JPS6066544A - Optimum receiver against impulsive noise - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To attain a good receiving characteristic by a processing such as a linear operation and the square-low operation of an input and a synchronizing signal wave, which are realized easily with a microprocessor, in a synchronous optimum receiver where the class ''A'' impulsive noise model of Middleton known as an impulsive noise statistical model is introduced to perform a maximum likelihood test. CONSTITUTION:The probability density function P(z) of the class ''A'' impulsive noise model of Middleton expressed with a formula I is approximated to a P'(z) with the terms up to m=M>=3 as shown by a formula II. The distribution consisted of the maximum values of (M+1)-number of the terms is considered with respect to the P'(z), and it is approximated to a P''(z) expressed with a formula III, and this simplified P''(z) is applied to the likelihood ratio testing formula. In this case, a maximum likelihood test formula IV is obtained where the processings to sample values are limited to the linear or square-law operations and a parameter obtained from the statistical properties of noise becomes a constant term in the process of operations to the sample values, and thus, an operation processing is realized easily by the microprocessor.

Description

【発明の詳細な説明】 く３・１〉発明の分野 この発明は、ディジタル信号伝送系にインパルス性雑音
が及ぼす影響を改善ブるために、適用する通イ８路のイ
ンパルス性雑音の確率密度関数〈ｐｆ、ｄ）を予め分析
・把握してａ３き、それをパラメータどして最尤検定を
行なうことにより、受信側単独で伝送特性を改善する同
期系の最適受信機に関づるものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION 3.1 Field of the Invention This invention relates to the probability density of impulsive noise of eight paths applied in order to improve the influence of impulsive noise on a digital signal transmission system. This is about an optimal receiver for a synchronous system that improves the transmission characteristics on the receiving side alone by analyzing and understanding the function 〈pf, d) in advance and using it as a parameter to perform a maximum likelihood test. be.

〈３・２〉発明の背景 ディジタル信号伝送系に雑音が及ぼず影響あるいはそれ
に対する改善を考える場合、従来、そのほとんどはガウ
ス雑音が対象とされてきた。<3.2> Background of the Invention When considering the effects of noise on digital signal transmission systems or improvements thereto, Gaussian noise has conventionally been considered in most cases.

一方、最近特に都市部で顕著な人工雑音の多くはインパ
ルス的な性質を持ち、これらをガウス雑音として取り扱
うのは無理がある。しかしながら、インパルス性雑音は
、その統計的な性質が非常に複雑であること力日ら、イ
ンパルス性雑音が伝送性１１に与える影響についての研
究は若干あるものの（参考文献１，２．３）、その特性
改善に関する検討はあまりなされていない。On the other hand, many of the artificial noises that are noticeable these days, especially in urban areas, have impulse-like characteristics, and it is unreasonable to treat them as Gaussian noise. However, the statistical properties of impulsive noise are very complex.Although there are some studies on the influence of impulsive noise on transmittance11, such as Rikihi et al. (References 1 and 2.3), Not much research has been done on improving its characteristics.

インパルス性雑音に対する特性改善の方策どして、伝送
系の途中に非線形デバイスを挿入した場合についての解
析はＢｅ１ｌｏ（参考文献４）や本弁明名ら（参考文献
５）が行な−）でいる。しかし、インパルス性雑音に対
して最適な動作をりる最適受信機に関づる考察はまだほ
ど／νどなされていない。An analysis of the case where a nonlinear device is inserted in the middle of the transmission system as a measure to improve characteristics against impulsive noise was carried out by Be1lo (Reference 4) and Benmei et al. (Reference 5). . However, consideration regarding the optimal receiver that operates optimally against impulsive noise has not yet been made.

〈３・３〉発明の目的 この発明の目的は、インパルス竹着１合の統ｉ；ｔ　ｔ
デルとして知られているＭ　１ｄｄｌｅｔｏｎ　（９考
文献６）のクラスΔ型インパルス性雑音モデルを導入し
、最尤検定を行なう同期式の最適受信機にＪ３いて、入
力ならびに同期信号波に対して線形１ｉｔ３　ｎとか２
乗演算のように、マイク１」プロ上ツリーにて実現容易
な処理によって良好な受信特性が１１ノられるようにし
た最適受信機を提焦り−ることにある。<3.3> Purpose of the invention The purpose of the invention is to integrate one set of impulse bamboo garments;
Introducing the class Δ type impulsive noise model of M 1ddleton (9 References 6), known as J3, to the synchronous optimal receiver that performs the maximum likelihood test, it is linear for input and synchronous signal waves. 1it3 n or 2
The aim is to create an optimal receiver that can achieve good reception characteristics through processes that are easy to implement in the microphone tree, such as multiplication operations.

