JPS6046624A - Echo suppressing device in two-way transmission circuit - Google Patents
Echo suppressing device in two-way transmission circuitInfo
- Publication number
- JPS6046624A JPS6046624A JP15455083A JP15455083A JPS6046624A JP S6046624 A JPS6046624 A JP S6046624A JP 15455083 A JP15455083 A JP 15455083A JP 15455083 A JP15455083 A JP 15455083A JP S6046624 A JPS6046624 A JP S6046624A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- light
- receiving means
- echo
- light emitting
- impedance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/581—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using a transformer
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
この発明は双方向性伝送回路におけるエコー抑圧装置に
関し、特に、信号源の接続された2線回線と4線回線と
を接続するハイブリッドコイルを含む双方向性伝送回路
において、4線回線に生じるエコーを抑圧するたのエコ
ー抑圧装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field of the Invention The present invention relates to an echo suppression device in a bidirectional transmission circuit, and more particularly, to an echo suppression device for a bidirectional transmission circuit including a hybrid coil that connects a two-wire line and a four-wire line to which a signal source is connected. The present invention relates to an echo suppression device for suppressing echoes occurring in a four-line line in a digital transmission circuit.
先行技術の説明
第1図はこの発明の背景となる双方向性回路のブロック
図である。第1図において、端子1には電話機(図示せ
ず)が接続され、この端子1が2線回線2を介してハイ
ブリッドコイル3に接続される。ハイブリッドコイル3
には、41/fA回線のうちの一方の2線4と他方の2
線5とが接続されるとともに、2線回線2と4線回線4
,5との平衡をとるために平衡回路6が接続される34
粉回線のうちの一方の2線4は増幅器7を介して他方の
ハイブリッドコイル9に接続され、他方の2線5も同様
にして増幅器8を介してハブリッドコイル9に接続され
る。ハイブリッドコイル9は2wA回tfA11を介し
て端子12に接続され、この端子12には電話機(図示
せず)が接続される。また、ハイブリッドコイル9にも
平衡回路10が接続されている。DESCRIPTION OF PRIOR ART FIG. 1 is a block diagram of a bidirectional circuit that forms the background of the present invention. In FIG. 1, a telephone (not shown) is connected to a terminal 1, and this terminal 1 is connected to a hybrid coil 3 via a two-wire line 2. hybrid coil 3
41/fA line 4 on one side and 2 line 2 on the other.
Line 5 is connected, and 2-line line 2 and 4-line line 4 are connected.
, 5 to which a balancing circuit 6 is connected 34
One of the two wires 4 of the powder circuits is connected to the other hybrid coil 9 via an amplifier 7, and the other two wires 5 are similarly connected to the hybrid coil 9 via an amplifier 8. The hybrid coil 9 is connected to a terminal 12 via a 2WA tfA11, and a telephone (not shown) is connected to this terminal 12. A balance circuit 10 is also connected to the hybrid coil 9.
上述の双方向性回路において、端子1から入力された信
号は2線回線2.ハイブリッドコイル3゜4線回線のう
らの他方の回線5.増幅器8.ノーイブリッドコイル9
,2線回線11および端子12を介して他方の電話機に
伝送される。逆に、他方の電話娠からの人力信号は端子
12.2線回線11、ハブリッドコイル9.増幅器7.
4線回線うちの一方の2線4.ハイブリッドコイル3,
2線回線2および端子1を介して一方の電話機に伝送さ
゛れる7このような2線@線2と4線回線4,5との間
で良好に信号の伝送を行なうためには、2線−回線2側
のインピーダンスZ2WLと平衡回路6のインピーダン
スZa A Lとを等しくする必要がある。しかしなが
ら、端子1および12にそれぞれ接続される電話機は人
力される音声信号に応じてそのインピーダンスが変化す
る。このために、2線回II2側のインピーダンスZz
vLと平衡回路6側のインピーダンス7B6.とが等し
くならなくなる。両者のインピーダンスの平衡が崩れる
と、4線回線のうちの一方の2ri+4からハイブリッ
ドコイル3に入力された信号が2Iit回1i!2に伝
送されるだけでなく他方の2線5にも音声信号の漏洩、
いわゆるエコー戻り損失を生じる。In the bidirectional circuit described above, the signal input from terminal 1 is transmitted to two-wire line 2. Hybrid coil 3° The other line behind the 4-wire line 5. Amplifier 8. No-brid coil 9
, 2-line line 11 and terminal 12 to the other telephone set. Conversely, the human input signal from the other telephone is connected to terminal 12.2 wire line 11, hybrid coil 9. Amplifier 7.
2 wires on one of the 4 wire lines 4. Hybrid coil 3,
In order to properly transmit signals between the 2-wire line 2 and the 4-wire lines 4 and 5, it is necessary to - It is necessary to make the impedance Z2WL on the line 2 side equal to the impedance ZaAL of the balance circuit 6. However, the impedance of the telephones connected to terminals 1 and 12 changes depending on the input voice signal. For this purpose, the impedance Zz on the 2-wire circuit II2 side is
vL and impedance 7B6 on the balance circuit 6 side. are no longer equal. When the impedance balance between the two is disrupted, the signal input to the hybrid coil 3 from one of the four-wire lines, 2ri+4, is transmitted 2Iit times 1i! Leakage of the audio signal not only transmitted to 2 but also to the other 2 wire 5,
This results in so-called echo return loss.
このようなエコー戻り損失は極力抑える必要があり、通
常シよ−30ないし40(iBN度にする必要がある。It is necessary to suppress such echo return loss as much as possible, and it is usually necessary to set it to −30 to 40 (iBN degrees).
このため、従来はエコーを抑圧するためにエコーサブレ
ツザやエコーキャンセラなどが用いられていた。このエ
コーキャンセラは回路エコーに似た人工の信号(エコー
複製物)を発生し、エコー経路および受信信号の予測特
性に適合するようにされていた。しかしながら、このよ
うなエコー経路特性を正確に表わすことは困難であり、
回路溝成も複雑になるという新たな問題点を生じていた
。For this reason, echo subrezers, echo cancellers, and the like have conventionally been used to suppress echoes. The echo canceller produced an artificial signal (echo replica) that resembled the circuit echo and was made to match the echo path and expected characteristics of the received signal. However, it is difficult to accurately represent such echo path characteristics;
A new problem arises in that the circuit groove formation is also complicated.
発明の目的
それゆえに、この発明の主たる目的は、比較的簡単な構
成で従来とは全く異なる手段を用(′Sてエコーを抑圧
し得る新規な双方向性伝送回路におCするエコー抑圧f
装置を提供することである。OBJECTS OF THE INVENTION Therefore, the main object of the present invention is to provide an echo suppression circuit which is capable of suppressing echoes by using means completely different from the conventional ones with a relatively simple structure.
