JPS6046624A - Echo suppressing device in two-way transmission circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce an echo returning loss and to suppress the echo by providing a two-line circuit of a hybrid coil connecting the two-line circuit to a four- line circuit with two-way light separating circuits in a two-way transmission circuit including the hybrid coil. CONSTITUTION:An echo is induced by mixmatching between the impedance Z2WL of the two-line circuit 2 and the impedance ZBa of a balanced circuit network constituting a balanced circuit 6. The input impedance of the two-line circuit 2 is different in each access. To suppress the echo at the original point, two-way separating circuits 13a, 13b are inserted between the inlet of the two-line circuit 2 and a hybrid coil 3 and between the hybrid coil 3 and the inlet of the balanced circuit network 6 respectively. An echo suppressing effect measured as the ratio of leaked signal voltage V4WS to received signal voltage V4WR from one two-line circuit 4 in the four-line circuit is about several dBs to the variation of Rext, Cext.

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 この発明は双方向性伝送回路におけるエコー抑圧装置に
関し、特に、信号源の接続された２線回線と４線回線と
を接続するハイブリッドコイルを含む双方向性伝送回路
において、４線回線に生じるエコーを抑圧するたのエコ
ー抑圧装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field of the Invention The present invention relates to an echo suppression device in a bidirectional transmission circuit, and more particularly, to an echo suppression device for a bidirectional transmission circuit including a hybrid coil that connects a two-wire line and a four-wire line to which a signal source is connected. The present invention relates to an echo suppression device for suppressing echoes occurring in a four-line line in a digital transmission circuit.

先行技術の説明 第１図はこの発明の背景となる双方向性回路のブロック
図である。第１図において、端子１には電話機（図示せ
ず）が接続され、この端子１が２線回線２を介してハイ
ブリッドコイル３に接続される。ハイブリッドコイル３
には、４１／ｆＡ回線のうちの一方の２線４と他方の２
線５とが接続されるとともに、２線回線２と４線回線４
，５との平衡をとるために平衡回路６が接続される３４
粉回線のうちの一方の２線４は増幅器７を介して他方の
ハイブリッドコイル９に接続され、他方の２線５も同様
にして増幅器８を介してハブリッドコイル９に接続され
る。ハイブリッドコイル９は２ｗＡ回ｔｆＡ１１を介し
て端子１２に接続され、この端子１２には電話機（図示
せず）が接続される。また、ハイブリッドコイル９にも
平衡回路１０が接続されている。DESCRIPTION OF PRIOR ART FIG. 1 is a block diagram of a bidirectional circuit that forms the background of the present invention. In FIG. 1, a telephone (not shown) is connected to a terminal 1, and this terminal 1 is connected to a hybrid coil 3 via a two-wire line 2. hybrid coil 3
41/fA line 4 on one side and 2 line 2 on the other.
Line 5 is connected, and 2-line line 2 and 4-line line 4 are connected.
, 5 to which a balancing circuit 6 is connected 34
One of the two wires 4 of the powder circuits is connected to the other hybrid coil 9 via an amplifier 7, and the other two wires 5 are similarly connected to the hybrid coil 9 via an amplifier 8. The hybrid coil 9 is connected to a terminal 12 via a 2WA tfA11, and a telephone (not shown) is connected to this terminal 12. A balance circuit 10 is also connected to the hybrid coil 9.

上述の双方向性回路において、端子１から入力された信
号は２線回線２．ハイブリッドコイル３゜４線回線のう
らの他方の回線５．増幅器８．ノーイブリッドコイル９
，２線回線１１および端子１２を介して他方の電話機に
伝送される。逆に、他方の電話娠からの人力信号は端子
１２．２線回線１１、ハブリッドコイル９．増幅器７．
４線回線うちの一方の２線４．ハイブリッドコイル３，
２線回線２および端子１を介して一方の電話機に伝送さ
゛れる７このような２線＠線２と４線回線４，５との間
で良好に信号の伝送を行なうためには、２線−回線２側
のインピーダンスＺ２ＷＬと平衡回路６のインピーダン
スＺａ　Ａ　Ｌとを等しくする必要がある。しかしなが
ら、端子１および１２にそれぞれ接続される電話機は人
力される音声信号に応じてそのインピーダンスが変化す
る。このために、２線回ＩＩ２側のインピーダンスＺｚ
ｖＬと平衡回路６側のインピーダンス７Ｂ６．とが等し
くならなくなる。両者のインピーダンスの平衡が崩れる
と、４線回線のうちの一方の２ｒｉ＋４からハイブリッ
ドコイル３に入力された信号が２Ｉｉｔ回１ｉ！２に伝
送されるだけでなく他方の２線５にも音声信号の漏洩、
いわゆるエコー戻り損失を生じる。In the bidirectional circuit described above, the signal input from terminal 1 is transmitted to two-wire line 2. Hybrid coil 3° The other line behind the 4-wire line 5. Amplifier 8. No-brid coil 9
, 2-line line 11 and terminal 12 to the other telephone set. Conversely, the human input signal from the other telephone is connected to terminal 12.2 wire line 11, hybrid coil 9. Amplifier 7.
2 wires on one of the 4 wire lines 4. Hybrid coil 3,
In order to properly transmit signals between the 2-wire line 2 and the 4-wire lines 4 and 5, it is necessary to - It is necessary to make the impedance Z2WL on the line 2 side equal to the impedance ZaAL of the balance circuit 6. However, the impedance of the telephones connected to terminals 1 and 12 changes depending on the input voice signal. For this purpose, the impedance Zz on the 2-wire circuit II2 side is
vL and impedance 7B6 on the balance circuit 6 side. are no longer equal. When the impedance balance between the two is disrupted, the signal input to the hybrid coil 3 from one of the four-wire lines, 2ri+4, is transmitted 2Iit times 1i! Leakage of the audio signal not only transmitted to 2 but also to the other 2 wire 5,
This results in so-called echo return loss.

このようなエコー戻り損失は極力抑える必要があり、通
常シよ−３０ないし４０（ｉＢＮ度にする必要がある。It is necessary to suppress such echo return loss as much as possible, and it is usually necessary to set it to −30 to 40 (iBN degrees).

このため、従来はエコーを抑圧するためにエコーサブレ
ツザやエコーキャンセラなどが用いられていた。このエ
コーキャンセラは回路エコーに似た人工の信号（エコー
複製物）を発生し、エコー経路および受信信号の予測特
性に適合するようにされていた。しかしながら、このよ
うなエコー経路特性を正確に表わすことは困難であり、
回路溝成も複雑になるという新たな問題点を生じていた
。For this reason, echo subrezers, echo cancellers, and the like have conventionally been used to suppress echoes. The echo canceller produced an artificial signal (echo replica) that resembled the circuit echo and was made to match the echo path and expected characteristics of the received signal. However, it is difficult to accurately represent such echo path characteristics;
A new problem arises in that the circuit groove formation is also complicated.

