JPS6049320B2 - electronic musical instruments - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、基本波（基音）およびその高調波（倍音）
の各高調波成分を適宜のレベルで合成することによつて
楽音波形を形成する高調波合成方式の電子楽器に関し、
特に上記高調波成分のレベルを時間的に変化させること
により、自然性のある豊かな楽音が得られるようにした
ものである。[Detailed Description of the Invention] This invention provides a fundamental wave (fundamental tone) and its harmonics (overtones).
Regarding an electronic musical instrument using a harmonic synthesis method that forms a musical sound waveform by synthesizing each harmonic component at an appropriate level,
In particular, by temporally changing the level of the harmonic components, natural and rich musical tones can be obtained.

ｊＡ従来技術の説明高調波合成方式の電子楽器としては
、楽音波形の連続するサンプル点における振幅値を（１
）式にもとずいて順次計算することにより楽音を得るよ
うにしたものがある。jA Explanation of the Prior Art As an electronic musical instrument using harmonic synthesis method, the amplitude value at consecutive sample points of a musical sound waveform is calculated as (1
) is used to obtain musical tones by sequential calculations based on formulas.

日 Ｘｏ（ｑＲ）■ ΣＣｎＳｉｎＩｎｑＲ・・・・・・（
１）ｎ■１（ｑ■１、２、・・・・・・・・・） ここで、 ＸＯ（ＱＲ）・ ・・・・楽音波形の各サンプル点にお
ける波形振幅値。Day Xo (qR) ■ ΣCnSinInqR・・・・・・(
1) n■1 (q■1, 2, ......) Here, XO (QR) ... Waveform amplitude value at each sample point of the musical sound waveform.

Ｒ・・・・・・・・発生楽音の周波数（音高）の比例し
た数値（以下、周波数ナンバと称す）。R: A numerical value proportional to the frequency (pitch) of a generated musical tone (hereinafter referred to as a frequency number).

ｎ・・・・・・・基本波を含む各高調波成分の次数を表
わし、ｎ＝１は基本波（基音）、ｎ＝２は第２高調波（
第２倍音）、 ｎ＝３は第３高調波（第３倍音）・ ・・・・に対応す
る。n...Represents the order of each harmonic component including the fundamental wave, n=1 is the fundamental wave (fundamental tone), n=2 is the second harmonic (
2nd harmonic), n=3 corresponds to the 3rd harmonic (3rd harmonic), etc.

Ｃｎ・・ ・・・・各次数の高調波成分に対する振幅係
数（フーリエ係数）。Cn... Amplitude coefficient (Fourier coefficient) for harmonic components of each order.

Ｎ・・・・・・・発生楽音の最高周波数における楽音１
波形の順次サンプル点の数Ｗ・・・・・・・・各サンプ
ル点において合成しようとする高調波の総数。N: Musical tone 1 at the highest frequency of the generated musical tone
Number W of sequential sample points of the waveform: Total number of harmonics to be synthesized at each sample point.

Ｗ＝Ｎ／２の関係がある。There is a relationship of W=N/2.

なお、以下の説明において高調波とは基本波を含むもの
とし、基本波は第１高調波とする。Note that in the following description, harmonics include the fundamental wave, and the fundamental wave is assumed to be the first harmonic.

この高調波合成方式による電子楽器は、例えば第１図に
示すように構成されている。An electronic musical instrument based on this harmonic synthesis method is configured as shown in FIG. 1, for example.

同図において、１は鍵盤部に設けられたキースイッチ回
路であつて、鍵盤部の各鍵に対応したキースイッチを有
し、ある鍵が押鍵されると対応するキースイッチが動作
し、その出力線に論理値“゜１゛の信号を出力するよう
に構成されている。このキースイッチ回路１には単音優
先回路が内蔵されており、同時に２個以上のキースイッ
チが動作した場合、優先順位の高いキースイッチに対応
する出力線にのみ６゜１゛信号が出力されるようになつ
ている。キースイッチ回路１の各キースイッチに対応す
る出力線は、各鍵の音高に対応した周波数ナンバＲが記
憶されている周波数ナンバメモリ２の入力側に接続され
ており、ある鍵や押鍵されるとキースイッチ回路１の出
力によつてアドレスされて周．゛波数ナンバメモリ２か
らその鍵の音高に対応した周波数ナンバＲが読み出され
る。一方、クロック発振器３は一定周期のクロックパル
ス忙を出力しており、このクロックパルスＴｃはカウン
タ４においてＷ分周されて計算区間タイ・ミング信号収
となる。In the figure, 1 is a key switch circuit provided in the keyboard section, which has key switches corresponding to each key of the keyboard section. When a certain key is pressed, the corresponding key switch is activated. It is configured to output a signal with a logical value of "゜1" to the output line.This key switch circuit 1 has a built-in single tone priority circuit, and when two or more key switches operate at the same time, priority is given to the key switch circuit 1. The 6゜1゛ signal is output only to the output line corresponding to the high-ranking key switch.The output line corresponding to each key switch of the key switch circuit 1 is connected to the output line corresponding to the pitch of each key. It is connected to the input side of the frequency number memory 2 in which the frequency number R is stored, and when a certain key or key is pressed, it is addressed by the output of the key switch circuit 1 and the frequency number is stored from the frequency number memory 2. A frequency number R corresponding to the pitch of the key is read out. On the other hand, the clock oscillator 3 outputs a clock pulse with a constant period, and this clock pulse Tc is divided by W in the counter 4 to calculate the calculation interval timing. It becomes a signal loss.