The purpose is to provide equipment.
この発明の上述の目的およびその他の目的と特11以不
に図面を参照して行なう詳細な説明hXら一層明らかと
なろう。The above-mentioned and other objects of the present invention will become clearer from the detailed description below with reference to the drawings.
発明の概要
この発明を要約すれは信号源の接続された2線回線と4
線回線とを接続するハイブリッドコイルを含む双方向性
伝送回路において、l\イブリッドコイルの2線回線側
にフォトカプラからなる双方向性光分離回路を接続し、
信号源のインピーダンスが変動しても2線回線のインピ
ーダンスに影響を°及ばすのを防止し、インピーダンス
変動に伴う4線回線に生じるエコーを抑圧するようにし
た工弓−抑圧装置である。SUMMARY OF THE INVENTION To summarize the invention, a signal source is connected to two wire lines and four lines.
In a bidirectional transmission circuit including a hybrid coil that connects to a line, a bidirectional optical separation circuit made of a photocoupler is connected to the two-line line side of the hybrid coil,
This is an arch-suppression device that prevents the impedance of a two-wire line from being affected even if the impedance of a signal source fluctuates, and suppresses echoes generated in a four-wire line due to impedance fluctuations.
実施例の説明
第2図はこの発明の一実施例のブロック図であり、第3
図はこの発明の一実施例に含まれる双方向性光分離回路
の回路図であり、第4図は第3図に示す双方向性光分離
回路の等価回路図である。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is a circuit diagram of a bidirectional optical separation circuit included in an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the bidirectional optical separation circuit shown in FIG. 3.
まず、第2図および第3図を参照してこの発明の一実施
例の構成について説明する。第2図において、ハイブリ
ッドコイル3の2線回線2側および平衡回路6側には双
方向性光分離回路13a。First, the configuration of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3. In FIG. 2, a bidirectional optical separation circuit 13a is provided on the two-wire line 2 side and the balanced circuit 6 side of the hybrid coil 3.
13bがそれぞれ接続される。この双方向性光分離回路
13は第3図に示すごとく構成される。すなわち、第1
の受光手段としてのフォトトランジスタPTR,のコレ
クタは負荷抵抗RLLを介して電源V cc、に接続さ
れ、フォトトランジスタPTRLのベースは可変抵抗R
OLを介して電mvCCLに接続される。このフォトト
ランジスタPTRLのエミッタは、第1の発光手段とし
ての発光ダイオードLE[)Lを介して接地される。負
荷抵抗RLLと可変抵抗RQtと電源VCOLとによっ
て第1のバイアス手段が構成される。13b are connected to each other. This bidirectional optical separation circuit 13 is constructed as shown in FIG. That is, the first
The collector of the phototransistor PTR, which serves as a light receiving means, is connected to the power supply Vcc via the load resistor RLL, and the base of the phototransistor PTRL is connected to the variable resistor R.
Connected to electric mvCCL via OL. The emitter of this phototransistor PTRL is grounded via a light emitting diode LE[)L as a first light emitting means. A first bias means is configured by the load resistance RLL, the variable resistance RQt, and the power supply VCOL.
また、第2の受光手段としてのフォトトランジスタPT
R,のコレクタは負荷抵抗RLRを介して電源V cc
、に接続され、フォトトランジスタPTR1のベースは
可変抵抗R(1mを介して電aVCC,に接続される。Moreover, a phototransistor PT as a second light receiving means
The collector of R, is connected to the power supply V cc through the load resistor RLR.
, and the base of the phototransistor PTR1 is connected to the voltage aVCC through a variable resistor R (1m).
このフォトトランジスタPTR,のエミッタは、第2の
発光手段としての発光ダイオードLED*を介して接地
される。この負荷抵抗R1,Rと可変抵抗Rggと電源
yccRとによってM2のバイアス手段が構成される。The emitter of this phototransistor PTR is grounded via a light emitting diode LED* as a second light emitting means. The bias means for M2 is constituted by the load resistors R1 and R, the variable resistor Rgg, and the power supply yccR.
そして、前述のフォトトランジスタPTRLおよびPT
R3のコレクタ端には、それぞれ入出力端子(/L+C
6が接続される。ところで、8縁領域の左側から右側へ
信号を伝送する場合には、端子CLが入力端子、端子C
Rが出力端子として用いられ、絶縁領域の右側から左側
へ信号を伝送する場合には、端子CQが入力端子、端子
CLが出力端子として用いられる。Then, the aforementioned phototransistors PTRL and PT
The collector end of R3 has an input/output terminal (/L+C
6 is connected. By the way, when transmitting a signal from the left side to the right side of the 8-edge area, the terminal CL is the input terminal, and the terminal C
When R is used as an output terminal and a signal is transmitted from the right side to the left side of the insulation region, the terminal CQ is used as an input terminal and the terminal CL is used as an output terminal.
そして、前述の発光ダイオードLEDLとフォトトラン
ジスタP T RRおよび発光ダイオードLE D R
とフォトトランジスタPTRLがそれぞれ光結合されて
、フォトカプラを形成する。なお、図示では、理解を容
易にするために、絶縁領域から左側の各部品には参照符
号の末尾に添字り、右側の各部品には参照符号の末尾に
添字Rを付して示すが、左側と右側の対応する部品を総
称する場合は添字を略して説明する。Then, the above-mentioned light emitting diode LEDL, phototransistor P T RR and light emitting diode LED
and phototransistor PTRL are optically coupled to form a photocoupler. In addition, in the illustration, in order to facilitate understanding, each component on the left side of the insulating area is shown with a suffix at the end of the reference numeral, and each part on the right side is shown with a suffix R at the end of the reference numeral. When corresponding parts on the left and right sides are collectively referred to, the subscripts will be omitted.
次に、第3図に示す回路の動作を説明する。今、絶縁領
域の左側から右側へ信号を伝送する場合を考えると、入
力信号vinはフォトトランジスタPT RLのコレク
タ端に与えられる。通常、フォトトランジスタPTRL
のコレクタ端には、負荷抵抗RLLの抵抗値と電源■C
CLの電圧値とに基づくバイアス電圧が印加されている
が、入力信@v1nが与えられると、結果的にはバイア
ス電圧と入力信号v10の電圧とを重畳した電圧が印加
される。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 3 will be explained. Now, considering the case of transmitting a signal from the left side to the right side of the insulating region, the input signal vin is applied to the collector end of the phototransistor PTRL. Usually, phototransistor PTRL
The resistance value of load resistor RLL and the power supply ■C are connected to the collector terminal of
A bias voltage based on the voltage value of CL is applied, but when the input signal @v1n is applied, as a result, a voltage obtained by superimposing the bias voltage and the voltage of the input signal v10 is applied.
