JPS6052607B2 - 増幅器 - Google Patents

増幅器

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JPS6052607B2
JPS6052607B2 JP54057464A JP5746479A JPS6052607B2 JP S6052607 B2 JPS6052607 B2 JP S6052607B2 JP 54057464 A JP54057464 A JP 54057464A JP 5746479 A JP5746479 A JP 5746479A JP S6052607 B2 JPS6052607 B2 JP S6052607B2
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Description

【発明の詳細な説明】 この発明はオーディオ信号増幅用の増幅器に係り、特
に信号の高域成分をアナログ増幅回路で増幅すると共に
低域成分をＤ級増幅回路で増幅する ようにした増幅器
に関する。
従来オーディオ用増幅器の構成としては、Ａ級増幅回
路またはＢ級増幅回路を用いたものが一般的であるが、
このような回路を用いた増幅器においては、特に電源部
が大型化、大重量化する問題があり、また効率が悪い（
特にＡ級増幅回路を用いた場合）等の問題がある。
これに対して近年、小型、軽量化が計れると共に効率の
良い増幅器として、所謂Ｄ級増幅回路を用いた増幅器が
提共されている。すなわちこの増幅器は、例えば第１図
に示すように、入力端子１に入力されたオーディオ信号
を比較器２に供給し、この比較器２において前記オーデ
ィオ信号とクロック発生器３から与えられるキャリア用
信号（鋸歯状波）とを加算すると共にこの加算された信
号を基準電圧と比較してパルス幅変調波信号を作り、こ
のパルス幅変調波信号をドライバ回路４を通してスイッ
チング回路５に供給し、このスイッチング回路５におい
てトランジスタ６、６を前記パルス幅変調波信号の’パ
ルス幅に応じてオン、オフさせ、このスイッチング回路
５の出力をローパスフィルタ７で復調してオーディオ出
力を得、しカルてこの出力によつて負荷８を駆動するよ
うにしたものである。ところでこの増幅器においては、
上記の利点がある反・面忠実度がやや劣る欠点があり、
また特に高域周波数を忠実に再生しようとする場合には
、パルス幅変調時におけるキャリア周波数を高くとる必
要があるため（例えば５０ＫＨ２まで再生しようとする
場合には５００ＫＨｚ程度）、この際カットオフ周波数
の高いスイッチング素子が必要になると共に不要輻射の
問題が生じる等の欠点がある。上記の欠点のうち特に不
要輻射の問題は、この増幅器が電力増幅器であることか
ら極めて厄介な問題である。この発明は上記の事情に鑑
み、Ａ級増幅回路、Ｂ級増幅回路等アナログ増幅回路と
Ｄ級増幅回路とのそれぞれの利点を兼ね備え、かつこれ
ら増幅回路のそれぞれの欠点を除去した増幅器を提供す
るもので、増幅すべきオーディオ信号が印加される入力
端子と、入力端が前記入力端子に接続され、オーディオ
周波数域全域にわたソー定の平坦利得をもつて電圧増幅
するドライバ増幅回路と、入力端が前記ドライバ増幅回
路の出力端に接続され、所定のキャリア周波数信号によ
るパルス幅変調増幅動作を行なつて、前記オーディオ周
波数域中の少なくとも低域を、一定の平坦利得をもつて
電力増幅し得るパルス幅変調回路と、入力端が前記ドラ
イバ増幅回路の出力端に接続され、前記オーディオ周波
数域全域を、略一定の平坦利得をもつて電力増幅し得る
アナログ電力増幅回路と、負荷が接続される出力端子と
、前記パルス幅変調回路出力端と前記出力端子との間に
介挿接続され、前記キャリア周波数以上の周波数域に対
してカットオフ特性を有するコイルと、前記アナログ電
力増幅回路出力端と前記出力端子との間に介挿接続され
、前記パルス幅変調回路が一定の平坦利得をもつて電力
増幅し得る範囲の周波数域では前記コイルのインピーダ
ンスよりも大きなインピーダンースを有する抵抗と、前