この場合、Ｒｗョは合成しようとする高調波の総数であ
つて、例えば第１６高調波まで合成する場合はＲＷ＝１
６Ｊとなる。このようにして作られた計算区間タイミン
グ信号Ｔｘはゲート５に供給される。このゲート５は計
算区間タイミング信号収が供給される毎に開いて周波数
ナンバメモリ２から出力される周波数ナンバＲを音程区
間加算器６に供給する。音程区間加算器６はゲート５を
介して周波数ナンバＲが供給される毎（すなわち計算区
間タイミング信号収が発生する毎）に該周波数ナンバＲ
を累算して１Ｒ．．２Ｒ１訳・・・・ ・・と増加する
累算値ＱＲを出力する。そして、音程区間加算器６は累
算値ＱＲが該加算器６のモジユロ（法）Ｎを超えるとオ
ーバフローして、以後は計算区間タイミング信号Ｔｘが
発生される毎に再び同様な累算動作を行なう。このよう
に、計算区間タイミング信号欲の発生毎に変化する累算
値ＱＲは、クロックパルスＴｃによつてゲ７−ト制御さ
れるゲート７を介して高調波区間加算器８に供給される
。この場合、クロックパルスＴｃは計算区間タイミング
信号収のＷ倍の周波数を有しているために計算区間タイ
ミング信号Ｔｘの１周期間にゲート７はＷ回開かれるこ
とになる。このｌ結果、高調波区間加算器８はクロック
パルスたの発生毎にゲート７から出力される累算値ＱＲ
を順次加算してその累算値ＮｑＲを出力する。そして、
高調波区間加算器８はＷ回の累算を完了すると、計算区
間タイミング信号徴によつてリセットされ以後同様な動
作を行なう。従つて、この高調波区間加算器８は、計算
区間タイミング信号Ｔｘの１周期の間にクロックパルス
忙にしたがつて順次増加する累算値ＮｑＲ（ｎ＝１、２
、３・・・ ・・Ｗ）を発生していることになる。この
累算値ＮｑＲは、メモリ●アドレス・デコーダ９におい
てデコードされ、このデコード出力が正弦波波形１周期
の順次サンプル点振幅値を各アドレスに記憶している正
弦関数メモ！川０にアドレス信号として供給され、該メ
モｌ川０から正弦振幅値Ｓｉ弓：ＱＲを読み出す。上記
の説明から明らかなように、音程区間加算器６の累算値
ＱＲは、楽音波形振幅の計算すべき順次サンプル点を示
し、また高調波区間加算器８の累算値ＮｑＲは現在計算
中のサンプル点ＱＲにおけるｎ次高調波の位相を表わす
ことになる。この結果、正弦関数メモリ１０からは当該
サンプル点ＱＲにおける各高調波（基本波を含む）の正
弦振幅値Ｓ′７Ｒ（ｎ＝１、２・・・ ・・・Ｗ）が基
本波１ｎ■Ｎｑ（第１高調波）、第２高調波、 ・・
・・第Ｗ高調波の順で順次発生される。In this case, Rwyo is the total number of harmonics to be synthesized; for example, when synthesizing up to the 16th harmonic, RW=1
It becomes 6J. The calculation interval timing signal Tx generated in this way is supplied to the gate 5. This gate 5 opens every time the calculation interval timing signal signal is supplied, and supplies the frequency number R output from the frequency number memory 2 to the pitch interval adder 6. The pitch section adder 6 adds the frequency number R every time the frequency number R is supplied via the gate 5 (that is, every time the calculation section timing signal collection occurs).
Accumulate 1R. ．． 2R1 translation... Outputs the cumulative value QR that increases. Then, the interval adder 6 overflows when the accumulated value QR exceeds the modulus N of the adder 6, and thereafter repeats the same accumulation operation every time the calculation interval timing signal Tx is generated. Let's do it. In this way, the accumulated value QR, which changes with each occurrence of the calculation interval timing signal, is supplied to the harmonic interval adder 8 via the gate 7 which is gate-controlled by the clock pulse Tc. In this case, since the clock pulse Tc has a frequency W times that of the calculation interval timing signal, the gate 7 is opened W times during one period of the calculation interval timing signal Tx. As a result of this, the harmonic interval adder 8 outputs the accumulated value QR from the gate 7 every time a clock pulse occurs.
are added sequentially and the cumulative value NqR is output. and,
When the harmonic section adder 8 completes W accumulations, it is reset by the calculation section timing signal and performs the same operation thereafter. Therefore, this harmonic section adder 8 has an accumulated value NqR (n=1, 2
, 3...W). This accumulated value NqR is decoded in the memory address decoder 9, and the decoded output is a sine function memo in which sequential sample point amplitude values of one period of the sine waveform are stored in each address. A sine amplitude value Si:QR is read from the memory 0 as an address signal. As is clear from the above explanation, the cumulative value QR of the pitch interval adder 6 indicates the sequential sample points at which the musical waveform amplitude should be calculated, and the cumulative value NqR of the harmonic interval adder 8 indicates that the musical waveform amplitude is currently being calculated. represents the phase of the n-th harmonic at the sample point QR. As a result, the sine amplitude value S'7R (n=1, 2...W) of each harmonic (including the fundamental wave) at the sample point QR is obtained from the sine function memory 10 as the fundamental wave 1n■Nq (1st harmonic), 2nd harmonic,...
...is generated sequentially in the order of the W-th harmonic.

この楊合、計算される楽音波形のサンプル点は計算区間
タイミング信号Ｔｘの発生毎に順次移行していくもので
あるが、次にどのサンプル点に移行すべきかは周波数ナ
ンバＲによつて決まるものであり、この周波数ナンバＲ
は操作鍵の音高に比例したものである。したがつて、正
弦関数メモリ１０からは操作鍵の音高に対応した各高調
波の正弦振幅値（Ｓ′７ｒｑＲ）が順
１ｎｗｒ１次時分割的に発生される。In this case, the sample points of the musical sound waveform to be calculated shift sequentially every time the calculation interval timing signal Tx is generated, but which sample point to shift to next is determined by the frequency number R. and this frequency number R
is proportional to the pitch of the operating key. Therefore, from the sine function memory 10, the sine amplitude values (S'7rqR) of each harmonic corresponding to the pitch of the operating key are sequentially stored.
1nwr is generated in a primary time division manner.

一方、メモリアドレス制御装置１１はモジユロ（法）Ｗ
のカウンタによつて構成されており、カウンタ４に同期
してクロックパルスＴｃを順次カウントしてそのカウン
ト値を高調波係数メモリ１２にアドレス信号ｎとして出
力する。On the other hand, the memory address control device 11 is modulo W.
The counter 4 sequentially counts clock pulses Tc in synchronization with the counter 4 and outputs the count value to the harmonic coefficient memory 12 as an address signal n.

高調波係数メモｌ川２には、所望の楽音音色を得るため
に最適な各高調波の振幅値に対応した高調波振幅係数Ｃ
ｎが各アドレスに記憶されており、メモリアドレス制御
装置１１からクロックパルスＴｃに同期して順次変化す
るアドレス信号ｎ（高調波の次数を示す）が供給される
と、各アドレスに記憶されている各高調波の振幅値を設
定する高調波振幅係数Ｃｎが順次読み出される。この高
調波振幅係数Ｃｎは高調波振幅乗算器１３に出力される
。高調波振幅乗算器１３は、正弦関数メモリ１０から順
次サンプル点毎に時分割的に読み出される各高調波の正
弦振幅値Ｓｊ弓：ＱＲと各高調波別に設定された高調波
振幅係数Ｃｎとを乗算してその乗算値Ｆｎ＝ＣｎＳｉｎ
？ＮｑＲを累算器１４に供給する。この場合、メモリア
ドレス制御装置１１は高調波区間加算器８と同期してい
るために、各高調波別に順次読み出される高調波振幅係
数Ｃｎは対応する高調波正弦振幅値Ｓ′７ｑＲに乗算さ
れ、これによつ １ｎｗ−Ｔ１て各高調波別の振
幅値Ｆｎの設定が行なわれる。Harmonic coefficient memo 1 River 2 contains the harmonic amplitude coefficient C corresponding to the optimum amplitude value of each harmonic to obtain the desired musical timbre.
n is stored in each address, and when an address signal n (indicating the harmonic order) that changes sequentially in synchronization with the clock pulse Tc is supplied from the memory address control device 11, the address signal n is stored in each address. A harmonic amplitude coefficient Cn that sets the amplitude value of each harmonic is sequentially read out. This harmonic amplitude coefficient Cn is output to the harmonic amplitude multiplier 13. The harmonic amplitude multiplier 13 calculates the sine amplitude value Sj:QR of each harmonic, which is sequentially read out from the sine function memory 10 in a time-division manner for each sample point, and the harmonic amplitude coefficient Cn set for each harmonic. Multiply the product value Fn=CnSin
? NqR is supplied to accumulator 14. In this case, since the memory address control device 11 is synchronized with the harmonic section adder 8, the harmonic amplitude coefficient Cn sequentially read out for each harmonic is multiplied by the corresponding harmonic sine amplitude value S'7qR, As a result, the amplitude value Fn for each harmonic is set by 1nw-T1.