このため、フォトトランジスタPRTLのコレクターエ
ミッタ間には抵抗RLLの抵抗値とコレクターエミッタ
間の抵抗値の和に相関する微小電流が流れ、この微小電
流が発光ダイオードLEDLに流れる。応じて、発光ダ
イオードLEDLは入力電流1「、に相関する光量を発
光する。この発光ダイオードLEDLの発光による光が
右側のP■Rkのベース入力光として与えられるため、
このフォトトランジスタPTR,は導通し、負荷抵抗R
L、の抵抗値に基づく電流iFRを流し、発光ダイオー
ドしED、の入力電流として与える。Therefore, a minute current that correlates to the sum of the resistance value of the resistor RLL and the resistance value between the collector and emitter flows between the collector and emitter of the phototransistor PRTL, and this minute current flows through the light emitting diode LEDL. Accordingly, the light emitting diode LEDL emits light with an amount of light that correlates to the input current 1'. Since the light emitted by this light emitting diode LEDL is given as the base input light of the right side P Rk,
This phototransistor PTR is conductive and the load resistance R
A current iFR based on the resistance value of L is caused to flow and is provided as an input current to the light emitting diode ED.
これによって、発光ダイオード+−E D 、!が入力
電流i「8に相関する光景を発光し、この光がフォトト
ランジスタP T RLのベース入力光として与えられ
るため、7488522291丁RLが導通し、負荷抵
抗RLLの抵抗値に相関する比較的大きな電流+FLが
流れる。したがって1発光ダイオードLEDLは比較的
大きな光」を発光し、結果的には正帰還がかけられたこ
とになる。このとき、フォトトランジスタPTRRのコ
レクタ端から出力電圧vou tが導出される。この出
力電圧vOutは7488522291丁RRの負荷抵
抗RL3の抵抗値に相関する。This causes the light emitting diode +-ED,! emits an image correlated to the input current i'8, and this light is given as the base input light of the phototransistor P T RL, so that 7488522291 RL becomes conductive, and a relatively large light that correlates to the resistance value of the load resistor RLL A current +FL flows. Therefore, one light emitting diode LEDL emits a relatively large amount of light, and as a result, positive feedback is applied. At this time, an output voltage vout is derived from the collector terminal of the phototransistor PTRR. This output voltage vOut correlates with the resistance value of the load resistor RL3 of the 7488522291 block RR.
ところで、第3図に示す双方向性光分離回路13の等価
回路は第4図のように表わすことができる。第4図にお
いて、入力インピーダンスZinはここに、hl・・・
h2およびhl ′・・・h2−は双方向性光分・離回
路13のハイブリッドパラメータであり、hoeは入力
が聞かれた状態におけるフォトトランジスタPTRの出
力アドミタンスであり、hfeは出力が短絡された状態
におけるフォトトランジスタPTRの電流増幅率であり
、η(よ発光ダイオードLED)からフォトトランジス
タPTRに至る減衰定数である。ここで用いたフォトカ
ブラPS2001 (日本電気料)は(3a Asの発
光ダイオードと1段のシリコンフォトトランジスタとか
らなり、それらの間の減衰定数ηは600である。Incidentally, an equivalent circuit of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 can be expressed as shown in FIG. 4. In Fig. 4, the input impedance Zin is here, hl...
h2 and hl'...h2- are the hybrid parameters of the bidirectional optical separation/separation circuit 13, hoe is the output admittance of the phototransistor PTR when the input is heard, and hfe is the output admittance when the output is short-circuited. It is the current amplification factor of the phototransistor PTR in the state, and is the attenuation constant from η (light emitting diode LED) to the phototransistor PTR. The photocoupler PS2001 (Nippon Electric Power Co., Ltd.) used here consists of a (3a As light emitting diode and a one-stage silicon phototransistor), and the attenuation constant η between them is 600.
減衰定数η=1というトランジスタおよび電界効果トラ
ンジスタのような通常の素子では、前述の第(1)式の
右辺の第2項はあまりにも大きく、入力インピーダンス
zinは避けM < Z extに依存する。他方、双
方向性光分離回路13の場合の第2項は非常に小さい。For ordinary devices such as transistors and field effect transistors with an attenuation constant η=1, the second term on the right side of equation (1) above is too large, and the input impedance zin is avoided and depends on M<Z ext. On the other hand, the second term in the case of the bidirectional optical separation circuit 13 is very small.
なぜならば、減衰定数ηは1より大きく、たとえばhf
e /ηS1であるからである。この場合、入力インピ
ーダンスz1nは第1項により決まるほぼ定数の値をと
る。すなわち、この回路+Jバツノノ・増幅器と同じよ
うにインピーダンス変動を抑圧する。This is because the damping constant η is greater than 1, for example hf
This is because e/ηS1. In this case, the input impedance z1n takes a substantially constant value determined by the first term. In other words, impedance fluctuations are suppressed in the same way as this circuit + J amplifier.
第5A図および第5B図は入力インビータンス(Zin
= Rin+ J X in)と外部負荷インピーダ
ンス(zext −Rext + i /j tlz)
Ci3Xt )との関係を示す特性図であり、第6図は
双方向伝送特性を示す図であり、第7図は第6図に示す
特性に対応する入力抵抗R1nの周波数応答特性を示す
図であり、第8A図および第8B図はエコー抑、圧特性
を示す図である。Figures 5A and 5B show the input impedance (Zin
= Rin + J X in) and external load impedance (zext - Rext + i / j tlz)
FIG. 6 is a diagram showing the bidirectional transmission characteristics, and FIG. 7 is a diagram showing the frequency response characteristics of the input resistor R1n corresponding to the characteristics shown in FIG. 6. 8A and 8B are diagrams showing echo suppression and compression characteristics.
次に、第5八図ないし第8B図を参照して第3図に示し
た双方向性光分離回路13の各特性について説明する。Next, each characteristic of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 will be explained with reference to FIGS. 58 to 8B.
前述の第3図において、入力部分が左側で出力部分が右
側であるとすれば、入力インピーダンスZ in (−
Rin+J X in)と外部負荷インピーダンス7−
eXt (−ReXt +1 /′J tl)ceXt
)の間の関係は第5A図および158図に示すごとくと
なる。この第5A図および第5B図から明らかなように
、第3図に示す双方向性光分離回路13は、インピーダ
ンス変動を抑圧する特性を有することが明らかである。In the above-mentioned FIG. 3, if the input part is on the left side and the output part is on the right side, the input impedance Z in (-
Rin + J X in) and external load impedance 7-
eXt (-ReXt +1 /'J tl)ceXt
) is as shown in FIGS. 5A and 158. As is clear from FIGS. 5A and 5B, it is clear that the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 has a characteristic of suppressing impedance fluctuations.