発明の目的 それゆえに、この発明の主たる目的は、比較的簡単な構
成で従来とは全く異なる手段を用（′Ｓてエコーを抑圧
し得る新規な双方向性伝送回路におＣするエコー抑圧ｆ
装置を提供することである。OBJECTS OF THE INVENTION Therefore, the main object of the present invention is to provide an echo suppression circuit which is capable of suppressing echoes by using means completely different from the conventional ones with a relatively simple structure.
The purpose is to provide equipment.

この発明の上述の目的およびその他の目的と特１１以不
に図面を参照して行なう詳細な説明ｈＸら一層明らかと
なろう。The above-mentioned and other objects of the present invention will become clearer from the detailed description below with reference to the drawings.

発明の概要 この発明を要約すれは信号源の接続された２線回線と４
線回線とを接続するハイブリッドコイルを含む双方向性
伝送回路において、ｌ＼イブリッドコイルの２線回線側
にフォトカプラからなる双方向性光分離回路を接続し、
信号源のインピーダンスが変動しても２線回線のインピ
ーダンスに影響を°及ばすのを防止し、インピーダンス
変動に伴う４線回線に生じるエコーを抑圧するようにし
た工弓−抑圧装置である。SUMMARY OF THE INVENTION To summarize the invention, a signal source is connected to two wire lines and four lines.
In a bidirectional transmission circuit including a hybrid coil that connects to a line, a bidirectional optical separation circuit made of a photocoupler is connected to the two-line line side of the hybrid coil,
This is an arch-suppression device that prevents the impedance of a two-wire line from being affected even if the impedance of a signal source fluctuates, and suppresses echoes generated in a four-wire line due to impedance fluctuations.

実施例の説明 第２図はこの発明の一実施例のブロック図であり、第３
図はこの発明の一実施例に含まれる双方向性光分離回路
の回路図であり、第４図は第３図に示す双方向性光分離
回路の等価回路図である。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is a circuit diagram of a bidirectional optical separation circuit included in an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the bidirectional optical separation circuit shown in FIG. 3.

まず、第２図および第３図を参照してこの発明の一実施
例の構成について説明する。第２図において、ハイブリ
ッドコイル３の２線回線２側および平衡回路６側には双
方向性光分離回路１３ａ。First, the configuration of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3. In FIG. 2, a bidirectional optical separation circuit 13a is provided on the two-wire line 2 side and the balanced circuit 6 side of the hybrid coil 3.

１３ｂがそれぞれ接続される。この双方向性光分離回路
１３は第３図に示すごとく構成される。すなわち、第１
の受光手段としてのフォトトランジスタＰＴＲ，のコレ
クタは負荷抵抗ＲＬＬを介して電源Ｖ　ｃｃ、に接続さ
れ、フォトトランジスタＰＴＲＬのベースは可変抵抗Ｒ
ＯＬを介して電ｍｖＣＣＬに接続される。このフォトト
ランジスタＰＴＲＬのエミッタは、第１の発光手段とし
ての発光ダイオードＬＥ［）Ｌを介して接地される。負
荷抵抗ＲＬＬと可変抵抗ＲＱｔと電源ＶＣＯＬとによっ
て第１のバイアス手段が構成される。13b are connected to each other. This bidirectional optical separation circuit 13 is constructed as shown in FIG. That is, the first
The collector of the phototransistor PTR, which serves as a light receiving means, is connected to the power supply Vcc via the load resistor RLL, and the base of the phototransistor PTRL is connected to the variable resistor R.
Connected to electric mvCCL via OL. The emitter of this phototransistor PTRL is grounded via a light emitting diode LE[)L as a first light emitting means. A first bias means is configured by the load resistance RLL, the variable resistance RQt, and the power supply VCOL.

また、第２の受光手段としてのフォトトランジスタＰＴ
Ｒ，のコレクタは負荷抵抗ＲＬＲを介して電源Ｖ　ｃｃ
、に接続され、フォトトランジスタＰＴＲ１のベースは
可変抵抗Ｒ（１ｍを介して電ａＶＣＣ，に接続される。Moreover, a phototransistor PT as a second light receiving means
The collector of R, is connected to the power supply V cc through the load resistor RLR.
, and the base of the phototransistor PTR1 is connected to the voltage aVCC through a variable resistor R (1m).

このフォトトランジスタＰＴＲ，のエミッタは、第２の
発光手段としての発光ダイオードＬＥＤ＊を介して接地
される。この負荷抵抗Ｒ１，Ｒと可変抵抗Ｒｇｇと電源
ｙｃｃＲとによってＭ２のバイアス手段が構成される。The emitter of this phototransistor PTR is grounded via a light emitting diode LED* as a second light emitting means. The bias means for M2 is constituted by the load resistors R1 and R, the variable resistor Rgg, and the power supply yccR.

そして、前述のフォトトランジスタＰＴＲＬおよびＰＴ
Ｒ３のコレクタ端には、それぞれ入出力端子（／Ｌ＋Ｃ
６が接続される。ところで、８縁領域の左側から右側へ
信号を伝送する場合には、端子ＣＬが入力端子、端子Ｃ
Ｒが出力端子として用いられ、絶縁領域の右側から左側
へ信号を伝送する場合には、端子ＣＱが入力端子、端子
ＣＬが出力端子として用いられる。Then, the aforementioned phototransistors PTRL and PT
The collector end of R3 has an input/output terminal (/L+C
6 is connected. By the way, when transmitting a signal from the left side to the right side of the 8-edge area, the terminal CL is the input terminal, and the terminal C
When R is used as an output terminal and a signal is transmitted from the right side to the left side of the insulation region, the terminal CQ is used as an input terminal and the terminal CL is used as an output terminal.

そして、前述の発光ダイオードＬＥＤＬとフォトトラン
ジスタＰ　Ｔ　ＲＲおよび発光ダイオードＬＥ　Ｄ　Ｒ
とフォトトランジスタＰＴＲＬがそれぞれ光結合されて
、フォトカプラを形成する。なお、図示では、理解を容
易にするために、絶縁領域から左側の各部品には参照符
号の末尾に添字り、右側の各部品には参照符号の末尾に
添字Ｒを付して示すが、左側と右側の対応する部品を総
称する場合は添字を略して説明する。Then, the above-mentioned light emitting diode LEDL, phototransistor P T RR and light emitting diode LED
and phototransistor PTRL are optically coupled to form a photocoupler. In addition, in the illustration, in order to facilitate understanding, each component on the left side of the insulating area is shown with a suffix at the end of the reference numeral, and each part on the right side is shown with a suffix R at the end of the reference numeral. When corresponding parts on the left and right sides are collectively referred to, the subscripts will be omitted.

