905 are on, and the transistor 910 is off. Then, the transistor 9
The current supplied to transistor 911. ) transistor 912 , ) transistor 913 . )Ran resistor 9
14 and is supplied to the transistor 615 constituting the U-phase upper drive stage 610, and the current is supplied from the power transistor 611 to the U terminal.
また、このとｑｖ３ｎ３端子３端子のレベルはｏ＃にな
っており、パワートランジスタ６５１およびパワートラ
ンジスタ６６１が導通して固定子巻線１〜３への通電が
行なわれる。Further, at this time, the level of the qv3n3 terminal 3 is set to o#, and the power transistor 651 and the power transistor 661 are conductive, and the stator windings 1 to 3 are energized.
なお、この場合には前記下側駆動段６５０゜６６０には
固定子巻線２，３からそれぞれ前記上側駆動段６１０の
出力電流の半分の電流しか供給されないため、前記下側
駆動段６５０．６６０を構成するカレントミラー回路に
飽和が生じるが、モータが起動してＦＧ倍信号送出され
ると３相全波駆動に切り換えられるので大きな問題はな
い。In this case, only half of the output current of the upper drive stage 610 is supplied to the lower drive stages 650 and 660 from the stator windings 2 and 3, respectively. Although saturation occurs in the current mirror circuit constituting the motor, there is no major problem because the motor is started and the FG multiplied signal is sent out, and the drive is switched to three-phase full-wave drive.
通電モードが３相全波駆動になると、トランジスタ３９
２のコレクタ電流は零になり、代わってｎ２端子、ｖ２
端子、ｎ２端子から第１２図Ｑ。When the conduction mode becomes three-phase full-wave drive, the transistor 39
The collector current of 2 becomes zero, and instead, the n2 terminal, v2
Figure 12 Q from the terminal, n2 terminal.
Ｒ，Ｓに示されるような時間とともに変化する電流が前
記トランジスタ９０１．９０２．９０３に供給されるよ
うになり、また、ｎ３端子、ｖ３端子、ｎ３端子からは
、第１２図Ｎ、Ｏ，Ｐに示される位置検出信号が供給さ
れるので、各相の固定子巻線にはほぼ正弦波状の電流が
流れて３相の全波駆動が行なわれる。Currents varying with time as shown by R and S are now supplied to the transistors 901, 902, and 903, and from the n3, v3, and n3 terminals, the currents N, O, and P shown in FIG. Since the position detection signal shown in FIG.
なお、モータが逆方向に回転しているときにはｄｒ２端
子のレベルがＩＩ、ＩＩになって、前記トランジスタ９
０１に供給された電流はトランジスタ９１５．９１６，
９１７ならびにトランジスタ９１８あるいはトランジス
タ９１９を介してＷ相の上側駆動段６３０あるいはＷ相
の下側駆動段６６０に供給され、前記トランジスタ９０
３に供給された電流はトランジスタ９２０．９１２ 。Note that when the motor is rotating in the opposite direction, the level of the dr2 terminal becomes II, II, and the transistor 9
The current supplied to transistors 915, 916,
917 and the transistor 918 or 919 to the W-phase upper drive stage 630 or the W-phase lower drive stage 660.
The current supplied to transistor 3 is transistor 920.912.
９１３ならびにトランジスタ９１４あるいはトランジス
タ９２１を介してＵ相の上側駆動段６１０あるいはＵ相
の下側駆動段６４０に供給されるように信号伝達経路の
切り換えが行なわれるが、これは先にも説明したように
回転方向の切り換えに伴って順序回路２００において位
置検出信号の入れ換えを行なっているためでちる。The signal transmission path is switched so that the signal is supplied to the U-phase upper drive stage 610 or the U-phase lower drive stage 640 via the transistor 913 and the transistor 914 or the transistor 921. This is because the position detection signals are exchanged in the sequential circuit 200 as the rotation direction is switched.
ところで、第１３図のｂｋ２端子は第１１図に示された
通電モード判別回路３６０の第２の出力信号が供給され
るｂｋｏ端子に接続され、そのレベルはモータの停止時
や起動待直前には′Ｏａになっている。By the way, the bk2 terminal in FIG. 13 is connected to the bko terminal to which the second output signal of the energization mode discrimination circuit 360 shown in FIG. 'Oa.
このとき、トランジスタ９２２はオフ状態にあり、トラ
ンジスタ９２３，９２４，９２５がオン状態になって、
下側駆動段６４０．６５０，６６０を構成するトランジ
スタ８４５．６５５．６６５への給電が阻止されるので
、前記下廁駆動段６４ｏ。At this time, transistor 922 is in an off state, and transistors 923, 924, and 925 are in an on state.
Since the power supply to the transistors 845, 655, 665 constituting the lower drive stages 640, 650, 660 is blocked, the lower drive stage 64o.
６５０．６６０はいずれもオフ状態となっている。650 and 660 are both in the off state.