記出力端子に得られる信号を前記ドライバ増幅回路に負
帰還する帰還回路とを具備してなるものである。
以下、この発明の実施例を第２図ないし第１２図を参照
して説明する。
第２図はこの発明による増幅器の第１の実施例を示す回
路図であつて、この図において入力端子１１に印加され
た入力信号（オーディオ信号）はドライバ増幅回路１２
の非反転入力端１２ａに入力されるようになつている。
ドライバ増幅回路１２は通常のアナログ増幅回路であつ
て、オーディオ周波数全帯域に亘つて充分な利得を有す
るものである。そしてこのドライバ増幅回路１２の出力
端１２ｃと出力端子１３との間には、これら出力端１２
ｃから出力端子１３に向けて順次直列接続された高域用
電力増幅回路（アナログ電力増幅回路）１４と抵抗１５
（インピーダンス回路を構成する）とが介挿されており
、更にこれらの間に順次直列接続されたパルス幅変調回
路１６とコイル１７〔パルス幅復調回路（６ｄＢ／オク
ターブのローパスフィルタ回路）を構成する〕とが介挿
されている。高域用電力増幅回路１４は、直結増幅回路
等通常のアナログ増幅回路であり、オーディオ・周波数
のうちの高域成分を電力増幅する電力増幅回路である。
なお実際上この高域用電力増幅回路１４は、０〜１００
ＫＨｚ程度の周波数領域をカバーし得るものである。ま
たパルス幅変調回路１６およびコイル１７は、入力され
るオーディオ信号（アナログ信号）をパルス幅変調波信
号に変換して増幅する所謂Ｄ級増幅回路を構成しており
、オーディオ周波数のうちの低域成分を電力増幅するも
のである。この場合パルス幅変調回路１６は、オーディ
オ周波数のうちの低域成分を増幅する関係から、そのキ
ャリア周波数Ｆｃａが例えば２０ＫＨｚ程度の比較的低
い周波数に設定される。なおキャリア周波数Ｆｃａは、
高域用電力増幅回路１４の損失が大きくとれればより低
く設定することができる。また出力端子１３とドライバ
増幅回路１２の反転入力端１２ｂとの間には抵抗１８が
介挿されており、更に前記反転入力端１２ｂは抵抗１９
を介して接地されている。抵抗１８，１９は、出力端子
１３に得られる信号をドライバ増幅回路１２に負帰還す
る帰還回路２０を構成するものである。また出力端子１
３には、負荷２１が接続されている。なお上記の構成に
おいて、コイル１７と負荷２１との時定数によつて決ま
るカットオフ周波数Ｆｃは前記キャリアの周波数Ｆｃａ
以下に設定される。次に上記の構成からなる増幅器の動
作について説明する。
まず入力端子１１に印加された入力信号（オーディオ信
号）は、ドライバ増幅回路１２によつて増幅されたのち
高域用電力増幅回路１４およびパルス幅変調回路１６に
供給される。パルス幅変調回路１６は、ドライバ増幅回
路１２の出力で例えば２０ＫＨｚ程度のキャリアをパル
ス幅変調し、変調波としてオーディオ信号を含むパルス
幅変調波信号を出力する。この場合の出力は、コイル１
７を通して負荷２１を駆動し得る充分な電力レベルを有
する。そしてこのパルス幅変調回路１６の出力は、コイ
ル１７と負荷２１との直列回路に供給される。しかして
この際出力端子１３に得られる信号は、前記パルス幅変
調波信号の略時間平均電圧であり（第３図ａ参照）、入
力端子１１に印加された入力信号（第３図ｂ参照）の増
幅されたものである。この場合パルス幅変調回路１６と
コイル１７とからなる回路は、入力信号の周波数成分の
うちキャリア周波数Ｆｃａに近い周波数成分あるいはそ
れ以上の周波数成分について分解能をもたないため、こ
れらの周波数成分を再生しない。また実際に出力端子１
３に得られる出力は、コイル１７と負荷２１との時定数
によつて決まるカットオフ周波数Ｆｃが前記キャリアの
周波数Ｆｃａ以下に設定されるから、上記のカットオフ
周波数Ｆｃ以上の周波数成分についてそのレベルが漸次
低下するものとなる。したがつて上記のパルス幅変調回
路１６とコイル１７とからなる回路の周波数特性は、例
えば前記キャリア周波数Ｆｃａを２０ＫＨＺ１前記カッ
トオフ周波数Ｆｃを５ＫＨｚとした場合に第４図のよう