累算器１４は高調波振幅乗算器１３から出力される各高
調波別の振幅値Ｆｎを順次累算する。そして、計算区間
タイミング信号Ｔｘが発生されると、ゲート１５が開い
て累算器１４の累算値（楽音波形のある順次サンプル点
における振幅値を表わしている）をＤ−Ａ変換器１６に
出力するとともに、累算器１４がリセットされて次の順
次サンプル点における振幅値計算のために再び前述と同
様な累算動作を行う。従つて、Ｄ−Ａ変換器１６には、
押下鍵の音高に対応した周期で、かつ各高調波振幅係数
Ｑｎにより設定される波形形状の楽音波形のサンプル点
における振幅値（デジタル信号）が計算区間タイミング
信号欲の発生毎に入力されることになり、そしてこのデ
ジタル振幅値をアナログ信号に変換してサウンドシステ
ム１７に供給することにより押下鍵に対応した音高でか
つ高調波係数メモリ１２に記憶された高調波振幅係数Ｃ
ｎに対応した音色の楽音が発生される。一方、発生楽音
に対する振幅エンベロープの付与は次のようにして行な
われる。すなわち、サウンドシステム１７には、いずれ
かの鍵が押鍵された時にキースイッチ回路１から出力さ
れるキーオン信号ＫＯＮによつて動作を開始するエンベ
ロー゛プ波形発生器が設けられており、このエンベロー
プ波形発生器から出力されるエンベロープ波形が楽音信
号に乗算されて発生楽音にアタック、サステイン、デイ
ケイ等の振幅エンベロープが付与される。なお、このよ
うな構成による電子楽器は、特開昭４８−９０２１７号
に開示されているため、その各部の具体的な構成および
動作の説明は省略する。The accumulator 14 sequentially accumulates the amplitude value Fn of each harmonic output from the harmonic amplitude multiplier 13. Then, when the calculation interval timing signal Tx is generated, the gate 15 opens and the accumulated value of the accumulator 14 (representing the amplitude value at a certain sequential sample point of the musical sound waveform) is sent to the D-A converter 16. At the same time, the accumulator 14 is reset and the same accumulation operation as described above is performed again in order to calculate the amplitude value at the next sequential sample point. Therefore, in the D-A converter 16,
An amplitude value (digital signal) at a sample point of a musical waveform with a period corresponding to the pitch of the pressed key and a waveform shape set by each harmonic amplitude coefficient Qn is input every time a calculation interval timing signal occurs. Then, by converting this digital amplitude value into an analog signal and supplying it to the sound system 17, a harmonic amplitude coefficient C with a pitch corresponding to the pressed key and stored in the harmonic coefficient memory 12 is obtained.
A musical tone having a tone corresponding to n is generated. On the other hand, an amplitude envelope is applied to a generated musical tone in the following manner. That is, the sound system 17 is provided with an envelope waveform generator that starts operating in response to the key-on signal KON output from the key switch circuit 1 when any key is pressed. The envelope waveform output from the waveform generator is multiplied by the musical tone signal, and amplitude envelopes such as attack, sustain, and decay are imparted to the generated musical tone. Incidentally, since an electronic musical instrument having such a structure is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 48-90217, a detailed explanation of the structure and operation of each part thereof will be omitted.

Ｂ従来技術の欠点以上の説明から明らかなように、上述
した従来）の高調波合成方式の電子楽器は、楽音の発生
時から終了時まで押下鍵の音高に対応した周波数で、か
つ高調波係数メモリに記憶した高調波振幅係数Ｃｎによ
つて設定される音色の楽音波形に音量エンベロープを付
与して楽音を発生している。従つ５て、この楽音は音量
エンベロープが変化するのみで、その波形形状は楽音の
発生時から終了時に至るまで同一のものの繰り返しとな
り、この結果、発生楽音の音色は常に同じで変化しない
ものとなる。ところが、一般に自然楽器の発生音楽は、
発θ音開始時から終了時に至るまでの間において、その
音色（波形形状）が微妙に変化しており、これによつて
自然性のある豊かな音となつている。したがつて、上述
した従来の高調波合成方式の電子楽器では、発生楽音に
自然楽器のような豊かさがなく、極めて単調な演奏音と
なつてしまう欠点を有している。Ｃ この発明の特徴 この発明は、上述した従来技術の欠点に鑑みなされたも
ので、簡単な構成で、楽音波形の音色が時間的に変化す
る自然性のある豊かな楽音が得られるようにした高調波
合成方式の電子楽器を提供することを目白勺とする。B. Disadvantages of the Prior Art As is clear from the above explanation, the electronic musical instrument using the harmonic synthesis method of the prior art described above generates harmonics at a frequency corresponding to the pitch of the pressed key from the time the musical tone is generated to the end. A musical tone is generated by adding a volume envelope to a musical waveform of a tone set by a harmonic amplitude coefficient Cn stored in a coefficient memory. Therefore, only the volume envelope of this musical tone changes, and the waveform shape is the same repeatedly from the time the musical tone is generated to the end, and as a result, the timbre of the generated musical tone is always the same and does not change. Become. However, in general, the music generated by natural instruments is
The timbre (waveform shape) changes subtly from the beginning to the end of the θ sound, resulting in a natural and rich sound. Therefore, the above-mentioned conventional harmonic synthesis electronic musical instruments have the disadvantage that the generated musical sounds do not have the richness of natural musical instruments, resulting in extremely monotonous performance sounds. C Features of the Invention This invention was made in view of the above-mentioned drawbacks of the prior art, and it is possible to obtain natural and rich musical tones in which the timbre of the musical waveform changes over time with a simple configuration. Our goal is to provide electronic musical instruments using harmonic synthesis.

このため、この発明においては、各高調波成分のうち所
定の成分毎にそれぞれ設定された深さ変動係数および位
相変動係数を発生し、この位相変動係数によつて所望の
周期信号を変動制御して所定の成分毎に変更制御された
変更周期信号を形成し、この変更周期信号と深さ変動係
数とに基づいて所定の成分毎の変動信号を形成し、この
変動信号によつて対応する高調波成分のレベルを制御す
るようにしたものである。Therefore, in the present invention, a depth variation coefficient and a phase variation coefficient are generated for each predetermined component among each harmonic component, and a desired periodic signal is fluctuated and controlled by the phase variation coefficient. A change period signal is formed which is controlled to change for each predetermined component, a fluctuation signal for each predetermined component is formed based on this change period signal and the depth variation coefficient, and a corresponding harmonic is determined by this fluctuation signal. It is designed to control the level of wave components.