〈３・４〉発明の要点 この発明は上記目的を達成するために、以下に順次詳述
でる式（２・１）で表わされる１ｙｌｉｄｄｌｅＬＯｎ
のクラスＡ型インパルス１１♀（１富モデルのｌｌイｒ
　率ｍ度関数Ｐ（ｚ）を、インパルス指数△か小さくて
（インパルス性が顕著な場合）、係数Ａ″／ｍ＋が充分
に小さいという条件のもとで、式（２・２）に示ずＪζ
うにｍ＝Ｍ≧３までの項でＰ（ｚ）と近似し、更にこの
Ｐ（Ｚ）についてその（Ｍ＋１）個の項の最大値か−う
なる分布を考え、式（２・３）に示ｔＰ（ｚ）で近似し
、この簡略化されたＰ（２）を九度比検定式に適用する
ことを特徴とする。その際に、す゛ンプル値に対する処
理が線形もしくは２乗操作に限定され、かつ、雑音の統
バ１的性質からＩｆられるパラメータかサンプル値に対
づ−る演算過程にＪｊいては定数項になってしまう最尤
検定式（３・８）をめ、演算処理をマイクロプロセッサ
にて容易に実現できるようにしたことを特徴とする。<3.4> Key Points of the Invention In order to achieve the above object, the present invention provides the
Class A type impulse 11♀ (1 wealth model llir
The rate m degree function P(z) is not shown in equation (2.2) under the conditions that the impulse index △ is small (in case of significant impulsiveness) and the coefficient A″/m+ is sufficiently small. Jζ
By approximating P(z) with the terms up to m=M≧3, and further considering the maximum value of the (M+1) terms for this P(Z), we consider a -beat distribution as shown in equations (2 and 3). It is characterized by approximating by tP(z) and applying this simplified P(2) to the nine-degree ratio test formula. In this case, the processing for the sample value is limited to linear or square operations, and due to the linear nature of noise, the parameter If or Jj becomes a constant term in the calculation process for the sample value. It is characterized by the fact that the maximum likelihood test formula (3.8), which is a nuisance, can be easily realized by a microprocessor.

〈３・５〉発明の栴成のＩＩ！論的背景〈３・５・１〉
九度比検定による最適受信機一般に、対象とづる雑音の
確率密度関数（＋１゜ｄ、ｆ）がＰ（ｚ）で与えられる
場合、同期式のＲ適量（ｆｆｉ　Ｂ３ｔは、データ１ビ
ツトの時間幅−Ｉ−の間に２値の同期信号Ｓ＋　（Ｕ　
＞、　Ｓ２　（ｔ　）と受信信号Ｘ（ｔ）をＮ回すンプ
リングし、式（１・１）に表わされる操作で最尤検定を
行なうことにＪ、って実現されることが良く知られてい
−る。<3.5> Invention of Sensei II! Theoretical background <3.5.1>
Optimal receiver by nine-degree ratio test In general, when the probability density function (+1°d, f) of the target noise is given by P(z), the synchronous R optimization (ffi B3t is the time of one data bit A binary synchronization signal S+ (U
>, it is well known that J is realized by sampling S2 (t) and the received signal -ru.

ここで、△（−）は九痘比であり、Δが１より小さいど
きに仮説Ｈ＋　（Ｓｔが送られた）を選択し、Δが１以
上のとさは仮説Ｈ２（Ｓ２が送られた）を選択づること
を式（１・１）は示している。Here, △(-) is the nine pox ratio, and when Δ is less than 1, hypothesis H+ (St was sent) is selected, and when Δ is greater than 1, hypothesis H2 (S2 was sent) is selected. ) is selected, equation (1.1) shows.

また、χ１１は受信信号波のη番目のサンプル値であり
、５１１１・５２１１は同期信号のη番目のサンプル値
で、 なる関係にある。ここで７１１は着］酋を表わづ確率変
数である。Further, χ11 is the η-th sample value of the received signal wave, and 5111 and 5211 are the η-th sample values of the synchronization signal, and the relationship is as follows. Here, 711 represents a random variable.

＜　３−５　・２　＞　Ｍ　１ｄｄｌｅｔｏｎのクラス
△！”ｌｆ　ｆｒ−モデルの簡略化 インパルス性雑音は、Ｍｉｄｄｌｅｔｏｎの統計モデル
にａ＞いて、その帯域幅によってクラスＡ・クラスＢ・
クラスＣに分類される。受信機のフロントエンドの帯域
幅より雑音の帯域幅が狭いものがクラスＡ、広いものが
クラス８１両方を含むものがクラスＣである。この発明
による最適受信画では、その中でクラスＡに属する雑音
をインパルス性雑音モデルとして導入している。<3-5 ・2> M 1ddleton class △! Simplified impulsive noise of the lf fr-model is based on the Middleton statistical model, and is divided into class A, class B, and
Classified as class C. Class A has a noise bandwidth narrower than the front end bandwidth of the receiver, and Class C has a wider noise bandwidth that includes both classes 81 and 81. In the optimal reception image according to the present invention, noise belonging to class A is introduced as an impulsive noise model.

クラス△型ピンパルス性雑音の確率密度関数（ｐ、ｄ、
ｆ）は、次式（２・１）で表わされる。Probability density function (p, d,
f) is expressed by the following equation (2.1).