しかしながら、第６図の順序回路２００の論理構成から
も明らかなように、ｎ２．ｓ２．ｚ２端子のいずれかは
そのレベルが１１＃にらるので、上側駆動段６１０．６
２０．６３０のどれかがオン状態となり、第２図の電流
制限抵抗８を介してホールＩＣ６に回転子の静止位置を
検出するために必要な電流が供給される。However, as is clear from the logical configuration of the sequential circuit 200 in FIG. 6, n2. s2. Since the level of one of the z2 terminals is 11#, the upper drive stage 610.6
20 or 630 is turned on, and a current necessary for detecting the static position of the rotor is supplied to the Hall IC 6 via the current limiting resistor 8 shown in FIG.
さて、モータの起動時にはｂｋ２端子のレベルが“１″
に移行するので前記トランジスタ９２２がオフ状態にな
るが、すぐさま、固定子巻線１〜３には停止時の位置検
出情報に基づいて通電が行なわれ、前記ホールＩｃｅに
は回転位置の検出に必要な電流が供給され続ける。Now, when the motor starts, the level of the bk2 terminal is "1".
Although the transistor 922 is turned off, the stator windings 1 to 3 are immediately energized based on the position detection information at the time of stop, and the Hall Ice is energized to detect the rotational position. current is continuously supplied.
つぎに、第１４図は第２図の抽出回路６００の具体的な
構成例を示した回路結線口であり、ｎ４端子、ｎ４端子
はそれぞれ第２図の信号線路１００ｎ、１００ｇに接続
され、それぞれには第１５図Ａ、Ｂに示す位置検出信号
が供給される〇前記入力端子ｓ４に供給され・る信号は
、ＮＡＮＤゲート５０１とＮＡＮＤゲート５０２による
第１のＲ３７リツプフロツプ、ＮＡＮ’Ｄゲート５０３
とＮＡＮＤゲート６０４による第２のＲＳフリップ７
ｔｆｆ ７プ、ＮＡＮＤゲー）５０５とＮＡＮＤゲ−）
５０６による第３のＲＳクリップフロップのリセット信
号として用いられ、前記入力端子ｎ４に供給される信号
は前記第１〜第３のフリップフロップの出力更新信号と
して用いられているりしたがって、第１４図の構成では
前記入力端子ｓ４０レベルがＩＩ ｏ３１になっている
間に、前記ｎ４端子のレベルが３回変化したときに出力
端子Ｂに出力信号が現われる。Next, FIG. 14 shows a circuit connection port showing a specific configuration example of the extraction circuit 600 in FIG. 2, and the n4 terminal and the n4 terminal are connected to the signal lines 100n and 100g in FIG. The position detection signals shown in FIG. 15A and B are supplied to the input terminal s4.
and a second RS flip 7 by NAND gate 604
tff 7p, NAND game) 505 and NAND game)
506, and the signal supplied to the input terminal n4 is used as the output update signal of the first to third flip-flops. Therefore, the configuration of FIG. Then, when the level of the n4 terminal changes three times while the input terminal s40 level is at II o31, an output signal appears at the output terminal B.
第１４図Ｃ，Ｄ、Ｅはそれぞれ第１４図のＮＡＮＤゲー
ト５０１．５０３．５０５の出力信号波形を示したもの
で、このようにして前記出力端子Ｂからは回転子の一回
転に一度の絶対位置の検出信号が得られる。14C, D, and E respectively show the output signal waveforms of the NAND gates 501, 503, and 505 in FIG. A position detection signal is obtained.
さて、第２図に戻ってこれまでに説明した動作の概要を
まとめると次のようになる。Now, returning to FIG. 2, the outline of the operations explained so far can be summarized as follows.
まず、■端子のレベルが′ｏ′になっていて、回転子が
停止している状態においては、Ｕ端子。First, when the level of the ■ terminal is 'o' and the rotor is stopped, the U terminal.
■端子、Ｗ端子のうち少なくともひとつは高い電位にあ
り、固定子巻線１〜３のいずれかと電流制限抵抗８を介
してホールＩｃｅに電流が供給されて回転子の静止位置
の検出が行なわれ、前記ホールＩｃｅが前記静止位置に
応じて高電位、中間電位、低電位の出力を発生する。■At least one of the terminals and the W terminal is at a high potential, and current is supplied to the Hall Ice via one of the stator windings 1 to 3 and the current limiting resistor 8, and the stationary position of the rotor is detected. , the hole Ice generates outputs of high potential, intermediate potential, and low potential depending on the rest position.
前記ホールＩｃｅの出力レベルに応じて分配器１００に
よって信号線路ＩＱＯｎ、１０Ｃ）ｓ。The signal line IQOn, 10C)s is output by the distributor 100 according to the output level of the Hall Ice.
１ｏＯｚのいずれかのレベルが“１ｍにされ、この位置
検出情報は順序回路２００を経由して駆動信号発生回路
３００に供給されるが、■端子のレベルが“０′になっ
ている間は前記順序回路２００は単なるバッファとして
動作し、駆動回路６００から前記固定子巻線１〜３への
給電も行なわれない。The level of one of the terminals 1oOz is set to "1m", and this position detection information is supplied to the drive signal generation circuit 300 via the sequential circuit 200. However, while the level of the ■ terminal is "0", the above The sequential circuit 200 operates as a mere buffer, and power is not supplied from the drive circuit 600 to the stator windings 1 to 3.