以下、図面を用いてこの発明による電子楽器の実施例に
ついて詳細に説明する。Embodiments of the electronic musical instrument according to the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

Ｄ この発明の実施例 （１）実施例の構成説明 第２図はこの発明による電子楽器の一実施例を示すブロ
ック図であつて、第１図と同一部分は同一記号を用いて
その説明を省略する。D Embodiments of the present invention (1) Explanation of configuration of the embodiments FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the electronic musical instrument according to the present invention, and the same parts as in FIG. 1 will be explained using the same symbols. Omitted.

同図において、２０はクロック発振器３から出力さ２れ
る所定周期のクロックパルスＴｃをカウントして合成し
ようとする各高調波成分の次数を示す次数信号ｎを出力
するカウンタ、２１は発生楽音の音色を設定するための
演奏者によつて操作される音色設定器、２２は低周波数
のパルス信３号を出力する低周波発振器、２３は低周波
発振器２２の出力パルス信号をカウントしそのカウント
出力を周期信号βｒとして出力するモジユ口（法）Ｗ″
のカウンタ、２４は各高調波成分の振幅値の変動幅（１
〜０）を示す深さ変動係３数Ｍ（イ）≦Ｍ≦１）と、前
記周期信号βｒの位相変動を示す位相変動係数αを各ア
ドレスにそれぞれ異なる値で記憶している変動係数メモ
リてあつて、この変動係数メモリ２４はカウンタ２０か
ら出力される次数信号ｎおよび音色設定４【器２１から
出力される音色設定信号Ｔｓによつてアドレスされてそ
の記憶内容が読み出され、この読み出された深さ変動係
数Ｍおよび位相変動係数αは各高調波次数毎に値の異な
る深さ変動係数信号Ｍｎおよび位相変動係数信号αｎと
して出力される。２５はカウンタ２３から出力される周
期信号βｒに変動係数メモリ２４から出力される位相変
動係数信号αｎを加算して各高調波毎に異なる異位相周
期信号θＮｒ（＝αｎ＋βｒ）を出力する加算器、２６
は加算器２５から出力される異位相周期信号θＮｒによ
つてアドレスされ、０ｎｒに対応した変更周期信号とし
ての位相関数信号ｇ（θＮｒ）が読み出される位相関数
メモ１八２７は変動係数メモリ２４から出力される深さ
変動係数信号Ｍｎと位相関数メモリ２６から出力される
位相関数信号ｇ（θＮｒ）とを乗算してその乗算値を各
高調波次数毎の変動信号として出力する乗算器、２８は
高調波係数メモリ１２から出力される高調波振幅係数Ｃ
ｎに乗算器２７から出力される変動信号を乗じてその乗
算値を各高調波次数毎に異位相および異深さの変動が付
与された変動高調波振幅係数Ｃｎ″（Ｃｎ″＝Ｃｎ−Ｍ
ｎ−ｇ（θＮｒ））として高調波振幅乗算器１３に供給
する乗算器である。In the figure, 20 is a counter that counts clock pulses Tc of a predetermined period output from the clock oscillator 3 and outputs an order signal n indicating the order of each harmonic component to be synthesized, and 21 is a timbre of the generated musical tone. 22 is a low frequency oscillator that outputs a low frequency pulse signal No. 3; 23 is a low frequency oscillator that counts the output pulse signal of the low frequency oscillator 22 and outputs the count output; Modulus W″ output as periodic signal βr
counter 24 is the fluctuation range of the amplitude value of each harmonic component (1
a variation coefficient memory that stores three depth variation coefficients M(A)≦M≦1) indicating a value of ~0) and a phase variation coefficient α indicating a phase variation of the periodic signal βr as different values at each address; The variation coefficient memory 24 is addressed by the order signal n output from the counter 20 and the timbre setting signal Ts output from the timbre setting 4 [device 21], and its stored contents are read out. The derived depth variation coefficient M and phase variation coefficient α are output as a depth variation coefficient signal Mn and a phase variation coefficient signal αn, which have different values for each harmonic order. 25 is an adder that adds the phase variation coefficient signal αn output from the variation coefficient memory 24 to the periodic signal βr output from the counter 23 and outputs a different phase periodic signal θNr (=αn+βr) that differs for each harmonic. , 26
is addressed by the different phase periodic signal θNr outputted from the adder 25, and the phase function memo 18 27 from which the phase function signal g(θNr) as a changed periodic signal corresponding to 0nr is read out is the variation coefficient memory 24. a multiplier 28 that multiplies the depth variation coefficient signal Mn output from the phase function memory 26 by the phase function signal g (θNr) output from the phase function memory 26 and outputs the multiplied value as a variation signal for each harmonic order; is the harmonic amplitude coefficient C output from the harmonic coefficient memory 12
n is multiplied by the fluctuation signal output from the multiplier 27, and the multiplied value is calculated as a fluctuation harmonic amplitude coefficient Cn″ (Cn″=Cn− M
This is a multiplier that supplies harmonic amplitude multiplier 13 as n−g(θNr)).

２）この実施例の動作説明 このように構成された電子楽器において、鍵盤部である
鍵が押鍵されると、対応するキースイッチが閉じて、キ
ースイッチ回路１の対応する出力線に゜“１゛信号が出
力される。2) Description of operation of this embodiment In the electronic musical instrument configured as described above, when a key in the keyboard section is pressed, the corresponding key switch closes and the corresponding output line of the key switch circuit 1 is 1゛ signal is output.

このキースイッチ回路１の出力信号は、周波数ナンバメ
モリ２をアドレスして押下鍵の音高に対応した周波数ナ
ンバＲを読み出して出力する。この周波数ナンバＲは、
クロック発振器３から出力される一定周期のクロックパ
ルスＴｃをカウンタ４においてＷ分周して作られた計算
区間タイミング信号徴によつて開となるゲート５を介し
て音程区間加算器６に供給される。音程区間加算器６は
計算区間タイミング信号欲の発生毎に供給される周波数
ナンバＲを順次加算し、累算値ＱＲを出力する。この累
算値ＱＲはクロックパルス屓こよつて開となるゲート７
を介して高調波区間加算器８に供給され、この高調波区
間加算器８は累算値ＱＲを計算区間タイミング信号Ｔｘ
の一周期内においてクロックパルスＴｃのタイミングで
１ｑＲ．．２ｑＲ．．３ｑＲ・・・・・・・と順次加算
して、各高調波（基本波を含む）の当該サンプル点にお
ける正弦波振幅値の位相を指定する累算値ＮｑＲを発生
する。この累算値ＮｑＲは、メモリ◆アドレス・デコー
ダ９においてデコードされた後、正弦関数メモｌ川０を
アドレスして各高調波の正弦振幅値ＳｊｑＲを時分割的
に読 ＩｎＷ−ｒｌみ出す。The output signal of the key switch circuit 1 addresses the frequency number memory 2 to read out and output the frequency number R corresponding to the pitch of the pressed key. This frequency number R is
A clock pulse Tc of a constant period outputted from a clock oscillator 3 is divided by W in a counter 4, and is supplied to a pitch interval adder 6 via a gate 5 which is opened in response to a calculation interval timing signal signature. . The pitch interval adder 6 sequentially adds the frequency numbers R supplied each time a calculation interval timing signal is generated, and outputs an accumulated value QR. This accumulated value QR is determined by the gate 7 which is opened upon receiving the clock pulse.
The harmonic section adder 8 outputs the cumulative value QR to the calculation section timing signal
1qR. at the timing of clock pulse Tc within one cycle of ．． 2qR. ．． 3qR . After this accumulated value NqR is decoded in the memory address decoder 9, the sine function memory 1 is addressed and the sine amplitude value SjqR of each harmonic is time-divisionally read out.