次に、第３図に示す回路の動作を説明する。今、絶縁領
域の左側から右側へ信号を伝送する場合を考えると、入
力信号ｖｉｎはフォトトランジスタＰＴ　ＲＬのコレク
タ端に与えられる。通常、フォトトランジスタＰＴＲＬ
のコレクタ端には、負荷抵抗ＲＬＬの抵抗値と電源■Ｃ
ＣＬの電圧値とに基づくバイアス電圧が印加されている
が、入力信＠ｖ１ｎが与えられると、結果的にはバイア
ス電圧と入力信号ｖ１０の電圧とを重畳した電圧が印加
される。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 3 will be explained. Now, considering the case of transmitting a signal from the left side to the right side of the insulating region, the input signal vin is applied to the collector end of the phototransistor PTRL. Usually, phototransistor PTRL
The resistance value of load resistor RLL and the power supply ■C are connected to the collector terminal of
A bias voltage based on the voltage value of CL is applied, but when the input signal @v1n is applied, as a result, a voltage obtained by superimposing the bias voltage and the voltage of the input signal v10 is applied.

このため、フォトトランジスタＰＲＴＬのコレクターエ
ミッタ間には抵抗ＲＬＬの抵抗値とコレクターエミッタ
間の抵抗値の和に相関する微小電流が流れ、この微小電
流が発光ダイオードＬＥＤＬに流れる。応じて、発光ダ
イオードＬＥＤＬは入力電流１「、に相関する光量を発
光する。この発光ダイオードＬＥＤＬの発光による光が
右側のＰ■Ｒｋのベース入力光として与えられるため、
このフォトトランジスタＰＴＲ，は導通し、負荷抵抗Ｒ
Ｌ、の抵抗値に基づく電流ｉＦＲを流し、発光ダイオー
ドしＥＤ、の入力電流として与える。Therefore, a minute current that correlates to the sum of the resistance value of the resistor RLL and the resistance value between the collector and emitter flows between the collector and emitter of the phototransistor PRTL, and this minute current flows through the light emitting diode LEDL. Accordingly, the light emitting diode LEDL emits light with an amount of light that correlates to the input current 1'. Since the light emitted by this light emitting diode LEDL is given as the base input light of the right side P Rk,
This phototransistor PTR is conductive and the load resistance R
A current iFR based on the resistance value of L is caused to flow and is provided as an input current to the light emitting diode ED.

これによって、発光ダイオード＋−Ｅ　Ｄ　、！が入力
電流ｉ「８に相関する光景を発光し、この光がフォトト
ランジスタＰ　Ｔ　ＲＬのベース入力光として与えられ
るため、７４８８５２２２９１丁ＲＬが導通し、負荷抵
抗ＲＬＬの抵抗値に相関する比較的大きな電流＋ＦＬが
流れる。したがって１発光ダイオードＬＥＤＬは比較的
大きな光」を発光し、結果的には正帰還がかけられたこ
とになる。このとき、フォトトランジスタＰＴＲＲのコ
レクタ端から出力電圧ｖｏｕ　ｔが導出される。この出
力電圧ｖＯｕｔは７４８８５２２２９１丁ＲＲの負荷抵
抗ＲＬ３の抵抗値に相関する。This causes the light emitting diode +-ED,! emits an image correlated to the input current i'8, and this light is given as the base input light of the phototransistor P T RL, so that 7488522291 RL becomes conductive, and a relatively large light that correlates to the resistance value of the load resistor RLL A current +FL flows. Therefore, one light emitting diode LEDL emits a relatively large amount of light, and as a result, positive feedback is applied. At this time, an output voltage vout is derived from the collector terminal of the phototransistor PTRR. This output voltage vOut correlates with the resistance value of the load resistor RL3 of the 7488522291 block RR.

ところで、第３図に示す双方向性光分離回路１３の等価
回路は第４図のように表わすことができる。第４図にお
いて、入力インピーダンスＺｉｎはここに、ｈｌ・・・
ｈ２およびｈｌ　′・・・ｈ２−は双方向性光分・離回
路１３のハイブリッドパラメータであり、ｈｏｅは入力
が聞かれた状態におけるフォトトランジスタＰＴＲの出
力アドミタンスであり、ｈｆｅは出力が短絡された状態
におけるフォトトランジスタＰＴＲの電流増幅率であり
、η（よ発光ダイオードＬＥＤ）からフォトトランジス
タＰＴＲに至る減衰定数である。ここで用いたフォトカ
ブラＰＳ２００１　（日本電気料）は（３ａ　Ａｓの発
光ダイオードと１段のシリコンフォトトランジスタとか
らなり、それらの間の減衰定数ηは６００である。Incidentally, an equivalent circuit of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 can be expressed as shown in FIG. 4. In Fig. 4, the input impedance Zin is here, hl...
h2 and hl'...h2- are the hybrid parameters of the bidirectional optical separation/separation circuit 13, hoe is the output admittance of the phototransistor PTR when the input is heard, and hfe is the output admittance when the output is short-circuited. It is the current amplification factor of the phototransistor PTR in the state, and is the attenuation constant from η (light emitting diode LED) to the phototransistor PTR. The photocoupler PS2001 (Nippon Electric Power Co., Ltd.) used here consists of a (3a As light emitting diode and a one-stage silicon phototransistor), and the attenuation constant η between them is 600.

減衰定数η＝１というトランジスタおよび電界効果トラ
ンジスタのような通常の素子では、前述の第（１）式の
右辺の第２項はあまりにも大きく、入力インピーダンス
ｚｉｎは避けＭ　＜　Ｚ　ｅｘｔに依存する。他方、双
方向性光分離回路１３の場合の第２項は非常に小さい。For ordinary devices such as transistors and field effect transistors with an attenuation constant η=1, the second term on the right side of equation (1) above is too large, and the input impedance zin is avoided and depends on M<Z ext. On the other hand, the second term in the case of the bidirectional optical separation circuit 13 is very small.

なぜならば、減衰定数ηは１より大きく、たとえばｈｆ
ｅ　／ηＳ１であるからである。この場合、入力インピ
ーダンスｚ１ｎは第１項により決まるほぼ定数の値をと
る。すなわち、この回路＋Ｊバツノノ・増幅器と同じよ
うにインピーダンス変動を抑圧する。This is because the damping constant η is greater than 1, for example hf
This is because e/ηS1. In this case, the input impedance z1n takes a substantially constant value determined by the first term. In other words, impedance fluctuations are suppressed in the same way as this circuit + J amplifier.

第５Ａ図および第５Ｂ図は入力インビータンス（Ｚｉｎ
　＝　Ｒｉｎ＋　Ｊ　Ｘ　ｉｎ）と外部負荷インピーダ
ンス（ｚｅｘｔ　−Ｒｅｘｔ　＋　ｉ　／ｊ　ｔｌｚ）
Ｃｉ３Ｘｔ　）との関係を示す特性図であり、第６図は
双方向伝送特性を示す図であり、第７図は第６図に示す
特性に対応する入力抵抗Ｒ１ｎの周波数応答特性を示す
図であり、第８Ａ図および第８Ｂ図はエコー抑、圧特性
を示す図である。Figures 5A and 5B show the input impedance (Zin
= Rin + J X in) and external load impedance (zext - Rext + i / j tlz)
FIG. 6 is a diagram showing the bidirectional transmission characteristics, and FIG. 7 is a diagram showing the frequency response characteristics of the input resistor R1n corresponding to the characteristics shown in FIG. 6. 8A and 8B are diagrams showing echo suppression and compression characteristics.