すなわち、入力抵抗Rinおよび入力リアクタンスXi
nの負荷抵抗Rextおよび容量Cextに対する依存
性が極めて小さい。また、第3図に示す双方向性光分離
回路13の回路形態が対称であるので、入力および出力
部分を入替えても同一の特性が得られる。さらに、双方
向性光分離回路13は第6図に示すように、数dBの減
衰損失を有する双方向伝送特性を示す。That is, input resistance Rin and input reactance Xi
The dependence of n on the load resistance Rext and capacitance Cext is extremely small. Furthermore, since the circuit form of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 is symmetrical, the same characteristics can be obtained even if the input and output parts are interchanged. Further, as shown in FIG. 6, the bidirectional optical separation circuit 13 exhibits bidirectional transmission characteristics having an attenuation loss of several dB.
また、第7図は第6図に示す双方向伝送特性に対応する
入力抵抗Rinの周波数応答を示すものであり、双方向
性光分離回路13のCTR(電流伝達比)の許容範囲の
ため、第6図および第7図に示す左から右へおよび右か
ら左への伝送の間での伝送利得と入力抵抗Rinの差が
わずかとなり、問題はない。しかしながら、入力抵抗R
1nが不平衡となることにより、わずかなインピーダン
ス不整合が生じる。なお、伝送特性および入力抵抗R1
nの周波数応答における湾曲部分については後で述べる
。Moreover, FIG. 7 shows the frequency response of the input resistor Rin corresponding to the bidirectional transmission characteristics shown in FIG. The difference in transmission gain and input resistance Rin between left-to-right and right-to-left transmission shown in FIGS. 6 and 7 is small, and there is no problem. However, the input resistance R
The unbalance of 1n causes a slight impedance mismatch. In addition, transmission characteristics and input resistance R1
The curved portion in the frequency response of n will be discussed later.
次に、前述の第3図1.l:示した双方向性光分離回路
13の特(1を用いて、エコーhマその原点でどのよう
に抑圧されるか(ごついて、第2図を参照して説明する
。Next, the above-mentioned FIG. 3 1. 1: How the echo h-ma is suppressed at its origin will be explained with reference to FIG.
一般に、エコーは2線回線2のインピーダンス2 、
、、、 、と平衡回路6を構成する平衡回路網のインピ
ーダンスZaaQの不整合により誘起される。Generally, the echo is the impedance 2 of the 2-wire line 2,
.
特に、2線回線2の入力インピータンスは各呼出しごと
に異なるケーブルや端子のようなコンポーネントととも
に変化する。そのrJyS点におけるエコーを抑I:f
:’E+−るために、双方向性光弁妾分離回路138お
よび131)を2線回線2の入口とハイブリッドコイル
3との間およびハイブリッドコイル3と平衡回路網6の
入口の間にそれぞれ庫人する。In particular, the input impedance of the two-wire line 2 changes with components such as different cables and terminals for each call. Suppress the echo at the rJyS point I:f
In order to people
なお、第2図に示すバーrブリシトコイル3は600Ω
の;寝インピーダンスに整合するように設計された簡単
な形式のものである。したがって、第2図における回路
条件は、双方向性光分離回路13aで6000の入力お
よび出力インピーダンスを達成するように選ばれる。但
し、実験では、1(ext −600ΩとCext −
1μF (7)iii列接Mヲ!準インピーダンスZ
2 y Lとして考える。これらのパラメータは2線回
線2のインピーダンスにおける変動をシミュレートする
ように変化させる。In addition, the barb sheet coil 3 shown in FIG. 2 has a resistance of 600Ω.
is a simple form designed to match the current impedance. Therefore, the circuit conditions in FIG. 2 are chosen to achieve an input and output impedance of 6000 in the bidirectional optical isolation circuit 13a. However, in the experiment, 1 (ext -600Ω and Cext -
1μF (7) iii column connection Mwo! Quasi-impedance Z
Consider it as 2 y L. These parameters are varied to simulate variations in the impedance of the two-wire line 2.
一方、平衡回路網6のインピーダンスはRBa琵−60
0Ωおよびcllla見−1μFで一定に保たれる。測
定を始める前に、数Ωの抵抗を第2図のハイブリッドコ
イル3のいずれかの側に追加して、第7図に示すCTR
の許容範囲に基づくインピーダンス整合を確実にする必
要がある。なお、エコー抑圧の効果は、CIBで表わす
エコー戻り損失、すなわち4線回線の一方の2線4がら
の受信信号電圧V4wRに対する漏洩信号電圧V、y5
の比として測定した。On the other hand, the impedance of the balanced network 6 is RBa-60
0 Ω and cllla are kept constant at −1 μF. Before starting the measurement, add a resistor of several ohms to either side of the hybrid coil 3 in Fig. 2 to create the CTR shown in Fig. 7.
It is necessary to ensure impedance matching based on the tolerance range of Note that the effect of echo suppression is the echo return loss expressed in CIB, that is, the leakage signal voltage V, y5 with respect to the received signal voltage V4wR of one 2-wire 4 of the 4-wire line.
It was measured as the ratio of
上述の測定結果としてのエコー抑圧特性は第8A図およ
び第8B図に示すごと(となった。第8A図および第8
B図において、点線がハイブリッドコイル3のみによる
エコー戻り損失を示す。この場合、基準値からのReX
tのゎずがな変動によって、大きなインピーダンス不整
合を生じ、エコー戻り損失の急激な悪化となる。他方、
第3図に示した双方向性光分離回路13を用いると、R
eXtが0から無限大に変化させたときの大きな変動(
対するエコー戻り損失の悪化は、第8A図および第8B
図の実線に示すように、数dB程度にすぎない。このよ
うな特性は、CeXtの変動についてもまた見られる。The echo suppression characteristics as the above measurement results are as shown in Figs. 8A and 8B.
In diagram B, the dotted line indicates the echo return loss due only to the hybrid coil 3. In this case, ReX from the reference value
A sudden variation in t causes a large impedance mismatch, resulting in a rapid deterioration of echo return loss. On the other hand,
When the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 is used, R
Large fluctuation when eXt changes from 0 to infinity (
The worsening of the echo return loss for the
As shown by the solid line in the figure, it is only about a few dB. Such properties are also seen for variations in CeXt.