Ｉ端子のレベルが“１′に移行すると、前記駆動回路ｅ
ｏｏは、前記駆動信号発生回路３００に供給された位置
検出情報に基づいて、Ｕ端子、■端子、Ｗ端子のうちい
ずれかの端子から電流を供給し、残りの端子から電流を
吸い込ませて回転子に回転トルクを発生させる。When the level of the I terminal shifts to "1", the drive circuit e
Based on the position detection information supplied to the drive signal generation circuit 300, oo supplies current from any one of the U terminal, ■ terminal, and W terminal, and draws current from the remaining terminals to rotate. Generate rotational torque to the child.
なお、このときホールＩｃｅが第９図の回転電気角が６
０’ の位置、すなわち識別帯５のＮ極とＳ極の境界部
や、回転電気角が３９００の位置に偶然に停止していた
とすると、いずれの場合にも前記ホールＩｃｅは前記識
別帯５の無着磁部分に対向したときと同じ出力を発生し
、その情報に基づいて固定子巻線１〜３に通電されるの
で、第９図Ｂの特性曲線からもわかるように、回転子は
逆方向の回転トルクを発生することになる。In addition, at this time, the rotational electrical angle of Hall Ice in FIG. 9 is 6.
0', that is, at the boundary between the N and S poles of the identification band 5, or at a rotational electrical angle of 3900, in either case, the hole Ice is at the boundary between the N and S poles of the identification band 5. The same output as when facing the non-magnetized part is generated, and the stator windings 1 to 3 are energized based on that information, so as can be seen from the characteristic curve in Figure 9B, the rotor is reversed. This will generate rotational torque in the direction.
しかし、ごくわずかたけ回転子が動くことによって正規
の位置検出情報が得られ、それ以後は順序回路２００に
よって位置検出信号の受は付は順序が規制されるため円
滑な回転を持続させることができる。However, regular position detection information can be obtained by moving the rotor by a very small amount, and after that, the sequential circuit 200 regulates the order in which position detection signals are received and received, so smooth rotation can be maintained. .
回転子の回転を開始すると、発電巻線７からのＦＧ倍信
号現われるので、駆動信号発生回路３００は固定子巻線
１〜３への通電モードを３相全波駆動に切９換え、モー
タのトルク特性は第９図Ｃに示した特性曲線の包絡線の
如くなる。When the rotor starts rotating, the FG multiplied signal from the power generation winding 7 appears, so the drive signal generation circuit 300 switches the energization mode to the stator windings 1 to 3 to three-phase full-wave drive and starts the motor. The torque characteristic is as shown in the envelope of the characteristic curve shown in FIG. 9C.
通電モードが３相全波駆動に移行してからも、急激な負
荷変動などによって、ＦＧ倍信号消滅するまでモータの
回転速度が低下すると、通電モード判別回路３６０を構
成するＤフリップフロップ３６７の出力レベルは“１″
に戻るので、通電モードは再び３相準全波躯動となる。Even after the energization mode shifts to three-phase full-wave drive, if the motor rotation speed decreases until the FG double signal disappears due to sudden load fluctuations, the output of the D flip-flop 367 that constitutes the energization mode discrimination circuit 360 Level is “1”
Therefore, the energization mode becomes three-phase quasi-full wave motion again.
これに対して、通電モードが３相全波駆動になっている
状態で、■端子のレベルが０′に移行した場合には、前
記Ｄフリップフロップ３６７の出力レベルが“０′にあ
る限り、ｂｋｏ端子のレベルは“１′に保持されて固定
子巻線１〜３への通電は続けられる。On the other hand, when the power supply mode is three-phase full-wave drive and the level of the ■ terminal shifts to 0', as long as the output level of the D flip-flop 367 remains at 0', The level of the bko terminal is maintained at "1" and the stator windings 1 to 3 continue to be energized.
このとき、■端子のレベルは“０＃になっているので、
加速方向判別回路３５０の出力レベルは”１″となり、
モード切換回路３８０を構成するＥＸ−ＯＲゲート３８
７，３８８，３°ｅｅｃｒ）出力信号の位相が反転して
前記固定子巻線１〜３への通電方向が逆転し、モータは
急速に減速される。At this time, the level of the ■ terminal is “0#”, so
The output level of the acceleration direction discrimination circuit 350 becomes "1",
EX-OR gate 38 forming mode switching circuit 380
(7,388,3°eecr) The phase of the output signal is reversed, the direction of current supply to the stator windings 1 to 3 is reversed, and the motor is rapidly decelerated.
ヒータの回転速度が零近くになって、ＦＧ倍信号消滅す
ると、前記Ｄ７リツプフロソプ３６７の出力レベルが”
１″に移行するので、ｂｋｏ端子のレベルも“０＃に移
行して前記固定子巻線１〜３への通電は停止する。When the rotational speed of the heater approaches zero and the FG multiplication signal disappears, the output level of the D7 lip flop 367 becomes "
1", the level of the bko terminal also shifts to "0#" and the energization to the stator windings 1 to 3 is stopped.