になる。一方この際高域用電力増幅回路１４は、オーデ
ィオ周波数の全帯域に亘つて（実際にはＯ〜１００ＫＨ
ｚ程度の範囲）略一定の利得をもつから、前記カットオ
フ周波数Ｆｃ以下の周波数成分についてもパルス幅変調
回路１６とコイル１７とからなる回路と同様に利得をも
つ（第５図参照）。ここである入力信号による高域用電
力増幅回路１４の出力電圧１４とパルス幅変調回路１６
とコイル１７とからなる回路の出力電圧Ｖｌ６とが略等
しくなるように設定しておけば（高域用電力増幅回路１
４とパルス幅変調回路１６側との各利得を等しく設定し
ておく）、負荷２１はパルス幅変調回路１６とコイル１
７とからなる回路の出力インピーダンスが充分低いこと
からこの回路の出力によつて駆動され、抵抗１５には殆
んど電流が流れない。すなわち抵抗１５（値Ｒ１５）に
流れる電流１１５は、Ｉｌ５＝？Ｙ？ｒ＝ｏとなる。そ
してこのとき抵抗１５に流れるべき電流を吸収する高域
用電力増幅回路１４の損失は、１１５＝０であることか
ら極僅かである。またこの際高域用電力増幅回路１４側
の増幅系路は、Ｉｌ５−ニ０であるからパルス幅変調回
路１６とコイル１７とからなる回路の出力信号を歪ませ
ることがない。かくしてドライバ増幅回路１２から出力
されたオーディオ信号のうちの低域成分は、主としてパ
ルス幅変調回路１６とコイル１７とからなる回路によつ
て電力増幅され、そして負荷２１に供給される。また高
域用電力増幅回路１４は、この回路がオーディオ周波数
全域に亘つて利得をもつから、上記のパルス幅変調回路
１６とコイル１７とからなる回路で再生され得ない周波
数成分、すなわちカットオフ周波数Ｆｃ以上の周波数成
分を電力増幅し、これを抵抗１５を通して負荷２１に供
給する。
この際パルス幅変調回路１６側の増幅系路は、コイル１
７力幼ツトオフ周波数Ｆｃ以上の周波数成分について高
インピーダンスとなるため、高域用電力増幅回路１４の
出力信号に影響を与えることがない。すなわち、コイル
１７は復調回路として機能するとともに、増幅周波数帯
域を分割するネットワークとしても機能する。なお、こ
の際高域用電力増幅回路１４側の増幅系路は、抵抗１５
の値を数Ω程度に設定することにより（負荷２１の値が
８Ω前後のとき）、この抵抗１５による利得低下を低く
抑えることができ、かつ電流１１５を小さくすることが
できる。またこの場合例えば前記カットオフ周波数Ｆｃ
を５ＫＨｚ程度に設定すれば、一般的な音響信号に含ま
れる５ＫＨｚ以上の周波数成分のエネルギー分布が５Ｋ
Ｈｚ以下に比べてかなり（１桁程度）小さいため（第６
図参照）、高域用電力増幅回路１４のみによる負荷２１
の駆動時間が極めて短時間であると言える。し“たがつ
て高域用電力増幅回路１４の必要とする損失は、従来の
全帯域増幅回路のｈ程度に設定することが可能であり、
この回路１４の終段電力増幅用素子、放熱器等を従来回
路に比べて格段と小規格化、小型化、軽量化、ローコス
ト化することができる。このようにして負荷２１は、オ
ーディオ信号の低域成分についてパルス幅変調回路１６
側の増幅系路の出力によつて駆動され、また同高域成分
にノついて高域用電力増幅回路１４側の増幅系路の出力
によつて駆動される。
この場合負荷２１に供給される出力電圧は、出力端子１
３に得られる出力信号が抵抗１８，１９で分圧されてド
ライバ増幅回路１２に負帰還されるため、この負帰還に
よつて所定の利得をもつようにオーバーオールに制御さ
れる。なお、この増幅器の各部の周波数特性および全体
の周波数特性を第７図に示す。しかしてこの増幅器にお
いては、高域用電力増幅回路１４の損失を小さく設定で
きる一方、パルス幅変調回路１６およびコイル１７から
なる増幅回路が所謂Ｄ級増幅回路であつてその損失が本
質的に小さいから、増幅器全体の損失を従来のアナログ
増幅器に比較して極めて小さくすることができ、しかも
高域に優れた特性を得ることができる。
またこの増幅器においては、従来パルス幅変調回路を用
いた増幅器で常に問題となつていたキャリア漏れの問題
（出力電圧にキャリア周波数成分が含まれる問題）を改