このような動作は、計算区間タイミング信号汲の発生毎
に、押下鍵音高に対応した楽音波形の各サンプル点に対
して同様に行なわれる。一方、カウンタ２０はクロック
発振器３から出力されるクロックパルス忙をカウントし
、そのカウント出力を次数信号ｎとして高調波係数メモ
リ１２および変動係数メモリ２４にアドレス信号として
供給する。また、音色設定器２１は演奏者によつて予め
設定された音色情報に基づいた音色設定信号Ｔｓを高調
波係数メモリ１２および変動係数メモリ２４に供給する
。この結果、高調波係数メモリ１２からは音色設定信号
Ｔｓに対応したメモリグループで、次数信号ｎに対応し
たアドレスに記憶された高調波振幅係数Ｃｎが読み出さ
れる。また、変動係数メモリ２４からも音色設定信号Ｔ
ｓに対応したメモリグループで、次数信号ｎに対応した
アドレスに記憶された深さ変動係数Ｍおよび位相変動係
数αが読み出され、この深さ変動係数Ｍおよび位相変動
係数αは各高調波次数毎に異なる深さ変動係数信号Ｍｎ
および位相変動係数信号αｎとして出力される。他方、
低周波発振器２２から出力される低周波のパルス信号を
カウントしているカウンタ２３は、低周波パルス信号周
期で順次変化するカウント値を周期信号βｒとして出力
し、この周期信号βｒを加算器２５の一方の加算入力に
常時供給している。Such operations are similarly performed for each sample point of the musical sound waveform corresponding to the pressed key pitch every time the calculation interval timing signal is generated. On the other hand, the counter 20 counts the number of clock pulses output from the clock oscillator 3, and supplies the count output as an order signal n to the harmonic coefficient memory 12 and the variation coefficient memory 24 as an address signal. Furthermore, the timbre setting device 21 supplies a timbre setting signal Ts based on timbre information preset by the performer to the harmonic coefficient memory 12 and the variation coefficient memory 24. As a result, the harmonic amplitude coefficient Cn stored at the address corresponding to the order signal n in the memory group corresponding to the timbre setting signal Ts is read out from the harmonic coefficient memory 12. In addition, the timbre setting signal T is also output from the variation coefficient memory 24.
In the memory group corresponding to s, the depth variation coefficient M and the phase variation coefficient α stored at the address corresponding to the order signal n are read out, and the depth variation coefficient M and phase variation coefficient α are calculated according to each harmonic order. Depth variation coefficient signal Mn that is different for each
and output as a phase variation coefficient signal αn. On the other hand,
The counter 23 that counts the low frequency pulse signals output from the low frequency oscillator 22 outputs a count value that changes sequentially in the low frequency pulse signal period as a periodic signal βr, and this periodic signal βr is sent to the adder 25. It is constantly supplied to one addition input.

そして、加算器２５の他方の加算入力に変動係数メモリ
２４から位相変動係数信号αｎが入力されると、加算器
２５は周期信号βｒに位相変動係数信号αｎを加算して
、その加算出力を各高調波次数毎に異なる異位相周期信
号θＮｒ（＝αｎ＋βｒ）として出力する。この場合、
周期信号βｒを出力するカウンタ２３と変動係数メモリ
２４をアドレスするカウンタ２０とは互に非同期関係で
しかもカウントレートも異なるため、周期信号βｒと位
相変動係数信号αｎの変化態様は互に異なつたものとな
る。つまり、位相変動係数信号αｎの側からみれば、こ
の信号αｎが同一次数のものであつても周期信号βｒの
値は時間経過に伴つて異なることになる。今仮に、加算
器２５の一方の加算入力に同一次数の位相変動係数信号
αｎが入力され続けられているものとすると、加算器２
５からは時間的に変化する周期信号が出力されることに
なる。従つて、加算器２５は各次数毎に異なる時間的変
化をする出力信号を異位相周期信号θＮｒとして出力す
る。この異位相周期信号０ｎｒは位相関数メモリ２６に
アドレス信号として入力され、位相関数メモリ２６から
は異位相周期信号θＮｒによつて指定されたアドレスに
記憶されている位相関数信号ｇ（θＮｒ）が読み出され
る。この場合、位相関数信号ｇ（０ｎｒ）は時間的に、
また高調波次数毎に異るものとなる。そして、位相関数
メモリ２６から出力された位相関数信号ｇ（０ｎｒ）と
変動係数メモリ２４から出力された深さ変動係数信号Ｍ
ｎは乗算器２７において乗算され、その乗算値Ｍｎ−ｇ
（θＮｒ）が各高調波次数毎の振幅変動要素と時間的変
動要素とを合成した変動信号として乗算器２８に入力さ
れる。乗算器２８は高調波係数メモリ１２から読み出さ
れた高調波振幅係数Ｃｎに乗算器２７から出力された変
動信号Ｍｎ−ｇ（０ｎｒ）を乗じて、その乗算値Ｃｎ・
Ｍｎ−ｇ（θＮｒ）を各高調波次数毎に振幅変動要素と
時間的変動要素の付与された変動高調波振幅係数Ｃｎ″
として高調波振幅乗算器１３に入力する。このようにし
て高調波振幅乗算器１３に入力された変動高調波振幅係
数Ｃｎ″は、正弦関数メモリ１０から出力された対応す
る高調波の正弦７振幅値ＳｉｎトＱＲと乗算され、これ
によつて各高調波別の振幅値Ｆｎが設定される。Then, when the phase variation coefficient signal αn is input from the variation coefficient memory 24 to the other addition input of the adder 25, the adder 25 adds the phase variation coefficient signal αn to the periodic signal βr, and outputs the addition output to each It is output as a different phase periodic signal θNr (=αn+βr) for each harmonic order. in this case,
Since the counter 23 that outputs the periodic signal βr and the counter 20 that addresses the variation coefficient memory 24 are asynchronous with each other and have different count rates, the periodic signal βr and the phase variation coefficient signal αn change in different ways. becomes. That is, from the perspective of the phase variation coefficient signal αn, even if the signal αn is of the same order, the value of the periodic signal βr differs over time. Now, suppose that the phase variation coefficient signal αn of the same order continues to be input to one addition input of the adder 25.
5 outputs a periodic signal that changes over time. Therefore, the adder 25 outputs an output signal that changes over time differently for each order as a different phase periodic signal θNr. This different phase periodic signal 0nr is input as an address signal to the phase function memory 26, and from the phase function memory 26, the phase function signal g(θNr) stored at the address specified by the different phase periodic signal θNr is output. is read out. In this case, the phase function signal g(0nr) is temporally
Moreover, it differs for each harmonic order. Then, the phase function signal g (0nr) outputted from the phase function memory 26 and the depth variation coefficient signal M outputted from the variation coefficient memory 24.
n is multiplied in the multiplier 27, and the multiplied value Mn-g
(θNr) is input to the multiplier 28 as a fluctuation signal obtained by combining the amplitude fluctuation element and the temporal fluctuation element for each harmonic order. The multiplier 28 multiplies the harmonic amplitude coefficient Cn read out from the harmonic coefficient memory 12 by the fluctuation signal Mn-g (0nr) output from the multiplier 27, and obtains the multiplied value Cn.
Mn-g(θNr) is the fluctuating harmonic amplitude coefficient Cn″, which is given the amplitude fluctuation element and the temporal fluctuation element for each harmonic order.
It is input to the harmonic amplitude multiplier 13 as a harmonic amplitude multiplier. The fluctuating harmonic amplitude coefficient Cn'' input to the harmonic amplitude multiplier 13 in this way is multiplied by the sine 7 amplitude value Sint QR of the corresponding harmonic output from the sine function memory 10, and thereby Then, the amplitude value Fn for each harmonic is set.