上述の測定結果から、ハイブリッドコイル3と2線回線
2との間に双方向性光分離回路13aを挿入しかつハイ
ブリッドコイル3と平衡回路網6どの間にも双方向性光
分離回路13.tlを挿入することにより、2線回線2
側のインピーダンスと平衡回路網6のインピーダンスと
が不平衡によって生じるエコー・は、その原点において
効果的に抑圧することが明らかとなった。From the above measurement results, it is clear that the bidirectional optical separation circuit 13a is inserted between the hybrid coil 3 and the two-wire line 2, and the bidirectional optical separation circuit 13a is inserted between the hybrid coil 3 and the balanced circuit network 6. By inserting tl, 2 line line 2
It has been found that the echo caused by the unbalance between the side impedance and the impedance of the balanced network 6 is effectively suppressed at its origin.
、−第9図は2線回線の入力インピーダンスがRext
−600ΩおよびCext=1μFの基準値をとるとき
のエコー戻り損失の周波数応答を示したものであって、
双方向性光分離回路13の場合の周波数応答は、高周波
におけるバイブ・リッドコイル3の周波数応答よりも悪
い。ハイブリッド接続点におけるインピーダンス整合を
維持して十分なエコー戻り損失を得るためには、双方の
光分離回路13a、13bの入力インピーダンスZin
が同一である必要がある。しかしながら、11tHzま
での低い周波数でのみ整合が容易に達成される。なぜな
らば、入力インピーダンスZ1nのRlnは第7図に示
すように、低周波においてのみほぼ一定であるからであ
る。したがって、このシステムにおけるエコー戻り損失
の悪化は高周波領域においてのみ現われる。このような
高周波領域におけるエコー戻り損失の悪化を解決するた
めには、入力インピーダンスz1nのRlnおよび双方
向伝送利得が一定である周波数領域を広くしなければな
らない。, - Figure 9 shows that the input impedance of the two-wire line is Rext.
It shows the frequency response of the echo return loss when taking the reference values of −600Ω and Cext=1μF,
The frequency response of the bidirectional optical separation circuit 13 is worse than that of the vibe lid coil 3 at high frequencies. In order to maintain impedance matching at the hybrid connection point and obtain sufficient echo return loss, the input impedance Zin of both optical separation circuits 13a and 13b must be
must be the same. However, matching is easily achieved only at frequencies as low as 11 tHz. This is because, as shown in FIG. 7, Rln of the input impedance Z1n is approximately constant only at low frequencies. Therefore, the worsening of echo return loss in this system appears only in the high frequency range. In order to solve the problem of echo return loss in the high frequency range, it is necessary to widen the frequency range in which Rln of the input impedance z1n and the bidirectional transmission gain are constant.
このためには、フォト1〜ランジスタPTRのベース/
コレクタ容量をできる限り小さくしなければならない。For this purpose, photo 1 ~ the base of transistor PTR/
Collector capacitance must be made as small as possible.
これは、フォトトランジスタPTRにおけるコレクタ電
流(Cの増加によって、電流伝達比CTRの増加を生じ
、第6図における曲線部分で示す伝送利得の増加となる
。This causes an increase in the current transfer ratio CTR due to an increase in the collector current (C) in the phototransistor PTR, resulting in an increase in the transmission gain shown by the curved portion in FIG.
次に、上述のような高周波哨域各こおIブるエコー戻り
損失の悪化を防止し得る実施例につ0て説明する。Next, a description will be given of an embodiment capable of preventing the worsening of the echo return loss caused by each high frequency signal transmission area as described above.
第10図は双方向性光分離回路の他の例の回路図で必る
。この第10図に示す双方向i生先分離回路14は前述
の第3図に示した双方向性光分離回路13における可変
抵抗R(ILとフォトトランジスタP T RLに代え
てフォトダイオードPDLとトランジスタTrLを接続
しかつ可変抵抗R(ip。FIG. 10 is a circuit diagram of another example of the bidirectional optical separation circuit. The bidirectional i-source separation circuit 14 shown in FIG. 10 includes a photodiode PDL and a transistor instead of the variable resistor R (IL and phototransistor P TrL is connected and a variable resistor R (ip.
とフォトトランジスタPTRRに代えてフォトダイオー
ドPO,とトランジスタT+’、を接続しlcものであ
る。このようにフォトダイオードPDを用いた双方向性
光分離回路14は、トランジスタ1” rの容量cb’
cが小さい上に、フォトダイオードPDをベースとコレ
クタ間ではなく、ベースと■源VCC測に接続”丈るこ
とによって、フォトダイオードPDのもつ容量によるミ
ラー効果に基づく入力容■の増加が避けられる。この双
方向性光分I!IIL回路14は双方向の伝達ゲインの
周波数特性上に見られる屈曲部の解消および入力抵抗R
1nの周波数特性上の一定部分の周波数範囲の拡大には
効果がある。しかしながら、光分離回路14自身の電流
伝達比CTRが小さく、双方向伝達利得が小さく、Od
Bの要求に対して−20ないし一30dB!i!度しか
得られない。, a photodiode PO in place of the phototransistor PTRR, and a transistor T+' are connected. In this way, the bidirectional optical separation circuit 14 using the photodiode PD has a capacitance cb' of the transistor 1''r.
In addition to having a small c, the increase in input capacitance due to the Miller effect due to the capacitance of the photodiode PD can be avoided by connecting the photodiode PD to the base and source VCC rather than between the base and collector. .This bidirectional optical splitter I!IIL circuit 14 eliminates the bend seen in the frequency characteristics of the bidirectional transfer gain, and eliminates the input resistance R.
It is effective to expand the frequency range of a certain portion of the 1n frequency characteristic. However, the current transfer ratio CTR of the optical separation circuit 14 itself is small, the bidirectional transfer gain is small, and the Od
-20 to -30 dB for the B requirement! i! You can only get degrees.
そこで、電流伝達比CTRの増大を図るために、フォト
ダイオードPD、 トランシタ7rおよび発光ダイオー
ドLEDを複数接続することが考えられる。Therefore, in order to increase the current transfer ratio CTR, it is conceivable to connect a plurality of photodiodes PD, transistors 7r, and light emitting diodes LED.
第11図はそのような双方向性光分離回路の例を示す電
気回路図である。第11図において、フォトダイオード
PDL、ないしP D t 4がそれぞれ4つのトラン
ジスタTrLIないしTrL4とm ?FJ V CC
Lとの間に並列接続される。トランジスタTrLIない
しTr L 4のエミッタは共通接続され、発光ダイオ
ードLEDL、とLEDL−に接続される。発光ダイオ
ードLE、DL、には発光ダイオードLEDL2が直列
接続され、発光ダイオードLEDL8には発光ダイオー
ドLED、。FIG. 11 is an electrical circuit diagram showing an example of such a bidirectional optical separation circuit. In FIG. 11, photodiodes PDL or P D t4 are connected to four transistors TrLI or TrL4, respectively, and m? FJ V CC
It is connected in parallel with L. The emitters of the transistors TrLI to Tr L4 are commonly connected and connected to the light emitting diodes LEDL and LEDL-. A light emitting diode LEDL2 is connected in series to the light emitting diodes LE and DL, and a light emitting diode LED is connected to the light emitting diode LEDL8.