ここで７は実効値（６；＋０ｚｘ）で正規化された雑音
振幅である。ただしδＪはガウス雑音電力、Ω２Ａはイ
ンパルス雑音電力である。また八はインパルス指数と呼
ばれ、単位時間当りに受信機に入用するインパルス雑音
の平均個数とインパルスの平均持続時間との偵である。Here, 7 is the noise amplitude normalized by the effective value (6; +0zx). However, δJ is Gaussian noise power and Ω2A is impulse noise power. 8 is called the impulse index, which is a measure of the average number of impulse noises that enter the receiver per unit time and the average duration of the impulses.

また、１−′−δ２／Ω２＾とすると、 １＋「′　である、。Also, if 1-′-δ2/Ω2^, 1 + ``'.

式（２・１）は、１ηが無限大の項まで含むなど、実際
に最適受信機の（芭成に）シ用りるには複雑であり、物
理的にも実現が困何である。Equation (2.1) is complicated to actually be used in an optimal receiver, as it includes a term in which 1η is infinite, and it is difficult to physically realize it.

そこで式（２・１）がΔ’ａ、、、ｌＩ、、て重みイリ
されたカラス分布の和の形をなしていることに着目し、
インパルス指数Ａが小さくて（インパルス性が顕著な場
合）、係￥ｌ”／Ｉｎ＋が充分に小さい（１０−５以下
程度）という条件をつ■プることて゛、この式％式％ 更に式（２・２）にＪ５ける３つの項の最大値からなる
分布を考え、式〈２・３）に示１’？（Ｚ）どＪ５＜。Therefore, paying attention to the fact that equation (2.1) is in the form of the sum of the Crow distributions weighted by Δ'a, , lI,,
By satisfying the conditions that the impulse index A is small (when the impulsiveness is significant) and the coefficient ¥l''/In+ is sufficiently small (approximately 10-5 or less), this formula % formula % In addition, the formula ( Considering the distribution consisting of the maximum values of the three terms in J5 in 2.2), 1'?(Z)doJ5< as shown in equation (2.3).

く３・５・３　＞　Ｉ！！Ｉ略式の尤度比軟定式への適
用最適受信鵬を実現するために九度比検定を行なう場合
、インパルス性肩１音の確率密度関数（ｐ。Ku3・5・3 > I! ! Application of the I-formal likelihood ratio soft formula When performing the nine-degree ratio test to realize the optimal reception ratio, the probability density function (p) of the impulsive shoulder one tone.

−ｄ、ｆ）として式（２・１）のｐ＜ｚ＞を適用づるの
が理想的である。しかし、それは既に）小べたように、
ｍ　／Ｊ＜無限大の項まで含むなど、実際に受１３機を
動部的に実現するのが困難である。-d, f), it is ideal to apply p<z> in equation (2.1). However, as already mentioned,
It is difficult to actually realize the Uke-13 dynamically, including the term m /J < infinity.

そこで、式（２・３）に示す先にめた近似の／＼ ｐ、ｄ、ｆ、Ｐ（Ｚ）をｊ商用して、式（１−１＞の九
度比検定式を整理してみる。Ｐ（ｚ＞を適用した場合の
九度比検定式を次式（３・１）に示づ−０これの両辺の
対数をとると、次式（３・２）となる。Therefore, the approximation /＼ p, d, f, P(Z) shown in equations (2 and 3) was used as j commercial, and the nine-degree ratio test equation in equation (1-1>) was rearranged. The nine-degree ratio test formula when P(z> is applied is shown in the following formula (3.1). -0 If the logarithm of both sides of this is taken, the following formula (3.2) is obtained.

ｙ−ゑ００Δ（１） ここでや（Ｚ）＝Ｖ’２１：昂（ｚ）としておくと、上
式（３・２）は次式（３・４）のＪ、うに」換えられる
。y−ゑ00Δ(1) Here, if (Z)=V′21:昂(z), the above equation (3.2) can be changed to J in the following equation (3.4).

７Ｌ”ｌ これを更に変形づると次のようになる。7L"l If we transform this further, we get the following.

’ｅ　（ｚ　）　＝ｆ７ｅＡＰ　（ｚ　）　テアルカラ
、式（２，３）、より”（Ｚ）ｉよ次式。よう、な。。'e (z) = f7eAP (z) Thealkara, from equations (2, 3), ``(Z)i'' is the following equation.

列数関数が単調増加関数であることを考虞°するど、式
〈３・５）の対数をとることで、次式（３・７）のＪ、
うにＱ４　Ｆ７．、えられる。Considering that the column number function is a monotonically increasing function, by taking the logarithm of equation (3.5), J of the following equation (3.7),
Sea urchin Q4 F7. ,available.