次に、第５八図ないし第８Ｂ図を参照して第３図に示し
た双方向性光分離回路１３の各特性について説明する。Next, each characteristic of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 will be explained with reference to FIGS. 58 to 8B.

前述の第３図において、入力部分が左側で出力部分が右
側であるとすれば、入力インピーダンスＺ　ｉｎ　（−
Ｒｉｎ＋Ｊ　Ｘ　ｉｎ）と外部負荷インピーダンス７−
ｅＸｔ　（−ＲｅＸｔ　＋１　／′Ｊ　ｔｌ）ｃｅＸｔ
）の間の関係は第５Ａ図および１５８図に示すごとくと
なる。この第５Ａ図および第５Ｂ図から明らかなように
、第３図に示す双方向性光分離回路１３は、インピーダ
ンス変動を抑圧する特性を有することが明らかである。In the above-mentioned FIG. 3, if the input part is on the left side and the output part is on the right side, the input impedance Z in (-
Rin + J X in) and external load impedance 7-
eXt (-ReXt +1 /'J tl)ceXt
) is as shown in FIGS. 5A and 158. As is clear from FIGS. 5A and 5B, it is clear that the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 has a characteristic of suppressing impedance fluctuations.

すなわち、入力抵抗Ｒｉｎおよび入力リアクタンスＸｉ
ｎの負荷抵抗Ｒｅｘｔおよび容量Ｃｅｘｔに対する依存
性が極めて小さい。また、第３図に示す双方向性光分離
回路１３の回路形態が対称であるので、入力および出力
部分を入替えても同一の特性が得られる。さらに、双方
向性光分離回路１３は第６図に示すように、数ｄＢの減
衰損失を有する双方向伝送特性を示す。That is, input resistance Rin and input reactance Xi
The dependence of n on the load resistance Rext and capacitance Cext is extremely small. Furthermore, since the circuit form of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 is symmetrical, the same characteristics can be obtained even if the input and output parts are interchanged. Further, as shown in FIG. 6, the bidirectional optical separation circuit 13 exhibits bidirectional transmission characteristics having an attenuation loss of several dB.

また、第７図は第６図に示す双方向伝送特性に対応する
入力抵抗Ｒｉｎの周波数応答を示すものであり、双方向
性光分離回路１３のＣＴＲ（電流伝達比）の許容範囲の
ため、第６図および第７図に示す左から右へおよび右か
ら左への伝送の間での伝送利得と入力抵抗Ｒｉｎの差が
わずかとなり、問題はない。しかしながら、入力抵抗Ｒ
１ｎが不平衡となることにより、わずかなインピーダン
ス不整合が生じる。なお、伝送特性および入力抵抗Ｒ１
ｎの周波数応答における湾曲部分については後で述べる
。Moreover, FIG. 7 shows the frequency response of the input resistor Rin corresponding to the bidirectional transmission characteristics shown in FIG. The difference in transmission gain and input resistance Rin between left-to-right and right-to-left transmission shown in FIGS. 6 and 7 is small, and there is no problem. However, the input resistance R
The unbalance of 1n causes a slight impedance mismatch. In addition, transmission characteristics and input resistance R1
The curved portion in the frequency response of n will be discussed later.

次に、前述の第３図１．ｌ：示した双方向性光分離回路
１３の特（１を用いて、エコーｈマその原点でどのよう
に抑圧されるか（ごついて、第２図を参照して説明する
。Next, the above-mentioned FIG. 3 1. 1: How the echo h-ma is suppressed at its origin will be explained with reference to FIG.

一般に、エコーは２線回線２のインピーダンス２　、　
、、、　、と平衡回路６を構成する平衡回路網のインピ
ーダンスＺａａＱの不整合により誘起される。Generally, the echo is the impedance 2 of the 2-wire line 2,
.

特に、２線回線２の入力インピータンスは各呼出しごと
に異なるケーブルや端子のようなコンポーネントととも
に変化する。そのｒＪｙＳ点におけるエコーを抑Ｉ：ｆ
：’Ｅ＋−るために、双方向性光弁妾分離回路１３８お
よび１３１）を２線回線２の入口とハイブリッドコイル
３との間およびハイブリッドコイル３と平衡回路網６の
入口の間にそれぞれ庫人する。In particular, the input impedance of the two-wire line 2 changes with components such as different cables and terminals for each call. Suppress the echo at the rJyS point I:f
In order to people

なお、第２図に示すバーｒブリシトコイル３は６００Ω
の；寝インピーダンスに整合するように設計された簡単
な形式のものである。したがって、第２図における回路
条件は、双方向性光分離回路１３ａで６０００の入力お
よび出力インピーダンスを達成するように選ばれる。但
し、実験では、１（ｅｘｔ　−６００ΩとＣｅｘｔ　−
１μＦ　（７）ｉｉｉ列接Ｍヲ！準インピーダンスＺ　
２　ｙ　Ｌとして考える。これらのパラメータは２線回
線２のインピーダンスにおける変動をシミュレートする
ように変化させる。In addition, the barb sheet coil 3 shown in FIG. 2 has a resistance of 600Ω.
is a simple form designed to match the current impedance. Therefore, the circuit conditions in FIG. 2 are chosen to achieve an input and output impedance of 6000 in the bidirectional optical isolation circuit 13a. However, in the experiment, 1 (ext -600Ω and Cext -
1μF (7) iii column connection Mwo! Quasi-impedance Z
Consider it as 2 y L. These parameters are varied to simulate variations in the impedance of the two-wire line 2.

一方、平衡回路網６のインピーダンスはＲＢａ琵−６０
０Ωおよびｃｌｌｌａ見−１μＦで一定に保たれる。測
定を始める前に、数Ωの抵抗を第２図のハイブリッドコ
イル３のいずれかの側に追加して、第７図に示すＣＴＲ
の許容範囲に基づくインピーダンス整合を確実にする必
要がある。なお、エコー抑圧の効果は、ＣＩＢで表わす
エコー戻り損失、すなわち４線回線の一方の２線４がら
の受信信号電圧Ｖ４ｗＲに対する漏洩信号電圧Ｖ、ｙ５
の比として測定した。On the other hand, the impedance of the balanced network 6 is RBa-60
0 Ω and cllla are kept constant at −1 μF. Before starting the measurement, add a resistor of several ohms to either side of the hybrid coil 3 in Fig. 2 to create the CTR shown in Fig. 7.
It is necessary to ensure impedance matching based on the tolerance range of Note that the effect of echo suppression is the echo return loss expressed in CIB, that is, the leakage signal voltage V, y5 with respect to the received signal voltage V4wR of one 2-wire 4 of the 4-wire line.
It was measured as the ratio of

上述の測定結果としてのエコー抑圧特性は第８Ａ図およ
び第８Ｂ図に示すごと（となった。第８Ａ図および第８
Ｂ図において、点線がハイブリッドコイル３のみによる
エコー戻り損失を示す。この場合、基準値からのＲｅＸ
ｔのゎずがな変動によって、大きなインピーダンス不整
合を生じ、エコー戻り損失の急激な悪化となる。他方、
第３図に示した双方向性光分離回路１３を用いると、Ｒ
ｅＸｔが０から無限大に変化させたときの大きな変動（
対するエコー戻り損失の悪化は、第８Ａ図および第８Ｂ
図の実線に示すように、数ｄＢ程度にすぎない。このよ
うな特性は、ＣｅＸｔの変動についてもまた見られる。The echo suppression characteristics as the above measurement results are as shown in Figs. 8A and 8B.
In diagram B, the dotted line indicates the echo return loss due only to the hybrid coil 3. In this case, ReX from the reference value
A sudden variation in t causes a large impedance mismatch, resulting in a rapid deterioration of echo return loss. On the other hand,
When the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 is used, R
Large fluctuation when eXt changes from 0 to infinity (
The worsening of the echo return loss for the
As shown by the solid line in the figure, it is only about a few dB. Such properties are also seen for variations in CeXt.