善することができる。すなわちキャリア漏れは入力信号
に対する歪として考えることができる。したがつて上記
の増幅器においては、キャリア漏れによる歪成分がドラ
イバ増幅回路１２に負帰還されることにより、出力端子
１３における出力電圧が高域用電力増幅回路１４によつ
て漏れたキャリアと逆位相に制御され、結局前記出力電
圧におけるキャリア成分が打ち消されてしまう。なおこ
の効果は、当然のことながらドライバ増幅回路１２と高
域用電力増幅回路１４との各裸利得が大であるほど大き
い。またこの増幅器におけるパルス幅変調回路１６とコ
イル１７とからなる回路は、従来のＤ級増幅回路と比較
した場合に歪の発生が少い。すなわちこの増幅器におい
ては、パルス幅変調回路１６側で生じる歪成分が（たと
えば低域成分であつても）前記の負帰還により高域用電
力増幅回路１４によつて常に−打ち消される。また第８
図は、この発明による増幅器の第２の実施例を示す回路
図である。この実施例において上述した第１の実施例と
異なる点は、高域用電力増幅回路１４の出力端に接続さ
れるインピーダン．ス回路を抵抗１５とコンデンサ２５
とで構成し、パルス幅変調回路１６の出力端に接続され
るパルス幅復調回路をコイル１７ａ，１７ｂ１コンデン
サ２６および抵抗２７からなる１２ｄＢ／オクターブの
ローパスフィルタ回路１７Ａで構成したこと・である。
しかしてこの実施例においては、パルス幅変調回路１６
の出力が上記のローパスフィルタ回路１７Ａを通過する
際に、同フィルタ回路において高域成分をカットするこ
とができ、したがつてパルス幅変調回路１６におけるキ
ャリア漏れを少くすることができる。また高域用電力増
幅回路１４側の信号系路においては、コンデンサ２５の
作用によつて高域成分の利得を上昇させ得て高域歪の減
少を計ることができる。なお、この増幅器における各部
の周波数特性および全体の周波数特性は第９図に示す通
りである。また第１０図は、この発明による増幅器の第
３の実施例を示す回路図である。
この実施例は、上・述した第１の実施例と同一の回路構
成において、高域用電力増幅回路１４の電源をパルス幅
変調回路１６の出力から得るようにしたものである。す
なわち第１０図においてパルス幅変調回路１６の出力端
には、整流用のダイオード２８，２９、平滑用のチョー
クコイル３０，３１およびコンデンサ３２，３３からな
る回路が接続されており、パルス幅変調回路１６の出力
端に得られるパルス幅変調波信号が上記の回路によつて
整流かつ平滑され、端子３４に得られる正電圧が高域用
電力増幅回路１４の正電源入力端子３５ａに供給され、
端子３６に得られる負電圧が同高域用電力増幅回路１４
の負電源入力端子３５ｂに供給されるようになつている
。しかしてこの実施例においては、高域用電力増幅回路
１４に対する電源トランスが不要であり、この増幅器全
体を小型、軽量、安価に製作できる利点がある。なお、
上記の各実施例は、いずれもドライバ増幅回路１２と出
力端子１３との間の構成を１つの高域用電力増幅信号系
路と１つの低域用電力増幅信号系路との２つのチャンネ
ルで構成したが、この構成は高域用電力増幅信号系路を
更に２つ以上のチャンネルに分割する等して３つ以上の
マルチチャンネルとしてもよい。
以上の説明から明らかなように、この発明による増幅器
によれば、入力端子をドライバ増幅回路で増幅したのち
その高域成分をアナログ電力増幅回路で電力増幅すると
共に低域成分をパルス幅変調回路とパルス幅復調回路と
からなる所謂Ｄ級増幅回路によつて電力増幅するように
したから、例えば音楽信号等のうちで音響エネルギー分
布の小さい高域成分を前記高域用電力増幅回路で電力増
幅し、同音響エネルギー分布の大きい低域成分を前記パ
ルス変調回路側で電力増幅することになり、前記パルス
変調回路側の損失が本質的に小さいのに加えて前記高域
用電力増幅回路の損失を小となし得、したがつて増幅器
全体の損失を小になし得てこの増幅器の効率の向上が計
れ、同時に電源設備、放熱設備等の小型化を計り得てこ
の増幅器全体の小型化、軽量化、ローコスト化が計れる
。