ここで、係数１（ｍ、ｌ−ｍはＵＣ削的ＸＵ　ｔｙ七デ
ルのパラメータが定まると一程的に定まる定数項になっ
ていることが判る。従って、先に丸度比検定式変形して
めた式（３・４）に上記の式（３・）を入れると、次の
ような関係式かめられる。Here, it can be seen that the coefficients 1 (m, l-m) are constant terms that are determined to a certain degree when the parameters of the UC cut XU ty seven dels are determined. By inserting the above equation (3.) into the equation (3.4), the following relational expression can be obtained.

この尤度比軟定式（３・８）に８３いて、Ｋｍ。This likelihood ratio soft formula (3.8) is 83 and Km.

１−ｍは先に説明したように、統計的雑音モデルのパラ
メータδｍ、△が定まると一義的に定まる定数項である
。また、受信信号波のサンプル値χｎ。As explained above, 1-m is a constant term that is uniquely determined when the parameters δm and Δ of the statistical noise model are determined. Also, the sample value χn of the received signal wave.

同期信号のサンプル値５１１１・Ｓｚｎに対しては、線
形演棹ど２ｆｔ操作のみで処理できることが容易に判る
。従って、この式（３・８）に基づく最適受信機は、マ
イクロプロセッサを用いて容易に構成することができる
。It is easy to see that the synchronization signal sample value 5111·Szn can be processed using only 2ft operations such as linear calculation. Therefore, an optimal receiver based on this equation (3.8) can be easily constructed using a microprocessor.

〈３・６〉実施例の説明 第１図はこの発明による最適受信１幾の構成を示してい
る。受信入力×（１）はＡ／Ｄ変換回ｖ８１によってサ
ンプリングされるとともにディジタル化され、そのサン
プル値χｎがマイクロプロセッサ（以下ＣＰＵと称する
）３のＩＮ端子に入力される。<3.6> Description of Embodiment FIG. 1 shows the configuration of an optimal reception system according to the present invention. The received input x(1) is sampled and digitized by the A/D conversion circuit v81, and the sample value χn is input to the IN terminal of the microprocessor (hereinafter referred to as CPU) 3.

同期クロックＣＫｌよ伝送速度を示づ一クロックで、そ
の周期は伝送データの１ビット時間幅下に等しい。この
同期クロックＣＫはＣＰＵ３の割込み端子Ｉ　ＮＴ２に
印加されるとともに、周波数逓イ８回路２に入力されて
Ｎ倍の周波数に変換される。この逓倍回路２の出力はＣ
ＰＵ３の割込み端子ＩＮＴ＋に印加されるとどもに、上
記Ａ／［〕変換回路１のタイミング信号として印加され
る。つまり受信人ノＩＸ　（ｔ　）は、逓倍回路２の出
力にＩＩ″ｉ１期しく、同期クロックＣＫのＮ倍の速度
で（データ伝送速度のＮ倍で）サンプリングされる。ま
たこのサンプリングタイミング信号がＣＩ）　Ｕ　３の
割込み端子ＩＮＴ＋にも印加される。The synchronization clock CKl indicates the transmission speed and is one clock, whose period is equal to one bit time width of the transmission data. This synchronous clock CK is applied to the interrupt terminal INT2 of the CPU 3, and is also input to the frequency converter 8 circuit 2 where it is converted to a frequency N times higher. The output of this multiplier circuit 2 is C
When applied to the interrupt terminal INT+ of the PU3, it is also applied as a timing signal to the A/[] conversion circuit 1. In other words, the receiver's signal IX (t) is sampled at the output of the multiplier circuit 2 II''i1 at a rate N times the synchronization clock CK (N times the data transmission rate). CI) Also applied to the interrupt terminal INT+ of U3.

ＣＰｔＪ３は、プログラムメモリ５に格納された命令に
従い、またデータメモリ４のデータを参照して、以下に
説明づる最尤検定の処理を実行し、その検定結果を示す
信号をψＪ子ＲＤに出ツノづる。The CPtJ3 executes the maximum likelihood test described below according to the instructions stored in the program memory 5 and with reference to the data in the data memory 4, and outputs a signal indicating the test result to the ψJ child RD. Zuru.

」二足データメモリ４【こは、刹１音パラメータ；儲定
エリア４１と、同期信号８１．Ｓ２の波形デー少設定エ
リア７１２が含まれる。ＩＩ音パラメータ設定エリアｌ
１１１には、前述したインパルス指数△ａ３Ｊ：びイン
パルス雑音電力比［″の具体的な（１０が予め設定され
る。また波形データ設定エリア４２には、同期信号Ｓ１
と８２のそれぞれについて、１周期分の信号波形を等間
隔にＮ点でサンプリングしてディジタル化したデータＳ
ｉｎ　、Ｓ２ｎ　（ｎ　＝１゜２、・・・、Ｎ）がテー
ブルの形で予め設定される。"Two-legged data memory 4 [here, one sound parameter; profit setting area 41, synchronization signal 81. A waveform data small setting area 712 of S2 is included. II sound parameter setting area l
In 111, a specific value (10) of the impulse index △a3J: and the impulse noise power ratio ['' is preset. In addition, in the waveform data setting area 42, the synchronization signal S1
For each of
in , S2n (n = 1°2, . . . , N) are set in advance in the form of a table.