また、正逆転の切り換え動作時などにおいて、モータが
逆方向に回転を続けているときに、ＲＥＶ端子から正方
向の指令信号が供給されたとすると、指令された回転方
向と実際の回転方向が一致しないので、第５図のｅｎ１
端子を介して第１０図あるいは第１１図のｏｎ２端子に
は１０“レベルが供給される。Also, if a command signal in the forward direction is supplied from the REV terminal while the motor continues to rotate in the opposite direction, such as during a forward/reverse switching operation, the commanded direction of rotation and the actual direction of rotation will match. en1 in Figure 5.
A 10'' level is supplied to the on2 terminal in FIG. 10 or 11 through the terminal.
第１０図のｅｎ２端子のレベルがｏ”になると、それま
ではオフ状態であったトランジスタ３１１がオン状態と
なって、Ｅ端子の電位が零近くまで下降したのと同じこ
とになり、演算増幅器３１０は最大出力電流を電流分配
回路３４０に供給する。When the level of the en2 terminal in FIG. 310 provides maximum output current to current distribution circuit 340.
一方、第１２図のｅｎ２端子のレベルが０″になると、
加速方向判別回路３５０の出力レベルが”１″に移行す
るので、固定子巻線１〜３への通電方向は逆転し、モー
タは急速に減速する。On the other hand, when the level of the en2 terminal in Fig. 12 becomes 0'',
Since the output level of the acceleration direction determination circuit 350 shifts to "1", the direction of current supply to the stator windings 1 to 3 is reversed, and the motor rapidly decelerates.
モータの回転速度が零を通り越えて、正方向の回転を開
始しだすと第６図のＤフリップフロップ２１５の出力レ
ベルは”０″になり、ｄｒ１端子のレベルがｏ”に移行
するとともにｅｎ１端子のレベルは“１”に移行し、以
後は停止状態からの起動時と同じようにモータは加速さ
れる。When the rotational speed of the motor exceeds zero and starts rotating in the forward direction, the output level of the D flip-flop 215 in FIG. The level shifts to "1", and the motor is thereafter accelerated in the same way as when starting from a stopped state.
さて、第１図および第８図に示された本発明の直流無整
流子モータでは、第１２図Ｑ、 Ｒ，Ｓの信号波形か
らも明らかなように、ステップ電流発生回路３７０によ
って任意の駆動電流波形を作りだして駆動回路６００に
供給し、前記駆動回路６０は前記ステップ電流発生回路
３７０の出力電流に比例した電流を固定子巻線１〜３に
供給するので、モータの回転時の振動や騒音を容易に低
減させることができる。Now, in the DC non-commutator motor of the present invention shown in FIGS. 1 and 8, as is clear from the signal waveforms Q, R, and S in FIG. A current waveform is generated and supplied to the drive circuit 600, and the drive circuit 60 supplies a current proportional to the output current of the step current generation circuit 370 to the stator windings 1 to 3, thereby reducing vibrations and vibrations when the motor rotates. Noise can be easily reduced.
すなわち、第１１図のステップ電流発生回路３７０を構
成するカレントミラー゛回路の電流分配比率を決定する
抵抗３８１，３８２，３８３゜３８４、 ３８５． ３
８６の抵抗値を、駆動電流波形の形状を振動や騒音の最
も小さくなる状態に選定しておけば良い。That is, the resistors 381, 382, 383, 384, 385 . 3
The resistance value of 86 may be selected so that the shape of the drive current waveform minimizes vibration and noise.
第１６図は振動や騒音の発生メカニズムを説明するため
に用意したモータのトルク発生部分の断面図であり、第
１６図Ａ、 Ｈにおいて、１１は永久磁石４が固着さ
れた回転子ヨークであり、１２はその上に固定子巻線１
ａ、１］）が配置された固定子ヨークでちり、矢印の付
された曲線はすべて磁力線を表している。Fig. 16 is a cross-sectional view of the torque generating part of the motor prepared to explain the mechanism of vibration and noise generation. In Figs. , 12 has stator winding 1 on it
a, 1]) are arranged on the stator yoke, and the curves with arrows all represent lines of magnetic force.
第１６図Ａに示された回転子と固定子の相対位置におい
ては、固定子巻線１ａ、１ｂと鎖交する磁束の方向が前
記永久磁石４の着磁方向に対して垂直であるので、前記
固定子巻線１ａ、１ｂは着磁方向に平行な向きの力を発
生して、それがモータの回転トルクとなる。In the relative position of the rotor and stator shown in FIG. 16A, the direction of the magnetic flux interlinking with the stator windings 1a and 1b is perpendicular to the magnetization direction of the permanent magnet 4, so that The stator windings 1a and 1b generate a force parallel to the magnetization direction, which becomes the rotational torque of the motor.
ところが、第１６図Ｂに示された回転子と固定子の相対
位置においては、前記固定子巻線１ａ。However, in the relative position of the rotor and stator shown in FIG. 16B, the stator winding 1a.