そして、この振幅値Ｆｎは累算器１４において順次累算
され、その累算値は計算区間タイミング信号Ｔｘの発５
生毎にゲート１５を介してＤ−Ａ変換器１６に供給され
、サウンドシステム１７から楽音として発音される。こ
の場合、サウンドシステム１７の発生楽音は、各高調波
の正弦振幅値Ｓｉ÷ＱＲに乗算する高調波振幅係数Ｃｎ
が各高調波次数毎に異なる振幅変動要素と時間的変動要
素の付与された変動高調波振幅係数Ｑｎ″であるために
時間的に音色が変化し、音に厚みのある豊かなものとな
る。Then, this amplitude value Fn is sequentially accumulated in the accumulator 14, and the accumulated value is the output value of the calculation interval timing signal Tx.
Each sound is supplied to a D-A converter 16 via a gate 15, and produced as a musical tone by a sound system 17. In this case, the musical tone generated by the sound system 17 is a harmonic amplitude coefficient Cn multiplied by the sine amplitude value Si÷QR of each harmonic.
is a variable harmonic amplitude coefficient Qn'' to which different amplitude variation elements and temporal variation elements are added for each harmonic order, so the tone changes over time, making the sound thick and rich.

なお、この実施例の場合において発生楽音に振幅変動要
素と時間的変動要素を付与するための深さ変動係数Ｍお
よび位相変動係数αは、高調波振幅係数Ｃｎおよびカウ
ンタ２３から出力される周期信号βｒをそれぞれ若干変
動させるだけであるために高い精度の数値である必要は
ない。In this embodiment, the depth variation coefficient M and the phase variation coefficient α for imparting an amplitude variation element and a time variation element to the generated musical tone are based on the harmonic amplitude coefficient Cn and the periodic signal output from the counter 23. Since βr is only slightly varied, it does not need to be a highly accurate numerical value.

従つて、変動係数メモリ２４および位相関数メモリ２６
も高い精度のメモリを使用しなくてよくなり、結果的に
簡単な構成で発生楽音に振幅変動要素と時間的変動要素
を付与することができる。Ｅ この発明の他の実施例 第３図はこの発明による他の実施例を示す高調波合成方
式の電子楽器のブロック図であり、第２図と同一部分は
同一記号を用いてその説明は省略する。Therefore, the coefficient of variation memory 24 and the phase function memory 26
It is also no longer necessary to use a highly accurate memory, and as a result, it is possible to add amplitude fluctuation elements and time fluctuation elements to generated musical tones with a simple configuration. E Other Embodiments of the Invention Fig. 3 is a block diagram of a harmonic synthesis electronic musical instrument showing another embodiment of the invention, and the same parts as in Fig. 2 are given the same symbols and their explanations are omitted. do.

同図において、第２図との相違点は第２図における変動
係数メモリ２４から出力される深さ変動係数信号Ｍｎと
位相関数メモリ２６から出力される位相関数信号ｇ（θ
Ｎｒ）とを乗算する乗算器１７を削除するとともに、位
相関数メモリ２６に代えて深さ変動係数信号Ｍｎと加算
器２５から出力される異位相周期信号θＮｒとによつて
アドレスされ、ＭｎとθＮｒに対応した変動関数信号ｇ
（ＭｎｌθＮｒ）を発生する変動関数メモリ２９を設け
、この変動関数メモリ２９から発生される変動関数信号
ｇ（ＭｎｌθＮｒ）を乗算器２８に供給するようにした
ことである。従つて、このような構成においても第２図
に示した実施例と同様な効果を得ることができる。とく
に、この実施例の場合には、乗算器が１個少なくなるた
め、高調波振幅係数Ｃｎに変動要素を付与するための演
算時間が！短くなるという利点がある。Ｆ この発明に
よるさらに他の実施例 第４図はこの発明によるさらに他の実施例を示す高調波
合成方式の電子楽器のブロック図マあり、第２図と同一
部分は同一記号を用いてその説こ明は省略する。2, the difference from FIG. 2 is the depth variation coefficient signal Mn output from the variation coefficient memory 24 and the phase function signal g(θ
The multiplier 17 that multiplies Mn and Variation function signal g corresponding to θNr
(MnlθNr) is provided, and the variation function signal g(MnlθNr) generated from the variation function memory 29 is supplied to the multiplier 28. Therefore, even in such a configuration, the same effects as the embodiment shown in FIG. 2 can be obtained. In particular, in the case of this embodiment, since the number of multipliers is reduced by one, the calculation time for adding a variable element to the harmonic amplitude coefficient Cn is reduced! It has the advantage of being shorter. F Yet another embodiment according to the present invention Fig. 4 is a block diagram of an electronic musical instrument using a harmonic synthesis method showing still another embodiment according to the present invention. The details are omitted.

同図において、１２″は高調波振幅係数Ｃｎを対数化し
た対数高調波振幅係数１０ｇＣｎとして記憶している高
調波係数メモｌ八２４″は深さ変動係数Ｍを対数化した
対数深さ変動係数１０ｇＭおよび自然数の位相変動係数
αを各アドレ４スに異なる値で記憶している変動係数メ
モｌ八２６″は加算器２５から出力される異位相周期信
号０ｎｒによつてアドレスされ、正弦関数ＲＳｊｎＯｎ
ｒ一１．ｊを対数化した対数位相関数信号１０ｇ（Ｓｉ
ｎＯｎｒ−１）として出力する対数位相関数メモリ、３
０は対数高調波振幅係数１０ｇｃｎ１対数深さ変動係数
信号１０ｇＭｎおよび対数位相関数信号１０ｇ（Ｓｉｎ
θ■−１）を加算してその加算値を対数変動高調振幅係
数１０ｇＣｎ″として出力する加算器、３１は加算器３
０から出力される対数変動高調波振幅係数１０ｇＣｎ″
を自然数の変動高調波振幅係数Ｃｎ″に変換する対数一
自然数変換器である。このように構成された電子楽器に
おいて、第２図に示した電子楽器と動作が異なる部分を
以下説明する。In the figure, 12'' is a logarithmic harmonic amplitude coefficient 10gCn obtained by logarithmizing the harmonic amplitude coefficient Cn. 824'' is a logarithmic depth variation coefficient obtained by logarithmizing the depth variation coefficient M. The variation coefficient memory 1826'' which stores the phase variation coefficient α of 10 gM and a natural number in different values at each address 4 is addressed by the different phase periodic signal 0nr output from the adder 25, and is a sine function. RSjnOn
r-1. Logarithmic phase function signal 10g (Si
logarithmic phase function memory outputting as nOnr-1), 3
0 is the logarithmic harmonic amplitude coefficient 10gcn1 the logarithmic depth variation coefficient signal 10gMn and the logarithmic phase function signal 10g (Sin
θ■-1) and outputs the added value as a logarithmic variation harmonic amplitude coefficient 10gCn''; 31 is an adder 3;
Logarithmic variation harmonic amplitude coefficient 10gCn″ output from 0
This is a logarithm-to-natural number converter that converts Cn'' into a fluctuating harmonic amplitude coefficient Cn'' of natural numbers. In the electronic musical instrument configured in this way, the parts that differ in operation from the electronic musical instrument shown in FIG. 2 will be described below.