第２因はＣＰＬＩ３によって実行される最尤検定の処理
内容を示すフローチャートである。以下この図に従って
ＣＰＩＪ３の動作を順番に説明する。The second factor is a flowchart showing the processing contents of the maximum likelihood test executed by CPLI3. The operation of CPIJ3 will be explained below in order according to this diagram.

動作開始時のイニシトル処理として、前掲の尤度比軟定
式（３・８）におけるｍの上限数Ｍおよび係数ＫｍとＬ
ｍ　（ｍ　＝０．１．２．−、Ｍ）を雑音パラメータに
基づいてめる。つまり、まず＾１ｊ込を禁止し、データ
メモリ４の雑音パラメータ設定上リア４１から前述のイ
ンパルス指数Ａを読取る（ステップ２０１）。次にその
鎖式に基づいて、△フｍ！を１０−５以下にする最も小
さい整数ＩＴＩをめ、その整数を前記Ｍとして記憶して
おく（ステップ２０２）。次にメモリ４のエリア４゛１
から読取ったインパルス指数Δおよびインパルス雑音電
ツノ比［−に基づいて、前掲の係数Ｋ１１ｌ、Ｌｍをそ
れぞれｍ−０，１，２，・・・２Ｍについて削算し、記
憶しておく（ステップ２０３）。以上の処理の後、ＩＮ
Ｔ＋およびＴ　Ｎ　−ｒ　２の割込を訂＋ｊＪし、割込
み持ちとする（ステップ２０４）。As an initial process at the start of operation, the upper limit number M of m and the coefficients Km and L in the likelihood ratio soft formula (3.8) shown above are
m (m = 0.1.2.-, M) based on the noise parameters. That is, first, ^1j inclusion is prohibited, and the above-mentioned impulse index A is read from the noise parameter setting register 41 of the data memory 4 (step 201). Next, based on that chain formula, △fum! Find the smallest integer ITI that makes 10-5 or less, and store that integer as M (step 202). Next, area 4゛1 of memory 4
Based on the impulse index Δ and the impulse noise-to-noise ratio [-, the coefficients K11l and Lm listed above are subtracted for m-0, 1, 2, . . . 2M, respectively, and stored (step 203 ). After the above processing, IN
The interrupts of T+ and T N -r 2 are corrected and made to have interrupts (step 204).

端子［ＮＴ＋に割込み信号が印加されると、まずＣ；Ｐ
Ｕ３内のサンプリング回数カウンタｎを歩進する（ステ
ップ２０６）。続いてその時点の△、／ｌ）変換回路１
の出力、ずなわち受信入力Ｘ（【）のサンプル値Ｘｎを
読取り、所定のレジスタにストアする（ステップ２０７
）。次に、前記波形データ設定エリア４２の同期信号＄
１と＄２の波形データテーブルから、上記サンプリング
回数カウンタの計数値ηを引き数として、データＳ１［
１およびＳ２ｎを読取る（ステップ２０８）。When an interrupt signal is applied to the terminal [NT+, C;P
The sampling number counter n in U3 is incremented (step 206). Then △, /l) conversion circuit 1 at that point
The output of , that is, the sample value Xn of the received input
). Next, the synchronization signal $ of the waveform data setting area 42
From the waveform data tables of 1 and $2, data S1[
1 and S2n (step 208).

次に、前述のように読取ったχｎ、Ｓ＋ｎ、５２１）に
基づいて、 Ｃ＝（×ＩＴ−８２ｎ）２ １）＝　（Ｘｎ　−８ｔ　ｎ　）　２ を計篩する（ステップ２０９）。次に、１ｉｔｆ！した
Ｃ、Ｄと先のステップ２０３でめた係数１（ｍ。Next, based on χn, S+n, 521) read as described above, C=(×IT−82n)2 1)=(Xn −8t n )2 is calculated (step 209). Next, 1itf! C, D, and the coefficient 1 (m) obtained in the previous step 203.

ｌ　ｍに基づいて Ｅｌｌｌ　＝Ｋｎ１−　Ｃ＋Ｌｍ Ｆｍ　＝Ｋｍ　−［）十Ｌ−ｍ をｍ　＝０．１，２．・・・９Ｍまでについてそれぞれ
計粋ツ゛る（ステップ２１０）。次に、計算したＥｍの
最大値と「Ｉｌｌの最大値の差、ずなわちＶｎ＝ＭａＸ
（ＥＯ、Ｅ　＋　、　Ｅ２　、−Ｅ　Ｍ　）−Ｍａｘ（
Ｆｏ　、Ｆ＋　、Ｆ２、−ＦＭ）を計算し、このｙ口を
所定のレジスタに記憶しておく（ステップ２１１）、。Based on l m, Ell = Kn1- C+Lm Fm = Km - [)10L-m with m = 0.1, 2. . . . Each of up to 9M is calculated (step 210). Next, the difference between the calculated maximum value of Em and the maximum value of Ill, that is, Vn = MaX
(EO, E + , E2, -E M ) - Max (
Fo, F+, F2, -FM) and store this y value in a predetermined register (step 211).