上述の測定結果から、ハイブリッドコイル３と２線回線
２との間に双方向性光分離回路１３ａを挿入しかつハイ
ブリッドコイル３と平衡回路網６どの間にも双方向性光
分離回路１３．ｔｌを挿入することにより、２線回線２
側のインピーダンスと平衡回路網６のインピーダンスと
が不平衡によって生じるエコー・は、その原点において
効果的に抑圧することが明らかとなった。From the above measurement results, it is clear that the bidirectional optical separation circuit 13a is inserted between the hybrid coil 3 and the two-wire line 2, and the bidirectional optical separation circuit 13a is inserted between the hybrid coil 3 and the balanced circuit network 6. By inserting tl, 2 line line 2
It has been found that the echo caused by the unbalance between the side impedance and the impedance of the balanced network 6 is effectively suppressed at its origin.

、−第９図は２線回線の入力インピーダンスがＲｅｘｔ
−６００ΩおよびＣｅｘｔ＝１μＦの基準値をとるとき
のエコー戻り損失の周波数応答を示したものであって、
双方向性光分離回路１３の場合の周波数応答は、高周波
におけるバイブ・リッドコイル３の周波数応答よりも悪
い。ハイブリッド接続点におけるインピーダンス整合を
維持して十分なエコー戻り損失を得るためには、双方の
光分離回路１３ａ、１３ｂの入力インピーダンスＺｉｎ
が同一である必要がある。しかしながら、１１ｔＨｚま
での低い周波数でのみ整合が容易に達成される。なぜな
らば、入力インピーダンスＺ１ｎのＲｌｎは第７図に示
すように、低周波においてのみほぼ一定であるからであ
る。したがって、このシステムにおけるエコー戻り損失
の悪化は高周波領域においてのみ現われる。このような
高周波領域におけるエコー戻り損失の悪化を解決するた
めには、入力インピーダンスｚ１ｎのＲｌｎおよび双方
向伝送利得が一定である周波数領域を広くしなければな
らない。, - Figure 9 shows that the input impedance of the two-wire line is Rext.
It shows the frequency response of the echo return loss when taking the reference values of −600Ω and Cext=1μF,
The frequency response of the bidirectional optical separation circuit 13 is worse than that of the vibe lid coil 3 at high frequencies. In order to maintain impedance matching at the hybrid connection point and obtain sufficient echo return loss, the input impedance Zin of both optical separation circuits 13a and 13b must be
must be the same. However, matching is easily achieved only at frequencies as low as 11 tHz. This is because, as shown in FIG. 7, Rln of the input impedance Z1n is approximately constant only at low frequencies. Therefore, the worsening of echo return loss in this system appears only in the high frequency range. In order to solve the problem of echo return loss in the high frequency range, it is necessary to widen the frequency range in which Rln of the input impedance z1n and the bidirectional transmission gain are constant.

このためには、フォト１〜ランジスタＰＴＲのベース／
コレクタ容量をできる限り小さくしなければならない。For this purpose, photo 1 ~ the base of transistor PTR/
Collector capacitance must be made as small as possible.

これは、フォトトランジスタＰＴＲにおけるコレクタ電
流（Ｃの増加によって、電流伝達比ＣＴＲの増加を生じ
、第６図における曲線部分で示す伝送利得の増加となる
。This causes an increase in the current transfer ratio CTR due to an increase in the collector current (C) in the phototransistor PTR, resulting in an increase in the transmission gain shown by the curved portion in FIG.

次に、上述のような高周波哨域各こおＩブるエコー戻り
損失の悪化を防止し得る実施例につ０て説明する。Next, a description will be given of an embodiment capable of preventing the worsening of the echo return loss caused by each high frequency signal transmission area as described above.

第１０図は双方向性光分離回路の他の例の回路図で必る
。この第１０図に示す双方向ｉ生先分離回路１４は前述
の第３図に示した双方向性光分離回路１３における可変
抵抗Ｒ（ＩＬとフォトトランジスタＰ　Ｔ　ＲＬに代え
てフォトダイオードＰＤＬとトランジスタＴｒＬを接続
しかつ可変抵抗Ｒ（ｉｐ。FIG. 10 is a circuit diagram of another example of the bidirectional optical separation circuit. The bidirectional i-source separation circuit 14 shown in FIG. 10 includes a photodiode PDL and a transistor instead of the variable resistor R (IL and phototransistor P TrL is connected and a variable resistor R (ip.

とフォトトランジスタＰＴＲＲに代えてフォトダイオー
ドＰＯ，とトランジスタＴ＋’、を接続しｌｃものであ
る。このようにフォトダイオードＰＤを用いた双方向性
光分離回路１４は、トランジスタ１”　ｒの容量ｃｂ’
ｃが小さい上に、フォトダイオードＰＤをベースとコレ
クタ間ではなく、ベースと■源ＶＣＣ測に接続”丈るこ
とによって、フォトダイオードＰＤのもつ容量によるミ
ラー効果に基づく入力容■の増加が避けられる。この双
方向性光分Ｉ！ＩＩＬ回路１４は双方向の伝達ゲインの
周波数特性上に見られる屈曲部の解消および入力抵抗Ｒ
１ｎの周波数特性上の一定部分の周波数範囲の拡大には
効果がある。しかしながら、光分離回路１４自身の電流
伝達比ＣＴＲが小さく、双方向伝達利得が小さく、Ｏｄ
Ｂの要求に対して−２０ないし一３０ｄＢ！ｉ！度しか
得られない。, a photodiode PO in place of the phototransistor PTRR, and a transistor T+' are connected. In this way, the bidirectional optical separation circuit 14 using the photodiode PD has a capacitance cb' of the transistor 1''r.
In addition to having a small c, the increase in input capacitance due to the Miller effect due to the capacitance of the photodiode PD can be avoided by connecting the photodiode PD to the base and source VCC rather than between the base and collector. .This bidirectional optical splitter I!IIL circuit 14 eliminates the bend seen in the frequency characteristics of the bidirectional transfer gain, and eliminates the input resistance R.
It is effective to expand the frequency range of a certain portion of the 1n frequency characteristic. However, the current transfer ratio CTR of the optical separation circuit 14 itself is small, the bidirectional transfer gain is small, and the Od
-20 to -30 dB for the B requirement! i! You can only get degrees.