が直列接続される。このように2個の直列接続された発
光ダイオードを並列接続するの番よ、光分離回路全体の
ループゲインを1以下に保つよう調整するためである。are connected in series. The purpose of connecting the two series-connected light emitting diodes in parallel is to adjust the loop gain of the entire optical separation circuit to be 1 or less.
また、各トランジスタTrL+ないし7 r L sの
コレクタは共通接続され、負荷抵抗1(L、を介して電
IIp、 vcclに接続される。また、共通接続され
たコレクタとエミッタとの間には抵抗RcEが接続され
、ベースとエミッタとの間には抵抗R5ε、が接続され
る。この抵抗R6!:Lはいわゆるバイアス安定用抵抗
であり、各トランジスタのコレクタエミッタ間電圧を活
性領域に位置させるためのものである。光分離回路15
の右側部分ち左側部分と同様にして構成される。In addition, the collectors of each transistor TrL+ to 7 r L s are commonly connected and connected to the voltage IIp, vccl via a load resistor 1 (L). In addition, there is a resistor between the commonly connected collectors and the emitters. RcE is connected, and a resistor R5ε is connected between the base and emitter.This resistor R6!:L is a so-called bias stabilizing resistor, and is used to position the collector-emitter voltage of each transistor in the active region. Optical separation circuit 15
The right side is constructed in the same way as the left side.
上述のごとく、4つのトランジスタを並列接続すること
によって、4倍に増倍されたコレクタ電流)cが発光ダ
イオードLEDLIなし1しLEDlを駆動するので、
′電流伝達化CTRの増倍と同時に発光ダイオードの特
性の直線性を良くすることができる。これは。さらに抵
抗RCεを挿入したことによる電流によって促進される
ことになる。As mentioned above, by connecting four transistors in parallel, the collector current (c) multiplied by four times drives the light emitting diode LEDLI1 and LEDl, so
'The linearity of the characteristics of the light emitting diode can be improved at the same time as the current transmission CTR is multiplied. this is. Further, the current generated by inserting the resistor RCε will promote this.
第12A図および第12B図は第11図に示す双方向性
光分離回路15を用いた場合の入力インピーダンスと外
部負荷インピーダンスとの関係の特性を示す図である。FIGS. 12A and 12B are diagrams showing the characteristics of the relationship between input impedance and external load impedance when the bidirectional optical separation circuit 15 shown in FIG. 11 is used.
第13図は同じく双方向伝送特性を示す図である。第1
4図は第13図に示す特性に対応する入力抵抗R1nの
周波数応答特性を示す図である。第15A図および第1
58図はエコー抑圧特性を示す図であり、第16図はエ
コー戻り損失と周波数応答との特性を示す図である。FIG. 13 is a diagram similarly showing bidirectional transmission characteristics. 1st
FIG. 4 is a diagram showing the frequency response characteristics of the input resistor R1n corresponding to the characteristics shown in FIG. 13. Figure 15A and 1
FIG. 58 is a diagram showing echo suppression characteristics, and FIG. 16 is a diagram showing characteristics of echo return loss and frequency response.
これらの特性は第11図に示す双方向性光分離回路15
を第2図に示す光分離回路13a、1.3bに代えて用
いたとぎの測定結果を示すものである。そして、これら
の特性により、前述の第3図に示した双方向性光分離回
路13よりも第11図に示す双方向性光分離回路15の
特性がより改善されていることが明らかである。すなわ
ち、t513図と第6図とを対比すれば、伝送利得上に
おける屈曲部分が消滅し、また利得の平坦部が数10k
l−1zから約800kl−12にまで拡大しているこ
とがわかる。また、第14図と第7図とを対比すれば、
入力抵抗R1nの平坦部が約i kl−IZがら約10
0kl〜12まで拡大している。また、’XI!1のそ
れは杓i 0 kHiまでは一定である。さらに、第1
2A図と第5A図および第’128図と第5B図を対比
すれば、第13図および第14図に示したように利得J
5よび入力抵抗R1nの周波数特性が向上したにもかが
わらジ゛、RIn、Xinについてのインピーダンスバ
ッファ効果が同様に得られることがわかる。なお、Xi
I′Iについてのインピーダンスバッファ効果けReX
t 、 ceXtの値が0付近の微妙な状態において、
若干悪化しているが1Xinlが小さいことから許容さ
れる。These characteristics are determined by the bidirectional optical separation circuit 15 shown in FIG.
This figure shows the measurement results when the optical separation circuits 13a and 1.3b shown in FIG. 2 were used instead. It is clear that due to these characteristics, the characteristics of the bidirectional optical separation circuit 15 shown in FIG. 11 are more improved than those of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 described above. In other words, if you compare the t513 diagram with Figure 6, the curved part on the transmission gain disappears, and the flat part of the gain becomes several tens of k.
It can be seen that it has expanded from l-1z to about 800kl-12. Also, if you compare Figure 14 and Figure 7,
The flat part of the input resistance R1n is about 10 from about i kl-IZ.
It has expanded from 0 kl to 12. Also, 'XI! 1 is constant up to i 0 kHi. Furthermore, the first
Comparing Figure 2A and Figure 5A, and Figure '128 and Figure 5B, the gain J is as shown in Figures 13 and 14.
It can be seen that even though the frequency characteristics of R.5 and input resistor R1n are improved, the same impedance buffer effect can be obtained for D, RIn, and Xin. In addition, Xi
Impedance buffer effect on I'I ReX
In a delicate state where the values of t and ceXt are around 0,
Although it is slightly worse, it is acceptable because 1Xinl is small.
上述のごとく改善された特性を有する双方向性光分離回
路15を用いたエコー戻り損失の抑圧効果は第15A図
および第158図から明らかである。この第15A図お
よび!15B図は前述の第8 A F (+5 J:
ヒ第8B図に対応するものであり、基準インピーダンス
Rext −600G、 cext −1μFを中心と
した変動に対してエコー戻り損失が十分に抑えられてい
ることがわがる。しかも、第8A図および第8B図に比
較して抑圧効果の現われる周波数範囲が向上しているの
がわかるヮこれは第16図に示す基準インピーダンスに
おけるエコー戻り損失の周波数特性から一層明らかであ
る。The effect of suppressing echo return loss using the bidirectional optical separation circuit 15 having improved characteristics as described above is clear from FIGS. 15A and 158. This Figure 15A and! Figure 15B shows the above-mentioned 8th A F (+5 J:
This corresponds to FIG. 8B, and it can be seen that the echo return loss is sufficiently suppressed against fluctuations around the reference impedances Rext -600G and cext -1 μF. Moreover, it can be seen that the frequency range in which the suppression effect appears is improved compared to FIGS. 8A and 8B. This is even more obvious from the frequency characteristics of the echo return loss at the reference impedance shown in FIG. 16.