１ｂと鎖交する磁束の方向が前記永久磁石４の着磁方向
に対して平行となり、回転トルクは零になるだけでなく
、前記永久磁石４の着磁方向に対して垂直な向きの力を
発生する。The direction of the magnetic flux interlinking with 1b becomes parallel to the magnetization direction of the permanent magnet 4, and not only does the rotational torque become zero, but also a force in a direction perpendicular to the magnetization direction of the permanent magnet 4 is generated. Occur.
第１６図Ｂに示された相対位置関係と、固定子巻線１ａ
、１ｂの通電方向では、前記固定子巻線１ａ、１ｂはい
ずれも回転子を持ち上げる反発力を発生し、前記固定子
巻線１ａ、１ｂの通電方向が逆になると１回転子を固定
子に吸引させる吸引力が発生し、これらの反発吸引の繰
り返しがモータの振動の大きな要因となり、振動の発生
に伴って、同時に騒音も発生する。The relative positional relationship shown in FIG. 16B and the stator winding 1a
, 1b, the stator windings 1a and 1b both generate a repulsive force that lifts the rotor, and when the stator windings 1a and 1b are energized in the opposite direction, one rotor is turned into a stator. A suction force is generated, and the repetition of these repulsion suctions becomes a major cause of vibration of the motor, and along with the generation of vibration, noise is also generated.
この、反発力と吸引力の大きさは第１６図Ａの相対位置
において極小となり、第１６図Ｂの相対位置において極
大となるが、これらの中間位置においては、その位置に
応じて徐々に増加あるいは減小していく。The magnitude of the repulsive force and attractive force becomes minimum at the relative position shown in Figure 16A, and maximum at the relative position shown in Figure 16B, but at intermediate positions between these, they gradually increase depending on the position. Or it will decrease.
したがって、振動や騒音を小さくするには、回、 転子
の一回転あたりの反発・吸引の変動を小さくすれば良く
、３相の直流無整流子モータであれば電気角で１２００
ずつ異ならせて配置された３組の固定子巻線を有してい
るから、各々の固定子巻線による反発力と吸引力の総和
が回転子の回転によっても殆んど変化しないような駆動
電流波形を作りだせば良い。Therefore, in order to reduce vibration and noise, it is sufficient to reduce the fluctuations in repulsion and suction per rotation of the rotor, and for a three-phase DC non-commutator motor, the electrical angle is 1200.
Since it has three sets of stator windings that are arranged differently, the drive is such that the sum of the repulsive force and attractive force of each stator winding hardly changes even when the rotor rotates. All you have to do is create a current waveform.
具体的には、第１２図Ｑの信号波形において、時刻ｔ。Specifically, in the signal waveform of FIG. 12Q, time t.
から時刻ｔ３ までのスロープが振動および騒音に大き
く寄与し、時刻上〇から直機的に電流を増加させた場合
には、時刻ｔ３以前に電流埴が最大になるような電流波
形に設定すると、スロープを急峻にするにしたがって反
発力と吸引力の変動は急激に増大することが計算によっ
て確認されている。If the slope from time t3 to time t3 greatly contributes to vibration and noise, and if the current is directly increased from time 〇, then if the current waveform is set so that the current slope reaches its maximum before time t3, Calculations have confirmed that as the slope becomes steeper, the fluctuations in repulsion and attraction force increase rapidly.
すなわち、１８００通電の３相全波駆動においてモータ
の回転軸方向の力を最小に押さえて振動と騒音を減少さ
せるには、通電開始から６００までの区間と、通電終了
までの６０’の区間のスロープの管理が重要なファクタ
になる。In other words, in order to minimize the force in the direction of the rotation axis of the motor and reduce vibration and noise in a three-phase full-wave drive with 1800 energization, it is necessary to Slope management becomes an important factor.
一方、モータのトルク変動の基本周波数成分を少なくす
るには、第９図Ａのトルク特性と第９図Ｃのトルク特性
を比較すれば明らかなように、個々の固定子巻線につい
て、通電開始から３００までの区間と、通電終了までの
３００の区間を除く区間における通電波形の形状の管理
が重要なファクタになる。On the other hand, in order to reduce the fundamental frequency component of motor torque fluctuations, as is clear from comparing the torque characteristics in Figure 9A and the torque characteristics in Figure 9C, energization is started for each stator winding. An important factor is the management of the shape of the energization waveform in the section excluding the section from 300 to 300 and the section 300 until the end of energization.
なお、第１２図Ｑ、 Ｒ，Ｓの信号波形は、動作の説
明の都合上、撮動および騒音に対しては考慮された形状
になっているが、トルク変動に対しては必らずしも最適
な形にはなっていない。Note that the signal waveforms of Q, R, and S in Figure 12 are shaped to take into account imaging and noise for the sake of explaining the operation, but they do not necessarily take into account torque fluctuations. is also not in optimal shape.