まず、高調波係数メモリ１２″および変動係数メモリ２
４″力幼ウンタ２０から出力される次数信号ｎおよび音
色設定器２１から出力される音色７設定信号Ｔｓによつ
てアドレスされると、高調波係数メモリ１２″および変
動係数メモリ２４″からは該信号ｎおよびＴｓに対応し
たアドレスに記憶されている対数高調波振幅係数１０ｇ
ｃｎ１対数深さ変動係数信号１０ｇＭｎおよび自然数の
位相変動係数・信号αｎが出力される。First, harmonic coefficient memory 12'' and variation coefficient memory 2
When addressed by the order signal n output from the 4'' power counter 20 and the timbre 7 setting signal Ts output from the timbre setter 21, the corresponding harmonic coefficient memory 12'' and variation coefficient memory 24'' are Logarithmic harmonic amplitude coefficient 10g stored in addresses corresponding to signals n and Ts
A cn1 logarithmic depth variation coefficient signal 10gMn and a natural number phase variation coefficient/signal αn are output.

そして、これらの信号のうち対数高調波振幅係数１０ｇ
Ｃｎおよび対数深さ変動係数信号１０ｇＭｎは加算器３
０の加算入力に入力される。一方、カウンタ２３は低周
波発振器２２から出力される低周波のパルス信号をカウ
ントしてそのカウント出力を周期信号βｒとして出力し
、この周期信号βｒは加算器２５の一方の加算入力に常
時人力される。Of these signals, the logarithmic harmonic amplitude coefficient 10g
Cn and logarithmic depth variation coefficient signal 10gMn are added to adder 3.
It is input to the addition input of 0. On the other hand, the counter 23 counts the low-frequency pulse signals output from the low-frequency oscillator 22 and outputs the count output as a periodic signal βr, and this periodic signal βr is always manually input to one addition input of the adder 25. Ru.

そして、加算器２５の他方の加算入力に変動係数メモリ
２４″から自然数の位相変動係数信号αｎが入力される
と、加算器２５は周期信号βｒに位相変動係数信号αｎ
を加算してその加算値を異位相周期信号０ｎｒとして出
力する。この加算器２５から出力される異位相周期信号
θＮｒは対数位相関数メモリ２６″にアドレス信号とし
て入力され、対数位相関数メモリ２６″は対数位相関数
信号１０ｇ（ＳｌｎＯｎｒ−１）を出力してこの対数位
相関数信号１０ｇ（ＳｉｎＯｎｒ−１）を加算器３０の
加算入力に出力する。この結果、加算器３０は次の第２
式で示される加算動作を行い、その加算出力を対数一自
然数変換器３１に入力する。１０〆Ｗ＝１０ｇＣｎ＋１
０ｇＭｎ＋１０ｇ（ＳｉｎＯｎｒ−１） ＝１０ｇ
（Ｃｎ●Ｍｎ● （ＳｉｎＯｎｒ−１））
・・・・・（２）対数一自
然数変換器３１は、入力された加算器３０からの対数変
動高調波振幅係数１０ｇＣｎ″を自然数の変動高調波振
幅係数Ｃｎ″に変換して高調波振幅乗算器１３に入力す
る。When the natural number phase variation coefficient signal αn is input from the variation coefficient memory 24'' to the other addition input of the adder 25, the adder 25 converts the periodic signal βr into the phase variation coefficient signal αn.
are added and the added value is output as a different phase periodic signal 0nr. The different phase periodic signal θNr output from the adder 25 is input as an address signal to the logarithmic phase function memory 26'', and the logarithmic phase function memory 26'' outputs the logarithmic phase function signal 10g (SlnOnr-1). The logarithmic phase function signal 10g (SinOnr-1) is output to the addition input of the adder 30. As a result, the adder 30
The addition operation shown by the formula is performed, and the addition output is input to the logarithm-to-natural number converter 31. 10〆W=10gCn+1
0gMn+10g(SinOnr-1) =10g
(Cn●Mn● (SinOnr-1))
(2) The log-to-natural number converter 31 converts the input logarithmic fluctuation harmonic amplitude coefficient 10gCn'' from the adder 30 into a natural number fluctuation harmonic amplitude coefficient Cn'' to obtain the harmonic amplitude. Input to multiplier 13.

従つて、高調波振幅乗算器１３においては次の第３式で
示される乗算動作が行なわれ、その乗算値Ｆｎは累算器
１４で順次累算される。Ｆｎ＝Ｓｉｎ？ＮｑＲ−Ｃｎ″
・・・・（３）ここで、対数位相関数メモ
リ２６″に記憶されるθＮｒの正弦関数ＲＳｉｎＯｎｒ
上の対数値（対数位相関数信号）は異位相周期信号θＮ
ｒ叶のとき１Ｓｊｎ０ｎｒ上＝０となる対数値１０ｇ１
が記憶され、またθＮｒ＝÷のときＲＳｉｎＯｎｒ上＝
ー２となる対数値１０ｇＣｅｘｐ（−２）〕が記憶され
ている。従つて、高調波振幅乗算器１３の出力Ｆｎは、
０ｎｒ＝号のとき、Ｆｎ＝Ｓｊｎ？ＮｑＲ４Ｉｃｎ４Ｐ
ＭθＮｒ＋とき、Ｆｎ＝Ｓｉｎ？ＮｑＲ●ＣｎＯＭ●Ｅ
ｘｐ〔−２〕となる。Therefore, the harmonic amplitude multiplier 13 performs a multiplication operation expressed by the following third equation, and the multiplication value Fn is sequentially accumulated in the accumulator 14. Fn=Sin? NqR-Cn″
(3) Here, the sine function RSinOnr of θNr stored in the logarithmic phase function memory 26''
The upper logarithmic value (logarithmic phase function signal) is a different phase periodic signal θN
Logarithmic value 10g1 which becomes 1Sjn0nr upper = 0 when r leaf
is stored, and when θNr=÷, RSinOnr=
The logarithmic value 10gCexp(-2)] which is -2 is stored. Therefore, the output Fn of the harmonic amplitude multiplier 13 is
When 0nr= issue, Fn=Sjn? NqR4Icn4P
When MθNr+, Fn=Sin? NqR●CnOM●E
xp[-2].