すなわち、第9図に比べてエコー戻り損失の平坦部が約
1kHzから50kl(zまで拡大している。That is, compared to FIG. 9, the flat part of the echo return loss has expanded from about 1 kHz to 50 kl(z).
この領域は用いたハイブリッドコイル3自身の上限にお
ける周波数であるので、光分離回路仲人による周波数特
性の悪影響は非常に少ないと判断できる。Since this region is the frequency at the upper limit of the hybrid coil 3 itself used, it can be determined that the adverse effect of the optical separation circuit intermediary on the frequency characteristics is extremely small.
発明の効果
以上のように、この発明によれば、信号源の接続された
2線回線と4線回線とを接続するハイブリッドコイルを
含む双方向性伝・送回路において、ハイブリッドコイル
の21!回線側に双方向性光分離回路を設けたので、信
@源のインピーダンスが変化しても4線回線に与える彩
管を防止でき、エコー戻り損失を低減でき、エコーを抑
圧することができる。Effects of the Invention As described above, according to the present invention, in a bidirectional transmission/transmission circuit including a hybrid coil that connects a two-wire line and a four-wire line to which a signal source is connected, 21! Since a bidirectional optical separation circuit is provided on the line side, even if the impedance of the signal source changes, it is possible to prevent the color tube from being applied to the four-wire line, reduce echo return loss, and suppress echoes.
第1図はこの発明の付票となる双方向性回路のブロック
図であるe第2図はこの発明の一実施例のブロック図で
ある。第3図はこの発明の一実施例に含まれる双方向性
光分離回路の回路図である。
第4図は第3図に示す双方向性光分耐回路の等両回λ゛
3図である。、第5A図および第5B図は入力インピー
ダンスと外部負荷インピーダンスとの関係の特性を示す
図である。第6図は双方向伝送特性を示す図である。第
7図は第6図に示す特性に対応する入力抵抗の周$を数
応答特性を示す図である。
第8A図お上び′;:I48B図はエコー抑圧特性を示
す図である5第9図はエコー戻り損失と周波数応答との
特性を示ず図である。第10fXlは双方向は充分桑回
路の他の例を示す開開である7、第11図(よ同じくそ
の他の例を示す回路図である。第12A図および第12
B図は第11図に示す双方向11光分離回路を用いた場
合の入力インピーダンスと外部負荷インピーダンスとの
関係の特性を示す図であろう第13図1よ双方向11光
lを示す図である。
第14日は第13図に示す特性に対応する入力抵抗の周
波数応答特性を示す図である。第15A図および第15
8図はエコー抑圧特性を示す図である。R16図はエコ
ー戻り損失と周波数応答との特性を示す図である。
図において、2は2輪回線、3はハイブリッドコイル、
4.5は4線回線、13I 13a 、13b、14.
15は双方向性光分離回路、PTRL。
PTRllはフォトトランジスタ、LEDL、LED2
は発光ダイオード、R1,LIRLRは負荷抵抗、RQ
b、?Q*は可変抵抗、PDL、PDLlないしPD、
、、、PDR,PD、、ないしPDR4はフォトダイオ
ード、T1″c + T+’ L Iないし丁rL41
TrRITrg+ないし丁’ R4ハドランリスタを示
す。
、−特許出願人 米 1)正 次 部
(ほか2名)
心1図
め2図
1、。L=I1.、) V vccR−r’t、o Y
J VccL=16.3 V VCcR=17.Q
V第3図
心4図
トマ・\招
− a
只h−ン)呵ば慧
S写
Sξ
×−
一す−
釦ε
ミー、\心
yJ+
にε
曲−痰−!採慧
帥−、イ=四に亘FIG. 1 is a block diagram of a bidirectional circuit according to the present invention; FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a circuit diagram of a bidirectional optical separation circuit included in one embodiment of the present invention. FIG. 4 is an equal-wavelength λ3 diagram of the bidirectional optical splitter circuit shown in FIG. , 5A and 5B are diagrams showing the characteristics of the relationship between input impedance and external load impedance. FIG. 6 is a diagram showing bidirectional transmission characteristics. FIG. 7 is a diagram showing the frequency response characteristic of the input resistance corresponding to the characteristic shown in FIG. 6. Figures 8A and 148B are diagrams showing the echo suppression characteristics.5 Figure 9 is a diagram not showing the echo return loss and frequency response characteristics. 10fXl is a circuit diagram showing another example of the bidirectional fully mulberry circuit.
Figure B is a diagram showing the characteristics of the relationship between input impedance and external load impedance when the bidirectional 11-light separation circuit shown in Figure 11 is used. Figure 13 is a diagram showing the bidirectional 11-light isolation circuit shown in Figure 1. be. The 14th day is a diagram showing the frequency response characteristics of the input resistance corresponding to the characteristics shown in FIG. 13. Figures 15A and 15
FIG. 8 is a diagram showing echo suppression characteristics. Diagram R16 is a diagram showing characteristics of echo return loss and frequency response. In the figure, 2 is a two-wheel line, 3 is a hybrid coil,
4.5 is a 4-wire line, 13I 13a, 13b, 14.