そこで、電流伝達比ＣＴＲの増大を図るために、フォト
ダイオードＰＤ、　トランシタ７ｒおよび発光ダイオー
ドＬＥＤを複数接続することが考えられる。Therefore, in order to increase the current transfer ratio CTR, it is conceivable to connect a plurality of photodiodes PD, transistors 7r, and light emitting diodes LED.

第１１図はそのような双方向性光分離回路の例を示す電
気回路図である。第１１図において、フォトダイオード
ＰＤＬ、ないしＰ　Ｄ　ｔ　４がそれぞれ４つのトラン
ジスタＴｒＬＩないしＴｒＬ４とｍ　？ＦＪ　Ｖ　ＣＣ
Ｌとの間に並列接続される。トランジスタＴｒＬＩない
しＴｒ　Ｌ　４のエミッタは共通接続され、発光ダイオ
ードＬＥＤＬ、とＬＥＤＬ−に接続される。発光ダイオ
ードＬＥ、ＤＬ、には発光ダイオードＬＥＤＬ２が直列
接続され、発光ダイオードＬＥＤＬ８には発光ダイオー
ドＬＥＤ、。FIG. 11 is an electrical circuit diagram showing an example of such a bidirectional optical separation circuit. In FIG. 11, photodiodes PDL or P D t4 are connected to four transistors TrLI or TrL4, respectively, and m? FJ V CC
It is connected in parallel with L. The emitters of the transistors TrLI to Tr L4 are commonly connected and connected to the light emitting diodes LEDL and LEDL-. A light emitting diode LEDL2 is connected in series to the light emitting diodes LE and DL, and a light emitting diode LED is connected to the light emitting diode LEDL8.

が直列接続される。このように２個の直列接続された発
光ダイオードを並列接続するの番よ、光分離回路全体の
ループゲインを１以下に保つよう調整するためである。are connected in series. The purpose of connecting the two series-connected light emitting diodes in parallel is to adjust the loop gain of the entire optical separation circuit to be 1 or less.

また、各トランジスタＴｒＬ＋ないし７　ｒ　Ｌ　ｓの
コレクタは共通接続され、負荷抵抗１（Ｌ、を介して電
ＩＩｐ、　ｖｃｃｌに接続される。また、共通接続され
たコレクタとエミッタとの間には抵抗ＲｃＥが接続され
、ベースとエミッタとの間には抵抗Ｒ５ε、が接続され
る。この抵抗Ｒ６！：Ｌはいわゆるバイアス安定用抵抗
であり、各トランジスタのコレクタエミッタ間電圧を活
性領域に位置させるためのものである。光分離回路１５
の右側部分ち左側部分と同様にして構成される。In addition, the collectors of each transistor TrL+ to 7 r L s are commonly connected and connected to the voltage IIp, vccl via a load resistor 1 (L). In addition, there is a resistor between the commonly connected collectors and the emitters. RcE is connected, and a resistor R5ε is connected between the base and emitter.This resistor R6!:L is a so-called bias stabilizing resistor, and is used to position the collector-emitter voltage of each transistor in the active region. Optical separation circuit 15
The right side is constructed in the same way as the left side.

上述のごとく、４つのトランジスタを並列接続すること
によって、４倍に増倍されたコレクタ電流）ｃが発光ダ
イオードＬＥＤＬＩなし１しＬＥＤｌを駆動するので、
′電流伝達化ＣＴＲの増倍と同時に発光ダイオードの特
性の直線性を良くすることができる。これは。さらに抵
抗ＲＣεを挿入したことによる電流によって促進される
ことになる。As mentioned above, by connecting four transistors in parallel, the collector current (c) multiplied by four times drives the light emitting diode LEDLI1 and LEDl, so
'The linearity of the characteristics of the light emitting diode can be improved at the same time as the current transmission CTR is multiplied. this is. Further, the current generated by inserting the resistor RCε will promote this.

第１２Ａ図および第１２Ｂ図は第１１図に示す双方向性
光分離回路１５を用いた場合の入力インピーダンスと外
部負荷インピーダンスとの関係の特性を示す図である。FIGS. 12A and 12B are diagrams showing the characteristics of the relationship between input impedance and external load impedance when the bidirectional optical separation circuit 15 shown in FIG. 11 is used.

第１３図は同じく双方向伝送特性を示す図である。第１
４図は第１３図に示す特性に対応する入力抵抗Ｒ１ｎの
周波数応答特性を示す図である。第１５Ａ図および第１
５８図はエコー抑圧特性を示す図であり、第１６図はエ
コー戻り損失と周波数応答との特性を示す図である。FIG. 13 is a diagram similarly showing bidirectional transmission characteristics. 1st
FIG. 4 is a diagram showing the frequency response characteristics of the input resistor R1n corresponding to the characteristics shown in FIG. 13. Figure 15A and 1
FIG. 58 is a diagram showing echo suppression characteristics, and FIG. 16 is a diagram showing characteristics of echo return loss and frequency response.

これらの特性は第１１図に示す双方向性光分離回路１５
を第２図に示す光分離回路１３ａ、１．３ｂに代えて用
いたとぎの測定結果を示すものである。そして、これら
の特性により、前述の第３図に示した双方向性光分離回
路１３よりも第１１図に示す双方向性光分離回路１５の
特性がより改善されていることが明らかである。すなわ
ち、ｔ５１３図と第６図とを対比すれば、伝送利得上に
おける屈曲部分が消滅し、また利得の平坦部が数１０ｋ
ｌ−１ｚから約８００ｋｌ−１２にまで拡大しているこ
とがわかる。また、第１４図と第７図とを対比すれば、
入力抵抗Ｒ１ｎの平坦部が約ｉ　ｋｌ−ＩＺがら約１０
０ｋｌ〜１２まで拡大している。また、’ＸＩ！１のそ
れは杓ｉ　０　ｋＨｉまでは一定である。さらに、第１
２Ａ図と第５Ａ図および第’１２８図と第５Ｂ図を対比
すれば、第１３図および第１４図に示したように利得Ｊ
５よび入力抵抗Ｒ１ｎの周波数特性が向上したにもかが
わらジ゛、ＲＩｎ、Ｘｉｎについてのインピーダンスバ
ッファ効果が同様に得られることがわかる。なお、Ｘｉ
Ｉ′Ｉについてのインピーダンスバッファ効果けＲｅＸ
ｔ　、　ｃｅＸｔの値が０付近の微妙な状態において、
若干悪化しているが１Ｘｉｎｌが小さいことから許容さ
れる。These characteristics are determined by the bidirectional optical separation circuit 15 shown in FIG.
This figure shows the measurement results when the optical separation circuits 13a and 1.3b shown in FIG. 2 were used instead. It is clear that due to these characteristics, the characteristics of the bidirectional optical separation circuit 15 shown in FIG. 11 are more improved than those of the bidirectional optical separation circuit 13 shown in FIG. 3 described above. In other words, if you compare the t513 diagram with Figure 6, the curved part on the transmission gain disappears, and the flat part of the gain becomes several tens of k.
It can be seen that it has expanded from l-1z to about 800kl-12. Also, if you compare Figure 14 and Figure 7,
The flat part of the input resistance R1n is about 10 from about i kl-IZ.
It has expanded from 0 kl to 12. Also, 'XI! 1 is constant up to i 0 kHi. Furthermore, the first
Comparing Figure 2A and Figure 5A, and Figure '128 and Figure 5B, the gain J is as shown in Figures 13 and 14.
It can be seen that even though the frequency characteristics of R.5 and input resistor R1n are improved, the same impedance buffer effect can be obtained for D, RIn, and Xin. In addition, Xi
Impedance buffer effect on I'I ReX
In a delicate state where the values of t and ceXt are around 0,
Although it is slightly worse, it is acceptable because 1Xinl is small.