以」−が１回の割込みＩＮＴ＋に応谷した処理であり、
この処理が割込み信号ＩＮ丁１の発生のたびに実行され
、その結果データＶ＋、Ｖｚ、１７３・・・が順次蓄え
られる。そして、前記サンプリング回数カウンタｎの計
数値が前記Ｎになるど、前述した逓イ８回路２の作用か
ら明らかなように、ＣＰＵ３にυｊ込み信号ＪＮＴ２が
印加される。"-" is the processing that responded to one interrupt INT+,
This process is executed every time the interrupt signal IN-1 is generated, and as a result, data V+, Vz, 173, . . . are sequentially stored. Then, as soon as the count value of the sampling number counter n reaches the N value, the υj inclusion signal JNT2 is applied to the CPU 3, as is clear from the operation of the above-described frequency converter circuit 2.

υｊ込み信号ＩＮＴ２が印加されると、まず割込みＩ　
Ｎ　ｌ’　＋を禁止Ｊる（ステップ２１２）。続いて、
動作開始後の最初のυｊ込みＩＮＮ２２除き、それまで
のステップ２１１のＮ回の実行によってｙ　−Σｙｎ 丸＋１ を計算し、かつその値ｙをＯと比較りる（ステップ２１
４，２１５＞。そして、ｙ≧Ｏのときは仮説１−１２（
Ｓ２が送られた）を採用し、ｙ〈０のときは仮説Ｈ＋　
（Ｓｔが送られた）を採用し、その判定結果を出力端子
ＲＤに出力づる（ステップ２１６．２１７，２１８＞。When the υj interrupt signal INT2 is applied, the interrupt I
N l' + is prohibited (step 212). continue,
Except for the first υj-included INN22 after the start of operation, y −Σyn circle+1 is calculated by executing step 211 N times, and the value y is compared with O (step 21
4,215>. Then, when y≧O, hypothesis 1-12 (
S2 was sent), and when y〈0, hypothesis H+
(St was sent) is adopted, and the determination result is output to the output terminal RD (steps 216, 217, 218>).

その後、前記サンプリング回数カウンタηをクリＡ７づ
るとともに、割込みＩＮＴ＋の禁止を解除し、割込み待
ちとづる（ステップ２１９）。以上の処理を繰り返づ。Thereafter, the sampling number counter η is cleared A7, the inhibition of the interrupt INT+ is canceled, and interrupt wait is set (step 219). Repeat the above process.

〈３・７〉発明の効果 この発明による最適受信機は、インパルスｌ１１．　Ｉ
ｆ音の性質をＭ　１ｄｄｌｅＬｏｎのクラス△型刹１８
’Ｅデルに従って統Ｃ１的に把握し、そのパラメータを
Ｉ’１２尤（シ）定回路の動作パラメータという形でフ
ィードバックして動作させる方式であり、受信側のみて
伝送特性を改善することができる。<3.7> Effects of the invention The optimum receiver according to the invention has an impulse l11. I
The properties of the f sound are M 1ddleLon's class △ type 刹18
It is a system in which the parameters are grasped in a unified manner according to 'Edel', and the parameters are fed back in the form of the operating parameters of the I'12 constant circuit, and the transmission characteristics can be improved only on the receiving side. .

ＭｉｄｄｌｃＬｏｎのクラス△型翰音モデルの近似式を
、その係数Ａシｒｒ＋＋が充分に小さい（例えば１０−
５以下）として３以上のＭ次項までとることで、近似式
が適用できるインパルス指数ＡＩ：Ｉ）範囲が拡がる（
例えばＡが０．２５以上の場合にも近似式が適用可能と
なる）。The approximation formula for the class △-type Kanion model of MiddlcLon is calculated so that its coefficient A series rr++ is sufficiently small (for example, 10-
5 or less) and up to M-order terms of 3 or more, the range of impulse index AI:I) to which the approximation formula can be applied expands (
For example, the approximation formula can be applied even when A is 0.25 or more).

最尤検定式として式（３・８〉を採用づることで、ＣＰ
Ｕでの演鋒（よ線形並びに２乗演算に限定され、１回の
受信データナンプリング毎の演算ルーチンも簡単である
ため、小規模で低速のＣＰＵでも実現可能である。By adopting formula (3.8) as the maximum likelihood test formula, CP
The calculation in U is limited to linear and square calculations, and the calculation routine for each numbering of received data is simple, so it can be implemented even with a small-scale and low-speed CPU.

雑音の統計的パラメータのフィードバックは、インパル
ス指数Ａとインパルス雑音電力比「′のみで良く、雑音
状態の変化に対づる対応が簡単である。Feedback of the statistical parameters of the noise requires only the impulse index A and the impulse-to-noise power ratio "', and it is easy to respond to changes in the noise state.

