JPS6040276B2 - モ−タの駆動制御装置 - Google Patents
モ−タの駆動制御装置Info
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- JPS6040276B2 JPS6040276B2 JP56187176A JP18717681A JPS6040276B2 JP S6040276 B2 JPS6040276 B2 JP S6040276B2 JP 56187176 A JP56187176 A JP 56187176A JP 18717681 A JP18717681 A JP 18717681A JP S6040276 B2 JPS6040276 B2 JP S6040276B2
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- Japan
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- circuit
- pulse
- drive
- angle control
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はモータの駆動制御装置に係り、特に、ビデオ
テープレコ−ダ、ターンテーブル等に用いられる多相モ
−夕の駆動制御に好適なパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の
駆動制御装置に関する。
テープレコ−ダ、ターンテーブル等に用いられる多相モ
−夕の駆動制御に好適なパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の
駆動制御装置に関する。
第１図は三相モータの駆動制御装置の基本的横成を示し
ている。すなわち、モータ２と周波数発電機４とは連動
しており、周波数発電機４はモ−夕２の転速度に比例す
る周波数を持つ交流信号（周波数信号）を発生する。こ
の周波数信号は、パルス変換回路としてのプログラムカ
ゥンタ６でパルスに変換されて周波数−電圧変換回路８
に入力されている。周波数−電圧変換回路８は鋸歯状波
発生回路１０とサンプルホールド回路１２とから構成さ
れ、前記パルスは鎖歯状波発生回路１川こトリガ信号と
して与えられると同時に、サンプルホールド回路１２に
サンプルパルスとして与えられる。
ている。すなわち、モータ２と周波数発電機４とは連動
しており、周波数発電機４はモ−夕２の転速度に比例す
る周波数を持つ交流信号（周波数信号）を発生する。こ
の周波数信号は、パルス変換回路としてのプログラムカ
ゥンタ６でパルスに変換されて周波数−電圧変換回路８
に入力されている。周波数−電圧変換回路８は鋸歯状波
発生回路１０とサンプルホールド回路１２とから構成さ
れ、前記パルスは鎖歯状波発生回路１川こトリガ信号と
して与えられると同時に、サンプルホールド回路１２に
サンプルパルスとして与えられる。
鋸歯状波発生回路１０は前記パルスに同期してその同期
に比例した波高値を持つ鏡歯状波を順次発生し、一方サ
ンプルホールド回路１２は鋸歯状波発生回路１０が発生
する鏡歯状波の波高値を順次更新しつつ保持するととも
に、その保持電圧を出力する。この電圧出力は、鋸歯状
波の波高値が前記周期に比例していることから、周波数
−電圧変換出力と成っている。これら鋸歯状波発生回路
１０の鋸歯状波出力及びサンプルホールド回路１２の電
圧出力は駆動角制御信号発生回路１４に与えられる。こ
の駆動角制御信号発生回路１４は、これらの信号を組合
せて得られる所定角度づつ異なる位相を持つ駆動角制御
信号を発生し、この駆動角制御信号は駆動部１６に相毎
に設けられた駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃで増幅の
処理を施された後、モータ２の各コイル２Ａ，２Ｂ，２
Ｃに駆動角制御入力として個別に与えられる。
に比例した波高値を持つ鏡歯状波を順次発生し、一方サ
ンプルホールド回路１２は鋸歯状波発生回路１０が発生
する鏡歯状波の波高値を順次更新しつつ保持するととも
に、その保持電圧を出力する。この電圧出力は、鋸歯状
波の波高値が前記周期に比例していることから、周波数
−電圧変換出力と成っている。これら鋸歯状波発生回路