上述のごとく改善された特性を有する双方向性光分離回
路１５を用いたエコー戻り損失の抑圧効果は第１５Ａ図
および第１５８図から明らかである。この第１５Ａ図お
よび！１５Ｂ図は前述の第８　Ａ　Ｆ　（＋５　Ｊ：　
ヒ第８Ｂ図に対応するものであり、基準インピーダンス
Ｒｅｘｔ　−６００Ｇ、　ｃｅｘｔ　−１μＦを中心と
した変動に対してエコー戻り損失が十分に抑えられてい
ることがわがる。しかも、第８Ａ図および第８Ｂ図に比
較して抑圧効果の現われる周波数範囲が向上しているの
がわかるヮこれは第１６図に示す基準インピーダンスに
おけるエコー戻り損失の周波数特性から一層明らかであ
る。The effect of suppressing echo return loss using the bidirectional optical separation circuit 15 having improved characteristics as described above is clear from FIGS. 15A and 158. This Figure 15A and! Figure 15B shows the above-mentioned 8th A F (+5 J:
This corresponds to FIG. 8B, and it can be seen that the echo return loss is sufficiently suppressed against fluctuations around the reference impedances Rext -600G and cext -1 μF. Moreover, it can be seen that the frequency range in which the suppression effect appears is improved compared to FIGS. 8A and 8B. This is even more obvious from the frequency characteristics of the echo return loss at the reference impedance shown in FIG. 16.

すなわち、第９図に比べてエコー戻り損失の平坦部が約
１ｋＨｚから５０ｋｌ（ｚまで拡大している。That is, compared to FIG. 9, the flat part of the echo return loss has expanded from about 1 kHz to 50 kl(z).

この領域は用いたハイブリッドコイル３自身の上限にお
ける周波数であるので、光分離回路仲人による周波数特
性の悪影響は非常に少ないと判断できる。Since this region is the frequency at the upper limit of the hybrid coil 3 itself used, it can be determined that the adverse effect of the optical separation circuit intermediary on the frequency characteristics is extremely small.

発明の効果 以上のように、この発明によれば、信号源の接続された
２線回線と４線回線とを接続するハイブリッドコイルを
含む双方向性伝・送回路において、ハイブリッドコイル
の２１！回線側に双方向性光分離回路を設けたので、信
＠源のインピーダンスが変化しても４線回線に与える彩
管を防止でき、エコー戻り損失を低減でき、エコーを抑
圧することができる。Effects of the Invention As described above, according to the present invention, in a bidirectional transmission/transmission circuit including a hybrid coil that connects a two-wire line and a four-wire line to which a signal source is connected, 21! Since a bidirectional optical separation circuit is provided on the line side, even if the impedance of the signal source changes, it is possible to prevent the color tube from being applied to the four-wire line, reduce echo return loss, and suppress echoes.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の付票となる双方向性回路のブロック
図であるｅ第２図はこの発明の一実施例のブロック図で
ある。第３図はこの発明の一実施例に含まれる双方向性
光分離回路の回路図である。 第４図は第３図に示す双方向性光分耐回路の等両回λ゛
３図である。、第５Ａ図および第５Ｂ図は入力インピー
ダンスと外部負荷インピーダンスとの関係の特性を示す
図である。第６図は双方向伝送特性を示す図である。第
７図は第６図に示す特性に対応する入力抵抗の周＄を数
応答特性を示す図である。 第８Ａ図お上び′；：Ｉ４８Ｂ図はエコー抑圧特性を示
す図である５第９図はエコー戻り損失と周波数応答との
特性を示ず図である。第１０ｆＸｌは双方向は充分桑回
路の他の例を示す開開である７、第１１図（よ同じくそ
の他の例を示す回路図である。第１２Ａ図および第１２
Ｂ図は第１１図に示す双方向１１光分離回路を用いた場
合の入力インピーダンスと外部負荷インピーダンスとの
関係の特性を示す図であろう第１３図１よ双方向１１光
ｌを示す図である。 第１４日は第１３図に示す特性に対応する入力抵抗の周
波数応答特性を示す図である。第１５Ａ図および第１５
８図はエコー抑圧特性を示す図である。Ｒ１６図はエコ
ー戻り損失と周波数応答との特性を示す図である。 図において、２は２輪回線、３はハイブリッドコイル、
４．５は４線回線、１３Ｉ　１３ａ　、１３ｂ、１４．
１５は双方向性光分離回路、ＰＴＲＬ。 ＰＴＲｌｌはフォトトランジスタ、ＬＥＤＬ、ＬＥＤ２
は発光ダイオード、Ｒ１，ＬＩＲＬＲは負荷抵抗、ＲＱ
ｂ、？Ｑ＊は可変抵抗、ＰＤＬ、ＰＤＬｌないしＰＤ、
、、、ＰＤＲ，ＰＤ、、ないしＰＤＲ４はフォトダイオ
ード、Ｔ１″ｃ　＋　Ｔ＋’　Ｌ　Ｉないし丁ｒＬ４１
ＴｒＲＩＴｒｇ＋ないし丁’　Ｒ４ハドランリスタを示
す。 、−特許出願人　米　１）正　次　部 （ほか２名） 心１図 め２図 １、。Ｌ＝Ｉ１．、）　Ｖ　ｖｃｃＲ−ｒ’ｔ、ｏ　Ｙ
　Ｊ　ＶｃｃＬ＝１６．３　Ｖ　ＶＣｃＲ＝１７．Ｑ　
Ｖ第３図 心４図 トマ・＼招 −　ａ 只ｈ−ン）呵ば慧 Ｓ写 Ｓξ ×− 一す− 釦ε ミー、＼心 ｙＪ＋ にε 曲−痰−！採慧 帥−、イ＝四に亘FIG. 1 is a block diagram of a bidirectional circuit according to the present invention; FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a circuit diagram of a bidirectional optical separation circuit included in one embodiment of the present invention. FIG. 4 is an equal-wavelength λ3 diagram of the bidirectional optical splitter circuit shown in FIG. , 5A and 5B are diagrams showing the characteristics of the relationship between input impedance and external load impedance. FIG. 6 is a diagram showing bidirectional transmission characteristics. FIG. 7 is a diagram showing the frequency response characteristic of the input resistance corresponding to the characteristic shown in FIG. 6. Figures 8A and 148B are diagrams showing the echo suppression characteristics.5 Figure 9 is a diagram not showing the echo return loss and frequency response characteristics. 10fXl is a circuit diagram showing another example of the bidirectional fully mulberry circuit.
Figure B is a diagram showing the characteristics of the relationship between input impedance and external load impedance when the bidirectional 11-light separation circuit shown in Figure 11 is used. Figure 13 is a diagram showing the bidirectional 11-light isolation circuit shown in Figure 1. be. The 14th day is a diagram showing the frequency response characteristics of the input resistance corresponding to the characteristics shown in FIG. 13. Figures 15A and 15
FIG. 8 is a diagram showing echo suppression characteristics. Diagram R16 is a diagram showing characteristics of echo return loss and frequency response. In the figure, 2 is a two-wheel line, 3 is a hybrid coil,
4.5 is a 4-wire line, 13I 13a, 13b, 14.
15 is a bidirectional optical separation circuit, PTRL. PTRll is a phototransistor, LEDL, LED2
is a light emitting diode, R1 and LIRLR are load resistances, and RQ
b.? Q* is a variable resistor, PDL, PDLl or PD,
, , PDR, PD, , or PDR4 are photodiodes, T1''c + T+' L I or D rL41
TrRITrg+ to D' indicates R4 hadran lister. , - Patent applicant US 1) Seishi Tsugube (and 2 others) Heart 1 Figure 2 Figure 1. L=I1. , ) V vccR-r't, o Y
J VccL=16.3 V VCcR=17. Q
V 3rd centroid 4 Toma \Invitation- a just h-n) 2 ba Kei S copy Sξ ×- 1su- Button ε Me, \heart yJ+ ni ε Song-phlegm-! Chohui-shuai-, I = four years