この発明の最尤検定式では、ＳＮ比の大小に制限がつい
てないため、ＳＮ比の大小にかかわらず最適受信機とし
て動作するため、ＬＯＢＤ方式（ＳＮ比が小さい領域で
のみ最適〉よりも有利である。The maximum likelihood test formula of this invention has no restrictions on the size of the SN ratio, so it operates as an optimal receiver regardless of the size of the SN ratio, so it is more advantageous than the LOBD method (optimal only in areas where the SN ratio is small). It is.

この発明では、同期りＯツクを１【することができれば
、２相ＰＳＫ　（位相シフトキーインク）に限らず、２
値ＦＳＫ　（周波数シフ１−キーイング）であっても動
作し、幅広い変復調力式に適用づることができる。In this invention, if it is possible to do 1 synchronization, it is possible to use not only 2-phase PSK (phase shift key ink) but also 2-phase
It works even with the value FSK (Frequency Shift 1-Keying) and can be applied to a wide range of modulation and demodulation power equations.

〈参考文献〉 （１）　Ｒ，Ｅ、　Ｚｔｅｍｅｒ　：　”Ｃｈａｒａｃ
ｔｅｒ　ｆＥ　ｒｒｏｒｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｉｅｓ　
ｆｏｒ　Ｍ−ａｒｙ　３ｉｇｎａｌｉｎｇ　ｉｎＩ　ｍ
ｐｕｌｓｉｖｅ　Ｎ　ｏｉｓｅ　Ｅ　ｍｖｉｒｏｎｍｅ
ｎｔｓ　”　Ｉ　Ｅ　ＥＩＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｍｍ
ｕｎ　、　Ｖｏｌ、　ＣＯＭ　−１５，Ｎｏ、１．ｐ、
３２．　ＦｅｂｒＵａｒＶ　１９６７゜＜２　）　Ｐ、
Ａ、Ｂｅ１ｌｏ　ａｎｄ　Ｒ，Ｅｓｌ＋５ｉｔｏ：　”
ＡＮｅｗ　Ｍｅｔｂｏｄ　ｆｏｒ　Ｑａｌｕｌａｔｉｎ
ｇ　Ｐｒｏｌ＋ａｂｉｌｉｔｉｅｓ　ｏｒ　Ｅ　ｒｒｏ
ｒｓ　［）ｕｅ　ｔｏ　［ｍｐｕｌｓｉｖｃ　Ｎｏ１ｓ
ｃ”Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｔ　ｒａｎｓ、Ｃｏｍｍｕｎ　、
Ｖｏｌ、ＣＯＭ　−１７、Ｎｏ、３．、Ｐ、３６８．Ｊ
ｕｎｅ　１９６９゜（３）草尾寛、岡育生、森永規彦、
滑用敏彦二′インパルス性電磁干渉下にお【ノるＰＳＫ
信号の誤り重性性″　情報理論とその応用Ｊｔｌｌ究会
　１９８１年１２月 （４ン　△　、Ｂ　ｅｌｌＯａｎｄ　Ｒ，ＥＳＩＩＯ８
已ｏ：”ｆ３ｒｒｏｒ　ＰｒｏｂａＬ＋１ｌｉＨｅｓ　
Ｄｕｅ　ｔｏ　Ｉｍｐｕｌｓｉｖｅ　Ｎｏ１ｓｃｉｎ　
ｌ−ｉｎｅｌ−１ｎｅａｒａｎｄＨａｒｄ−１ｉ　ＤＰ
ＳＫＳｙｓｔｅｍｓ”　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｔ　ｒａｎｓ
、Ｃｏｍｍｕｎ　、Ｖｏｆ、ＣＯＭ　−１９，Ｎｏ、１
　、Ｐ、１　４．　ＦｅｂｒｕａｒＶ　１９７１゜ （５）草尾寛、岡育生、森永規彦、泪用敏彦：゛インパ
ルス性電磁干渉下にｄ３けるハードリミタ型中継器によ
５　Ｐ　Ｓ　Ｋ信号伝送特性゛′　信学技報ＥＭＣ，ノ
８１−７７　１９８２年１月（６）　Ｄ　、　Ｍ　１ｄ
ｄｌｅｔｏｎ：　”　３　ｔａｔｉｓｔｉｃａｌ−Ｐｌ
＋１ｓｉｃａｌ　１ｙｌｏｄｅｌｓ　ｏｆ　Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ　ＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎＣｅ　”
　Ｉ　ＥＥＥ　１ｒａｎｓ、　ＥｌｅｃｔＯｒｏｍａ（
１，Ｃｏｍｐａｔ　、　Ｖｏｌ、　１　ＥＭＣ−１９，
Ｎｏ、３．　Ｐ、　１０６、　Ａｕｏｕｓｔ　１９７７
゜<References> (1) R, E, Ztemer: “Charac
ter fE rrorprobabilities
for M-ary 3ignaling in I m
pulsive Noise E mvironme
nts” I E EIE Trans, Comm
un, Vol, COM-15, No, 1. p,
32. FebrUarV 1967゜<2) P,
A, Be1lo and R, Esl+5ito: ”
ANew Metbod for Qalulatin
g Prol+abilities or E rro
rs [)ue to [mpulsivc No1s
c” I E E E T trans, Commun,
Vol, COM-17, No. 3. , P, 368. J
une 1969゜(3) Hiroshi Kusao, Ikuo Oka, Norihiko Morinaga,
Toshihiko Namoyo 2' Under impulsive electromagnetic interference [Noru PSK]
Error Severity of Signals” Information Theory and Its Applications Jtll Study Group, December 1981 (4th △, Bell Oand R, ESIIO8
已：”f3rror ProbaL+1liHes
Due to Impulsive No1scin
l-inel-1nearandHard-1i DP
SKS Systems” I E E E T trans
,Commun,Vof,COM-19,No,1
, P, 1 4. FebruarV 1971゜(5) Hiroshi Kusao, Ikuo Oka, Norihiko Morinaga, Toshihiko Yugi: ``5PSK signal transmission characteristics by hard limiter type repeater in d3 under impulsive electromagnetic interference'' IEICE Technical Report EMC, no. 81-77 January 1982 (6) D, M 1d
dleton: ” 3 statistical-Pl
+1sical 1ylodes of Elect
romagnetic InterferenCe”
I EEE 1rans, ElectOroma(
1, Compat, Vol. 1 EMC-19,
No, 3. P, 106, August 1977
゜