従つて、高調波振幅乗算器１３から出力される各高調波
成分の振幅値ＦｎはＣｎ−Ｍ−Ｃｎ−Ｍ・Ｅｘｐ〔−２
〕の範囲に亘つて時間的に変動するものとなる。Therefore, the amplitude value Fn of each harmonic component output from the harmonic amplitude multiplier 13 is Cn-M-Cn-M.Exp[-2
) will vary over time.

このため、第２図で示した電子楽器と同様に、サウンド
システム１７からは時間的に音色が変化し厚みのある豊
かな楽音が発音される。とくに、この実施例においては
、変動高調波振幅係数Ｃｎ″を、高調波振幅係数Ｃｎｌ
深さ変動係数信号Ｍｎおよび位相変動係数信号αｎを対
数化した信号として発生させた後、これらの対数化信号
を加算処理することによつて形成しているため、乗算器
が不要となり、この結果変動高調波振幅係数Ｃｎ″を得
るまでの演算時間を短くすることができる。Ｇこの発明
による効果 以上説明したように、この発明による電子楽器は、各高
調波成分のレベルを、各次数毎に設定された深さおよび
位相で時間的に変化させるようにしたため、音色が時間
的に変化し、厚みのある豊かな楽音が得られる。Therefore, similar to the electronic musical instrument shown in FIG. 2, the sound system 17 produces thick, rich musical tones whose timbre changes over time. In particular, in this embodiment, the fluctuating harmonic amplitude coefficient Cn'' is changed to the harmonic amplitude coefficient Cnl
Since the depth variation coefficient signal Mn and the phase variation coefficient signal αn are generated as logarithmized signals, and then these logarithmized signals are added and processed, a multiplier is not required, and as a result, The calculation time required to obtain the fluctuating harmonic amplitude coefficient Cn'' can be shortened. Effects of the Invention As explained above, the electronic musical instrument of the invention adjusts the level of each harmonic component for each order. Since the timbre changes over time at a set depth and phase, the timbre changes over time, producing a thick, rich musical tone.

この場合、深さ変動係数および位相変動係数を各高調波
成分に対応して設定するのみでよいため、構成も簡単と
なる。図面の簡単な説明第１図は従来の高調波合成方式
の電子楽器の一″例を示すブロック図、第２図ないし第
４図はこの発明による電子楽器の実施例を示すブロック
図である。In this case, the configuration becomes simple because it is only necessary to set the depth variation coefficient and the phase variation coefficient in correspondence to each harmonic component. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing one example of a conventional harmonic synthesis type electronic musical instrument, and FIGS. 2 to 4 are block diagrams showing embodiments of the electronic musical instrument according to the present invention.

１０・・・・・・正弦関数メモリ、１２・・・・・・高
調波係数メモリ、１３・・・・・・高調波振幅乗算器、
２１・・・・・音色設定器、２２・・・・・・低周波発
振器（周期信号発生手段）、２３・・・・カウンタ（周
期信号発生手段）、２４・・・・・・変動係数メモリ（
変動係数発生手段）、２５・・・・・加算器（異位相周
期信号発生手段）、２６・・・・・・位相関数メモリ（
変動信号発生手段）、２Ｊ９・・・・・・変動関数メモ
リ（変動信号発生手段）。10... Sine function memory, 12... Harmonic coefficient memory, 13... Harmonic amplitude multiplier,
21...Tone setting device, 22...Low frequency oscillator (periodic signal generation means), 23...Counter (periodic signal generation means), 24...Variation coefficient memory (
variation coefficient generating means), 25... Adder (different phase periodic signal generating means), 26... Phase function memory (
Fluctuation signal generation means), 2J9... Fluctuation function memory (fluctuation signal generation means).

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 複数の高調波成分を発生するとともに、この各高調
波成分を適宜のレベルで合成することによつて楽音波形
を形成する高調波合成方式の電子楽器において、所望の
周期信号を発生する第１の手段と、上記各高調波成分の
うち所定の成分毎にそれぞれ設定された深さ変動係数お
よび位相変動係数を発生する第２の手段と、上記周期信
号を上記位相変動係数によつて変動制御して上記所定の
成分毎にそれぞれ変更制御された変更周期信号を形成す
る第３の手段と、上記変更周期信号と上記深さ変動係数
とに基づいて上記所定の成分毎の変動信号を形成する第
４の手段とを具備し、上記変動信号によつてそれぞれ対
応する上記高調波成分のレベルを制御するようにしたこ
とを特徴とする電子楽器。 ２ 前記第２の手段は、前記高調波成分の次数を示す次
数信号またはこの次数信号と所望の音色を設定する音色
設定器から出力される音色設定信号によつてアドレスさ
れ、各アドレス毎に異なる深さ変動係数および位相変動
係数を記憶したメモリで構成したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の電子楽器。 ３ 前記第１の手段は、低周波発振器と、この低周波発
振器の出力信号をカウントするカウンタとから構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記
載の電子楽器。 ４ 前記第４の手段は、前記変更周期信号によつてアド
レスされ、各アドレス毎に異なる関数値を記憶したメモ
リと、このメモリから読み出される関数信号のレベルを
前記深さ変動係数によつて制御する演算器とから構成さ
れることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３
項記載のいずれかの電子楽器。 ５ 前記第４の手段は、前記変更周期信号および前記深
さ変動係数によつてアドレスされ、各アドレス毎に異な
る変動関数値を記憶したメモリで構成したことを特徴と
する特許請求の範囲第１項ないし第３項記載のいずれか
の電子楽器。[Claims] 1. In an electronic musical instrument using a harmonic synthesis method that generates a plurality of harmonic components and forms a musical sound waveform by synthesizing each harmonic component at an appropriate level, a first means for generating a signal; a second means for generating a depth variation coefficient and a phase variation coefficient respectively set for each predetermined component among the respective harmonic components; a third means for forming a changing periodic signal whose variation is controlled by a coefficient for each of the predetermined components; and a fourth means for forming a fluctuation signal, wherein the levels of the corresponding harmonic components are controlled by the fluctuation signals. 2. The second means is addressed by an order signal indicating the order of the harmonic component or by a timbre setting signal output from a timbre setting device that sets the order signal and a desired timbre, and is different for each address. 2. The electronic musical instrument according to claim 1, further comprising a memory that stores a depth variation coefficient and a phase variation coefficient. 3. The electronic musical instrument according to claim 1 or 2, wherein the first means comprises a low frequency oscillator and a counter for counting the output signal of the low frequency oscillator. 4. The fourth means includes a memory that is addressed by the change periodic signal and stores a different function value for each address, and controls the level of the function signal read from this memory by the depth variation coefficient. Claims 1 to 3 are characterized in that the invention is comprised of an arithmetic unit that
Any of the electronic musical instruments listed in the section. 5. Claim 1, characterized in that the fourth means is constituted by a memory that is addressed by the change periodic signal and the depth variation coefficient and stores a variation function value that is different for each address. An electronic musical instrument according to any one of items 1 to 3.