発明の効果
さて、本発明の直流無整流子モータは以上の説明からも
明らかなように、複数の相（実施例においては３相の前
記固定子巻線１〜３を有する直流無整流子モータを示し
たが、その相数は３相に限定されるものではなく、例え
ば、２相の直流無整流子モータであれば、それに適した
駆動電流波形をステップ電流発生回路で作りだせば良い
。）からなる固定子巻線と、前記固定子巻線と対向する
複数の磁極（実施例においては８個の磁極。）を有する
永久磁石４を備えた回転子と、前記回転子の回転位置を
検出して各々が前記固定子巻線の相数によって定まる等
しい電気角の活性区間を有する複数の位置検出信号を発
生する位置検出手段（実施例においては、識別帯５．ホ
ールＩＣ６゜分配器１００によって構成され、電気角で
１２０゜ごとの活性区間を有する３種類の位置検出信号
が信号線路１００！！、１００ｇ、１００ｚに送出され
る。）と、前記回転子が回転したときべ前記位置検出信
号のそれぞれの活性区間を少なくとも３分割するだけの
周波数を有する回転検出信号を発生する回転検出手段（
実施例においては、永久磁石４７発電巻線７．増幅器４
００によって構成された回転検出手段が、前記位置検出
信号の活性区間を８分割する周波数を有する回転検出信
号を発生する。）と、外部から供給される電圧もしくは
電流（実施例では、Ｅ端子には誤差電圧が供給されるも
のとして説明したが、演算増幅器３１０として電流増幅
器を用いれば、入力が電流であっても良い。）に依存し
た駆動指令電流を発生するとともに、起動時には前記複
数の位置検出信号に基づいて前記固定子巻線の通電相を
切り換えるようになし、起動後は特定の位置検出信号（
実施例においては、正転時に信号線路１ｏＯｓに現れる
位置検出信号を用い、逆転時には信号線路１００ｎに現
れる位置検出信号を用いている。）の所定のエツジを基
準にして、前記回転検出信号のエツジが到来するごとに
出力電流を前記駆動指令電流に比例したステップで段階
的に切り換える駆動信号発生回路３００と、前記駆動信
号発生回路の出力電流に比例した電流を前記固定子巻線
に供給する駆動手段（実施例では駆動回路６００゜）を
備えたことを特徴とすｂもので、ディジタル的なメモリ
回路を用いることなしに、前記駆動信号発生回路によっ
て、固定子巻線への通電電流波形の形状を振動や騒音、
さらにはトルク変動が最も小さくなるように設定するこ
とができ、大なる効果を奏する。Effects of the Invention Now, as is clear from the above description, the DC non-commutator motor of the present invention is a DC non-commutator motor having a plurality of phases (in the embodiment, three phases) of the stator windings 1 to 3. However, the number of phases is not limited to three phases; for example, if it is a two-phase DC non-commutator motor, a step current generation circuit may be used to generate a drive current waveform suitable for the motor. ), a rotor comprising a permanent magnet 4 having a plurality of magnetic poles (8 magnetic poles in the embodiment) facing the stator winding, and a rotor having a rotational position of the rotor. Position detection means (in the embodiment, an identification band 5, a Hall IC 6° distributor 100 three types of position detection signals having active sections every 120 degrees in electrical angle are sent to signal lines 100!!, 100g, and 100z), and when the rotor rotates, the position detection signal is rotation detection means (
In the embodiment, permanent magnet 47 power generation winding 7. amplifier 4
00 generates a rotation detection signal having a frequency that divides the active section of the position detection signal into eight. ) and a voltage or current supplied from the outside (in the embodiment, the error voltage is supplied to the E terminal, but if a current amplifier is used as the operational amplifier 310, the input may be a current). ), and at the time of startup, the energized phase of the stator winding is switched based on the plurality of position detection signals.
In the embodiment, a position detection signal appearing on the signal line 1oOs is used during normal rotation, and a position detection signal appearing on the signal line 100n is used during reverse rotation. ), each time an edge of the rotation detection signal arrives, the output current is switched stepwise in steps proportional to the drive command current; The invention is characterized in that it is equipped with a driving means (driving circuit 600° in the embodiment) that supplies a current proportional to the output current to the stator winding, and the above-mentioned method can be carried out without using a digital memory circuit. The drive signal generation circuit adjusts the shape of the current waveform flowing to the stator windings to reduce vibration, noise, and noise.
Furthermore, it can be set so that the torque fluctuation is minimized, resulting in a great effect.