また前記パルス幅変調回路は、信号の低域成分の増幅に
用いられるからそのキャリア周波数を低く設定すること
ができ、したがつてスイッチング素子の選定が楽になる
（カットオフ周波数の低いものを使用できる）と共に不
要輻射の問題を改善することができる。また信号の高域
成分と低域成分とを上記のように分けて増幅するように
したから、前記キャリア周波数を低く設定した場合にも
同信号を広帯域に亘つて忠実に再生することができる。
また更に出力端子から前記ドライバ増幅回路に負帰還を
かけるように構成したから、前記パルス幅変調回路側の
信号系路におけるキャリア漏れを抑えることができ、し
かも同信号系路の歪の減少を計ることができる。また、
パルス幅変調回路側のコイルとアナログ電力増幅回路側
の抵抗のみで、増幅出力の合成を行つているから、複雑
なマッチング回路を設ける必要がなく、しかも、コイル
がパルス幅変調回路の復調機能と増幅帯域を分割するネ
ットワーク機能とを兼ね備える構成となつているので、
部品点数を少なくし得る利点が得られる。さらに、抵抗
の値とコイルのインダクタンスを設定するのみで、任意
の領域で分割を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の増幅器（Ｄ級増幅回路を用いた増幅器）
の回路図、第２図はこの発明による増幅器の第１の実施
例を示す回路図、第３図は同実施例におけるパルス幅変
調回路１６を有する増幅系路の作用を説明するための図
であつて、同図ａは同増幅系路におけるパルス幅変調波
信号と出力信号との関係を示す波形図、同図ｂは入力信
号の波形図、第４図は同パルス幅変調回路１６を有する
増幅系路の周波数特性を示す図、第５図は同実施例にお
ける高域用電力増幅回路１４の周波数特性を示す図、第
６図は音響信号の周波数に対するエネルギー分布を示す
図、第７図は同実施例における各部の周波数特性および
全体の周波数特性を示す図、第８図はこの発明による増
幅器の第２の実施例を示す回路図、第９図は同実施例に
おける各部の周波数特性および全体の周波数特性を示す
図、第１０図はこの発明による増幅器の第３の実施例を
示す回路図。 １２・・・・・・ドライバ増幅回路、１３・・・・・・
出力端子、１４・・・・・高域用電力増幅回路、１６・
・・・・・パルス幅変調回路、１７・・・・・・パルス
幅復調回路（コイル）、１７Ａ・・・・・・パルス幅復
調回路（ローパスフィルタ回路）、２０・・・・・・帰
還回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 増幅すべきオーディオ信号が印加される入力端子と
    、入力端が前記入力端子に接続され、オーディオ周波数
    域全域にわたり一定の平坦利得をもつて電圧増幅するド
    ライバ増幅回路と、入力端が前記ドライバ増幅回路の出
    力端に接続され、所定のキャリア周波数信号によるパル
    ス幅変調増幅動作を行なつて、前記オーディオ周波数域
    中の少なくとも低域を、一定の平坦利得をもつて電力増
    幅し得るパルス幅変調回路と、入力端が前記ドライバ増
    幅回路の出力端に接続され、前記オーディオ周波数全域
    を、略一定の平坦利得をもつて電力増幅し得るアナログ
    電力増幅回路と、負荷が接続される出力端子と、前記パ
    ルス幅変調回路出力端と前記出力端子との間に介挿接続
    され、前記キャリア周波数以上の周波数域に対してカッ
    トオフ特性を有するコイルと、前記アナログ電力増幅回
    路出力端と前記出力端子との間に介挿接続され、前記パ
    ルス幅変調回路が一定の平坦利得をもつて電力増幅し得
    る範囲の周波数域では前記コイルのインピーダンスより
    大きなインピーダンスを有する抵抗と、前記出力端子に
    得られる信号を前記ドライバ増幅回路に負帰還する帰還
    回路とを具備してなることを特徴とする増幅器。
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