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明に係る最適受信機の要部構成を示すブ
ロック図、第２図は第１図におけるＣＰＵによって実行
される最尤検定処理の内容を示すフローブーｐ−１−で
ある。 １・・・△／Ｄ変換回路 ２・・・周波数逓倍回路 ３・・・ＣＰＵ（マイク［Ｉブロロツリー）４・・・デ
ータメモリ ５・・・プログラムメモリ 特許出願人 滑　川　敏　彦 森　水　規　彦 山　内　健　次 立石電（幾株式会社FIG. 1 is a block diagram showing the main part configuration of the optimal receiver according to the present invention, and FIG. 2 is a flow boolean p-1- showing the contents of the maximum likelihood test process executed by the CPU in FIG. 1...△/D conversion circuit 2...Frequency multiplier circuit 3...CPU (microphone [I Brolo Tree)] 4...Data memory 5...Program memory Patent applicant Satoshi Namekawa Hikomori Mizu Nori Hikoyama Kenji Tateishi Den (Iku Co., Ltd.)

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）ディジタル信号伝送系にインパルス性雑音が及ば
Ｊ影響を改善づるために、対象とする雑音の確率密度関
数を予め把握しておき、データ１ピッ１一時間幅下の間
に受信信号χ（１）および２値の同１υＪ信８３．（ｔ
＞と５ｚ（ｔ）をＮ回すンプリングし、式（１・１）に
表わされる操作で最尤検定を行なう最；＆受信機におい
て、 雑音の統計モデルとして式（２・１）に表わされるＭ　
１ｄｄｌｅｔｏｎのクラス△型インパルス着音モデルを
導入し、 このＰ（ｚ）で表わされるＮ音の確率密度関数（ｐ、ｄ
、ｆ）を上記最尤検定式に確率変数として適用するに際
して、係数Ａ”／ｍｌが充分に小さいという条件のもと
に、式（２・２）に示ずように、ｍ＝Ｍ≧３までの項で
Ｐ（ｚ）と近似し、この近似式１）（Ｚ）を更に式（２
・３）に示すように、その（Ｍ＋１）個の項の最大値よ
りなる△ 分布Ｐ（Ｚ）にて近似し、 この簡略化された近似式Ｐ（ｚ）について、式（１・１
）から式（３・８）に示づ゛ように変換された最尤検定
式を適用し、 特開昭ＧＯ−ＧＧ５４４（２） と３２） この式（３・８）の演粋をマイクロブロセツリ−によっ
て行なうことを特徴とづるインパルス性雑音に対する最
適受信機。(1) In order to improve the effect of impulsive noise on the digital signal transmission system, the probability density function of the target noise is known in advance, and the received signal χ (1) and binary same 1υJ belief 83. (t
> and 5z(t) are sampled N times and a maximum likelihood test is performed using the operation expressed in equation (1.1).
We introduce a class △ type impulse ringing model of 1ddleton, and calculate the probability density function (p, d
, f) as a random variable to the above maximum likelihood test equation, under the condition that the coefficient A''/ml is sufficiently small, as shown in equation (2.2), m=M≧3. Approximate P(z) using the terms up to, and further transform this approximation formula 1) (Z) into formula (2
・As shown in 3), the △ distribution P(Z) consisting of the maximum value of the (M+1) terms is approximated, and for this simplified approximation formula P(z), formula (1.1
) by applying the maximum likelihood test formula converted as shown in formula (3.8), and applying the maximum likelihood test formula as shown in formula (3.8). An optimal receiver for impulsive noise characterized by a set tree.