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）　信号源の接続された２線回線と４線回線とを接
続するハイブリッドコイルを含む双方向性伝送回路にお
いて、４線回線に生じるエコーを抑圧するためのエコー
抑圧装置であって、前記ハイブリッドコイルの２線回線
側に設けられる双方向性光分１！１１回路を備え、前記
双方向性光分離回路は、 光入力に応答して、その内部インピーダンスを変化する
第１の受光手段、 前記第１の受光手段のインピーダンス変化に基づく電気
的出力を受けるように接続されかつその電気的出力に応
じて発光する第１の発光手段、前記第１の発光手段の発
光出力を受けるように光結合され、その光入力に応答し
て、その内部インピーダンスを変化する第２の受光手段
、前記第２の受光手段のインピーダンス変化に基づく電
気的出力を受けるように接続されかつその電気的出力に
応じて発光して、前記第１の受光手段に発光出力を与え
るように光結合された第２の発光手段、 前記第１の受光手段に所定のバイアス電圧を与える第１
のバイアス手段、 前記第２の受光手段に所定のバイア電圧を与える第２の
バイアス手段、 前記信号源からの信号を前記第１のバイアス手段からの
バイアス電圧に重畳して前記第１の受光手段に与えると
ともに、前記第２の発光手段からの発光出力に基づく前
記第１の受光手段の受光出力を導出する第１の端子、お
よび 前記４線回線からの信号を前記第２のバイアス手段から
のバイアス電圧に重畳して前記第２の受光手段に与える
とともに、前記第１の発光手段からの発光出力に基づく
前記第２の受光手段の受光出力を導出する第２の端子を
備えた、双方向性伝送回路におけるエコー抑圧８＠。(1) An echo suppression device for suppressing an echo occurring in a 4-wire line in a bidirectional transmission circuit including a hybrid coil that connects a 2-wire line and a 4-wire line to which a signal source is connected, comprising: The bidirectional optical separation circuit includes a bidirectional optical separation circuit provided on the two-wire line side of the hybrid coil, and the bidirectional optical separation circuit includes: a first light receiving means that changes its internal impedance in response to optical input; a first light emitting means connected to receive an electrical output based on an impedance change of the first light receiving means and emitting light in accordance with the electrical output; a second light-receiving means which is coupled and changes its internal impedance in response to the optical input thereof, connected to receive an electrical output based on the change in impedance of said second light-receiving means and responsive to said electrical output; a second light-emitting means optically coupled to emit light and provide a light emission output to the first light-receiving means; a first light-emitting means for applying a predetermined bias voltage to the first light-receiving means;
bias means, second bias means for applying a predetermined bias voltage to the second light receiving means, and superimposing the signal from the signal source on the bias voltage from the first bias means to apply a predetermined bias voltage to the first light receiving means. and a first terminal for deriving the light receiving output of the first light receiving means based on the light emitting output from the second light emitting means, and a first terminal for deriving the light receiving output of the first light receiving means based on the light emitting output from the second light emitting means; A bidirectional device comprising a second terminal that superimposes on a bias voltage and applies it to the second light receiving means and derives the light receiving output of the second light receiving means based on the light emitting output from the first light emitting means. Echo suppression in sexual transmission circuits 8@. （２）　前記第１および第２の受光手段は、それぞれフ
ォトトランジスタを含む、特許請求の範囲第１項記載の
双方向性伝送回路におけるエコー抑圧装置。(2) The echo suppression device in the bidirectional transmission circuit according to claim 1, wherein the first and second light receiving means each include a phototransistor. （３）　前記第１および第２の受光手段は、それぞれト
ランジスタと、光入力を受けることｋよって前記トラン
ジスタの電気的入力を可変するフォトダイオードとを含
む、特許請求の範囲第１項記載の双方向性伝送回路にお
けるエコー抑圧装置。(3) The first and second light receiving means each include a transistor and a photodiode that changes the electrical input of the transistor by receiving optical input. Echo suppression device in tropic transmission circuits. （４）　前記トランジスタおよびフォトダイオードは、
それぞれ複数設けられて並列接続される、特許請求の範
囲第３項記載の双方向性伝送回路におけるエコー抑圧装
置。(4) The transistor and photodiode are
4. An echo suppression device in a bidirectional transmission circuit according to claim 3, wherein a plurality of echo suppression devices are provided and connected in parallel. （５）　前記第１および第２の発光手段は、それぞれ発
光ダイオードを含む、特許請求の範囲第１項記載の双方
向性伝送回路におけるエコー抑圧装置。(5) The echo suppression device in the bidirectional transmission circuit according to claim 1, wherein the first and second light emitting means each include a light emitting diode. （６）　前記発光ダイオードは複数段けられて、それぞ
れが並列接続される、特許請求の範囲第５項記載の双方
向性伝送回路にお（プるエコー抑圧装置。(6) An echo suppression device for use in a bidirectional transmission circuit according to claim 5, wherein the light emitting diodes are arranged in a plurality of stages and connected in parallel.