15 is a bidirectional optical separation circuit, PTRL. PTRll is a phototransistor, LEDL, LED2
is a light emitting diode, R1 and LIRLR are load resistances, and RQ
b.? Q* is a variable resistor, PDL, PDLl or PD,
, , PDR, PD, , or PDR4 are photodiodes, T1''c + T+' L I or D rL41
TrRITrg+ to D' indicates R4 hadran lister. , - Patent applicant US 1) Seishi Tsugube (and 2 others) Heart 1 Figure 2 Figure 1. L=I1. , ) V vccR-r't, o Y
J VccL=16.3 V VCcR=17. Q
V 3rd centroid 4 Toma \Invitation- a just h-n) 2 ba Kei S copy Sξ ×- 1su- Button ε Me, \heart yJ+ ni ε Song-phlegm-! Chohui-shuai-, I = four years
Claims (6)
続するハイブリッドコイルを含む双方向性伝送回路にお
いて、4線回線に生じるエコーを抑圧するためのエコー
抑圧装置であって、前記ハイブリッドコイルの2線回線
側に設けられる双方向性光分1!11回路を備え、前記
双方向性光分離回路は、 光入力に応答して、その内部インピーダンスを変化する
第1の受光手段、 前記第1の受光手段のインピーダンス変化に基づく電気
的出力を受けるように接続されかつその電気的出力に応
じて発光する第1の発光手段、前記第1の発光手段の発
光出力を受けるように光結合され、その光入力に応答し
て、その内部インピーダンスを変化する第2の受光手段
、前記第2の受光手段のインピーダンス変化に基づく電
気的出力を受けるように接続されかつその電気的出力に
応じて発光して、前記第1の受光手段に発光出力を与え
るように光結合された第2の発光手段、 前記第1の受光手段に所定のバイアス電圧を与える第1
のバイアス手段、 前記第2の受光手段に所定のバイア電圧を与える第2の
バイアス手段、 前記信号源からの信号を前記第1のバイアス手段からの
バイアス電圧に重畳して前記第1の受光手段に与えると
ともに、前記第2の発光手段からの発光出力に基づく前
記第1の受光手段の受光出力を導出する第1の端子、お
よび 前記4線回線からの信号を前記第2のバイアス手段から
のバイアス電圧に重畳して前記第2の受光手段に与える
とともに、前記第1の発光手段からの発光出力に基づく
前記第2の受光手段の受光出力を導出する第2の端子を
備えた、双方向性伝送回路におけるエコー抑圧8@。(1) An echo suppression device for suppressing an echo occurring in a 4-wire line in a bidirectional transmission circuit including a hybrid coil that connects a 2-wire line and a 4-wire line to which a signal source is connected, comprising: The bidirectional optical separation circuit includes a bidirectional optical separation circuit provided on the two-wire line side of the hybrid coil, and the bidirectional optical separation circuit includes: a first light receiving means that changes its internal impedance in response to optical input; a first light emitting means connected to receive an electrical output based on an impedance change of the first light receiving means and emitting light in accordance with the electrical output; a second light-receiving means which is coupled and changes its internal impedance in response to the optical input thereof, connected to receive an electrical output based on the change in impedance of said second light-receiving means and responsive to said electrical output; a second light-emitting means optically coupled to emit light and provide a light emission output to the first light-receiving means; a first light-emitting means for applying a predetermined bias voltage to the first light-receiving means;
bias means, second bias means for applying a predetermined bias voltage to the second light receiving means, and superimposing the signal from the signal source on the bias voltage from the first bias means to apply a predetermined bias voltage to the first light receiving means. and a first terminal for deriving the light receiving output of the first light receiving means based on the light emitting output from the second light emitting means, and a first terminal for deriving the light receiving output of the first light receiving means based on the light emitting output from the second light emitting means; A bidirectional device comprising a second terminal that superimposes on a bias voltage and applies it to the second light receiving means and derives the light receiving output of the second light receiving means based on the light emitting output from the first light emitting means. Echo suppression in sexual transmission circuits 8@.
ォトトランジスタを含む、特許請求の範囲第1項記載の
双方向性伝送回路におけるエコー抑圧装置。(2) The echo suppression device in the bidirectional transmission circuit according to claim 1, wherein the first and second light receiving means each include a phototransistor.
ランジスタと、光入力を受けることkよって前記トラン
ジスタの電気的入力を可変するフォトダイオードとを含
む、特許請求の範囲第1項記載の双方向性伝送回路にお
けるエコー抑圧装置。(3) The first and second light receiving means each include a transistor and a photodiode that changes the electrical input of the transistor by receiving optical input. Echo suppression device in tropic transmission circuits.
それぞれ複数設けられて並列接続される、特許請求の範
囲第3項記載の双方向性伝送回路におけるエコー抑圧装
置。(4) The transistor and photodiode are
4. An echo suppression device in a bidirectional transmission circuit according to claim 3, wherein a plurality of echo suppression devices are provided and connected in parallel.
光ダイオードを含む、特許請求の範囲第1項記載の双方
向性伝送回路におけるエコー抑圧装置。(5) The echo suppression device in the bidirectional transmission circuit according to claim 1, wherein the first and second light emitting means each include a light emitting diode.
れが並列接続される、特許請求の範囲第5項記載の双方
向性伝送回路にお(プるエコー抑圧装置。(6) An echo suppression device for use in a bidirectional transmission circuit according to claim 5, wherein the light emitting diodes are arranged in a plurality of stages and connected in parallel.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15455083A JPS6046624A (en) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | Echo suppressing device in two-way transmission circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15455083A JPS6046624A (en) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | Echo suppressing device in two-way transmission circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6046624A true JPS6046624A (en) | 1985-03-13 |
JPS6337535B2 JPS6337535B2 (en) | 1988-07-26 |
Family
ID=15586699
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15455083A Granted JPS6046624A (en) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | Echo suppressing device in two-way transmission circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6046624A (en) |
-
1983
- 1983-08-24 JP JP15455083A patent/JPS6046624A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6337535B2 (en) | 1988-07-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US3530260A (en) | Transistor hybrid circuit | |
US3970805A (en) | Active hybrid circuit | |
US5465298A (en) | Solid state isolation device using opto-isolators | |
JPS6219105B2 (en) | ||
US4472608A (en) | Subscriber line interface circuit | |
JPH0637674A (en) | Transformerless hybrid circuit | |
US4878244A (en) | Electronic hybrid circuit | |
US4181824A (en) | Balancing impedance circuit | |
GB1563541A (en) | Signal transmission circuit | |
US3745261A (en) | Telephone set speech network | |
US4174470A (en) | Electronic hybrid | |
US4163878A (en) | Electronic hybrid and hybrid repeater with bridge circuit | |
GB2032733A (en) | Transmission bridges | |
US4595802A (en) | Hybrid circuit | |
CA1078536A (en) | Bilateral voice-signal controller for use in the two-wire portion of the telephone circuit | |
US3748399A (en) | Telephone non-coil hybrid circuits utilizing active elements | |
JPS6046624A (en) | Echo suppressing device in two-way transmission circuit | |
SU1371514A3 (en) | Transformeless differential system | |
US3742153A (en) | Telephone circuit for sidetone balance and automatic transmission level adjustment | |
US4135064A (en) | Impedance compensation of transmission line | |
US4500755A (en) | Electric hybrid circuits | |
US3987253A (en) | Hybrid coupling for telecommunication system | |
US4758822A (en) | Bidirectional amplifier | |
US20060067520A1 (en) | Telephone line interface, side-tone attenuation circuit and method | |
US4031331A (en) | Telephone speech network |