また、第８図ならびに第１１図に示した実施例において
は、外部から供給される電圧もしくは電流に依存したト
ルク指令電流を発生する演算増幅器３１０と、位置検出
信号の所定のエツジが到来するごとに特定の値から回転
検出信号のエツジのカウントを開始するカウンタ（第１
１図のＤフリップ７コツプ３１７，３１８，３１９．Ｎ
ＡＮＤゲ−）３２１，３２５によって４ピツトのカウン
タが構成されている。）と、前記演算増幅器からの出力
電流を受電し、あらかじめ定められた分配比率の電流を
出力する複数のトランジスタを有するカレントミラー回
路（第１１図のトランジスタ３７１〜３７８と抵抗３７
９． ３８１〜３８６によって構成されている。）と、
前記カウンタのカウント値に基いて、複数の出力線路（
実施例では第１１図のｕＯ端子、ＶＯ端子、ＷＯ端子に
接続される信号線路が該当する。）に前記トランジスタ
の出力を選択的に送出させるスイッチ回路（第１１図に
おいて、前記カレントミラー回路を構成するトランジス
タと抵抗を除く他のトランジスタと抵抗によって構成さ
れている。）と、前記回転検出信号をもとに通電状態の
切り換えタイミラグイ
比信号に基いた出力電流を送出し、前記通電モード判別
回路が出力を発生してからは前記カレントミラー回路と
前記スイッチ回路による出力電流を送出する合成回路３
９０によって駆動信号発生回路を構成しているので、前
記カレントミラー回路によって各相の駆動電流のばらつ
きを最小限に押さえることができるとともに、ステップ
状に変化する電流波形の発生が容易に行なえ、さらには
、前記通電モード判別回路と前記合成回路の組み合わせ
によって、モータの起動時から定常状態の切り換えが自
動的に行なわれるなど、きわめて大述る効果を奏する。In addition, in the embodiments shown in FIGS. 8 and 11, an operational amplifier 310 that generates a torque command current depending on an externally supplied voltage or current, and a A counter (first counter) that starts counting edges of the rotation detection signal from a specific value.
D flip 7 tips in Figure 1 317, 318, 319. N
A 4-pit counter is constructed by AND games 321 and 325. ), and a current mirror circuit having a plurality of transistors (transistors 371 to 378 and resistor 37 in FIG.
9. 381 to 386. )and,
Based on the count value of the counter, a plurality of output lines (
In the embodiment, the signal lines connected to the uO terminal, VO terminal, and WO terminal in FIG. 11 correspond. ) for selectively sending out the output of the transistor (in FIG. 11, it is composed of transistors and resistors other than the transistor and resistor forming the current mirror circuit), and the rotation detection signal. a synthesis circuit 3 which sends out an output current based on a timing ratio signal for switching the energization state based on the energization state, and after the energization mode discrimination circuit generates an output, outputs the output current from the current mirror circuit and the switch circuit;
90 constitutes a drive signal generation circuit, the current mirror circuit can minimize variations in the drive current of each phase, and can easily generate a current waveform that changes in a stepwise manner. The combination of the energization mode discriminating circuit and the synthesizing circuit brings about extremely great effects, such as automatic switching between the steady state and the start of the motor.
第１図は本発明を実施するために構成されたモータ部分
の概略図、第２図は本発明の一実施例における直流無整
流子モータのブロック構成図、第３図はホールＩＣの内
部回路結線図、第４図は位置検出信号の処理動作を説明
するための、識別帯の着磁パター／に対応させた信号波
形図、第５図は順序回路の構成例を示した回路結線図、
第６図および第７図は第６図の回路動作を説明するだめ
の信号波形図、第８図は駆動信号発生回路の内部構成を
示したブロック構成図、第９図はモータのトルク特性と
通電切り換えを説明するためのトルク特性図、第１０図
は演算増幅器とコン７（レータおよび基準電圧源、電流
分配回路のより詳細な構成を示した回路結線図、第１１
図は加速方向判別回路２通電モード判別回路、ステップ
電流発生回路、七−ド切換回路のより詳細な構成を示し
た回路結線図、第１２図は第１１図の各部の信号波形図
、第１３図は合成回路と駆動回路の詳細な構成を示した
回路結線図、第１４図は抽出回路の構成例を示した回路
結線図、第１５図は第１４図の要部の信号波形図、第１
６図はモータのトルク発生部分の断面図である。
１．２．３・・・・・・前記固定子巻線、４・・・・・
・永久磁石、５・・・・・・識別帯、６・・・・・・ホ
ールＩＣ，７・・・・・・発電巻線、３００・・・・・
・駆動信号発生回路、３１０・・・・・・演算増幅器、
３６０・・・・・・通電モード判別回路、３７０・・・
・・・ステップ電流発生回路、３９０・・・・・・合成
回路、４００・・・・・・増幅器、６００・・・・・・
駆動回路。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第８
図
第９図
第１４図
第１５図
Ｅ（６θ５）
第一１６図
Ａｌ１Fig. 1 is a schematic diagram of a motor section configured to carry out the present invention, Fig. 2 is a block diagram of a DC non-commutator motor according to an embodiment of the present invention, and Fig. 3 is an internal circuit of a Hall IC. 4 is a signal waveform diagram corresponding to the magnetized pattern of the identification band to explain the processing operation of the position detection signal, and FIG. 5 is a circuit wiring diagram showing an example of the configuration of a sequential circuit.
6 and 7 are signal waveform diagrams to explain the circuit operation of FIG. 6, FIG. 8 is a block diagram showing the internal configuration of the drive signal generation circuit, and FIG. 9 is a diagram showing the torque characteristics of the motor. Figure 10 is a torque characteristic diagram for explaining energization switching;
The figure is a circuit connection diagram showing a more detailed configuration of the acceleration direction discrimination circuit 2, the energization mode discrimination circuit, the step current generation circuit, and the 7-mode switching circuit. The figure is a circuit connection diagram showing the detailed configuration of the synthesis circuit and the drive circuit. Figure 14 is a circuit connection diagram showing an example of the configuration of the extraction circuit. 1
FIG. 6 is a sectional view of the torque generating portion of the motor. 1.2.3... Said stator winding, 4...
・Permanent magnet, 5...Identification band, 6...Hall IC, 7...Generation winding, 300...
・Drive signal generation circuit, 310... operational amplifier,
360... Energization mode discrimination circuit, 370...
...Step current generation circuit, 390...Synthesizing circuit, 400...Amplifier, 600...
drive circuit. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person No. 8
Figure 9 Figure 14 Figure 15 E (6θ5) Figure 116 Al1
Claims (2)
線と対向する複数の磁極を有する永久磁石を備えた回転
子と、前記回転子の回転位置を検出して各々が前記固定
子巻線の相数によって定まる等しい電気角の活性区間を
有する複数の位置検出信号を発生する位置検出手段と、
前記回転子が回転したときに前記位置検出信号のそれぞ
れの活性区間を少なくとも３分割するだけの周波数を有
する回転検出信号を発生する回転検出手段と、外部から
供給される電圧もしくは電流に依存した駆動指令電流を
発生するとともに、起動時には前記複数の位置検出信号
に基いて前記固定子巻線の通電相を切り換えるようにな
し、起動後は特定の位置検出信号の所定のエッジを基準
にして、前記回転検出信号のエッジが到来するごとに出
力電流を前記駆動指令電流に比例したステップで段階的
に切り換える駆動信号発生回路と、前記駆動信号発生回
路の出力電流に比例した電流を前記固定子巻線に供給す
る駆動手段を具備してなる直流無整流子モータ。(1) A rotor including a stator winding consisting of a plurality of phases, a permanent magnet having a plurality of magnetic poles facing the stator winding, and a rotor that detects the rotational position of the rotor so that each of the fixed position detection means for generating a plurality of position detection signals having active sections of equal electrical angle determined by the number of phases of the child winding;
rotation detection means for generating a rotation detection signal having a frequency sufficient to divide each active section of the position detection signal into at least three when the rotor rotates; and a drive dependent on an externally supplied voltage or current. In addition to generating a command current, the energized phase of the stator winding is switched based on the plurality of position detection signals at the time of startup, and after startup, the phase of the stator winding is switched based on a predetermined edge of a specific position detection signal. a drive signal generation circuit that switches the output current in steps proportional to the drive command current each time an edge of the rotation detection signal arrives; and a drive signal generation circuit that supplies a current proportional to the output current of the drive signal generation circuit to the stator coil. A DC commutatorless motor comprising a drive means for supplying a direct current to the motor.
たトルク指令電流を発生する演算増幅器と、位置検出信
号の所定のエッジが到来するごとに特定の値から回転検
出信号のエッジのカウントを開始するカウンタと、前記
演算増幅器からの出力電流を受電し、あらかじめ定めら
れた分配比率の電流を出力する複数のトランジスタを有
するカレントミラー回路と、前記カウンタのカウント値
に基いて、複数の出力線路に前記トランジスタの出力を
選択的に送出させるスイッチ回路と、前記回転検出信号
をもとに通電状態の切り換えタイミングを決定する通電
モード判別回路と、前記通電モード判別回路が出力を発
生するまでは複数の位置検出信号に基いた出力電流を送
出し、前記通電モード判別回路が出力を発生してからは
前記カレントミラー回路と前記スイッチ回路による出力
電流を送出する合成回路によって駆動信号発生回路を構
成してなる特許請求の範囲第１項記載の直流無整流子モ
ータ。(2) An operational amplifier that generates a torque command current depending on the voltage or current supplied from the outside, and starts counting edges of the rotation detection signal from a specific value every time a predetermined edge of the position detection signal arrives. a current mirror circuit having a counter, a plurality of transistors that receive the output current from the operational amplifier and output a current having a predetermined distribution ratio; A switch circuit that selectively sends out the output of the transistor, an energization mode discrimination circuit that determines the switching timing of the energization state based on the rotation detection signal, and a plurality of positions until the energization mode discrimination circuit generates an output. A drive signal generation circuit is configured by a combination circuit that sends out an output current based on a detection signal and, after the energization mode discrimination circuit generates an output, sends out the output current of the current mirror circuit and the switch circuit. A DC commutatorless motor according to claim 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59223521A JPH0716316B2 (en) | 1984-10-24 | 1984-10-24 | DC non-commutator motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59223521A JPH0716316B2 (en) | 1984-10-24 | 1984-10-24 | DC non-commutator motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61102186A true JPS61102186A (en) | 1986-05-20 |
| JPH0716316B2 JPH0716316B2 (en) | 1995-02-22 |
Family
ID=16799441
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59223521A Expired - Lifetime JPH0716316B2 (en) | 1984-10-24 | 1984-10-24 | DC non-commutator motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0716316B2 (en) |
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| WO1996023348A1 (en) * | 1995-01-27 | 1996-08-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method for starting permanent magnet synchronous motor with rotational position detector, and motor controller |
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- 1984-10-24 JP JP59223521A patent/JPH0716316B2/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0716316B2 (en) | 1995-02-22 |
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