１０の鋸歯状波出力及びサンプルホールド回路１２の電
圧出力は駆動角制御信号発生回路１４に与えられる。こ
の駆動角制御信号発生回路１４は、これらの信号を組合
せて得られる所定角度づつ異なる位相を持つ駆動角制御
信号を発生し、この駆動角制御信号は駆動部１６に相毎
に設けられた駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃで増幅の
処理を施された後、モータ２の各コイル２Ａ，２Ｂ，２
Ｃに駆動角制御入力として個別に与えられる。
また、各駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃには駆動制御
入力としてサンプルホールド回路１２の出力が与えられ
ており、各コイル２Ａ，２Ｂ，２Ｃに与える駆動角制御
入力がサンプルホールド回路１２の出力電圧で制御され
るように成っている。
入力としてサンプルホールド回路１２の出力が与えられ
ており、各コイル２Ａ，２Ｂ，２Ｃに与える駆動角制御
入力がサンプルホールド回路１２の出力電圧で制御され
るように成っている。
このように構成された駆動制御装置の場合、モータ２の
駆動力はリニア動作として与えられているため、例えば
段階的な速度制御を必要とする場合、駆動部１６の電源
電圧に対する駆動電圧降下分と駆動電流の積分に相当す
る分が無効電力として損失する。
駆動力はリニア動作として与えられているため、例えば
段階的な速度制御を必要とする場合、駆動部１６の電源
電圧に対する駆動電圧降下分と駆動電流の積分に相当す
る分が無効電力として損失する。
即ち、周波数−電圧変換出力で与えられるモータ２の印
加電圧Ｖｍと電源電圧Ｖｃｃの電圧差（Ｖｃｃ−Ｖｍ）
と、モータ２の駆動電荻日ｍの積（Ｖｃｃ−Ｖｍ）ｌｍ
が電力損失となり、モータ２の駆動力はＶｍ・ｌｍで与
えられる。この関係から効率を良くするためには、Ｖｍ
をＶｃｃに近づければ良いが、制御範囲から限度があり
、高効率を維持することは困難である。また、このよう
な損失は駆動部１６の放熱設計並びに許容熱損失能力の
拡大に関係し、騒動部１６を大容量、大型化する原因に
なっている。そこで、この発明は、電力損失を削減する
とともに、駆動部の小容量、小型化を図ったモータの駆
動制御装置を提供しようとするものである。
加電圧Ｖｍと電源電圧Ｖｃｃの電圧差（Ｖｃｃ−Ｖｍ）
と、モータ２の駆動電荻日ｍの積（Ｖｃｃ−Ｖｍ）ｌｍ
が電力損失となり、モータ２の駆動力はＶｍ・ｌｍで与
えられる。この関係から効率を良くするためには、Ｖｍ
をＶｃｃに近づければ良いが、制御範囲から限度があり
、高効率を維持することは困難である。また、このよう
な損失は駆動部１６の放熱設計並びに許容熱損失能力の
拡大に関係し、騒動部１６を大容量、大型化する原因に
なっている。そこで、この発明は、電力損失を削減する
とともに、駆動部の小容量、小型化を図ったモータの駆
動制御装置を提供しようとするものである。
すなわち、この発明は、モータの回転によって得られた
信号をパルスに変換するパルス変換回路と、このパルス
変換回路が出力する前記パルスに同期して鋸歯状波電圧
を発生する鋸歯状波発生回路と、この鋸歯状波発生回路
が出力する前記鋸歯状辻皮電圧を前記パルス 、チ 回
ミ る前記パルスに同期して保持するサンプルホ
ールド回路と、このサンプルホールド回路が出力する保
持電圧を一定の比率で分圧してた電圧と前記錠歯状波電
圧との組み合わせによって特定の位相を持つ複数の駆動
角制御信号を発生する駆動角制御信号発生回路と、前記
鋸歯状波電圧より高い周波数を持つ基準電圧波形を発生
する基準発振回路と、この基準発振回路が出力する前記
基準電圧波形と前記サンプルホールド回路が出力する保
持電圧とを比較して得られるパルス幅変調によって保持
電圧に応じたパルス幅を持つスイッチングパルスに変換
する比較器と、この比較器が出力するスイッチングパル
スによって前記各駆動角制御信号を断続信号に変換する
波形変換回路とから構成したことを特徴とするものであ
る。以下、この発明の実施例を図面を参照して詳細に説
明する。
信号をパルスに変換するパルス変換回路と、このパルス
変換回路が出力する前記パルスに同期して鋸歯状波電圧
を発生する鋸歯状波発生回路と、この鋸歯状波発生回路
が出力する前記鋸歯状辻皮電圧を前記パルス 、チ 回
ミ る前記パルスに同期して保持するサンプルホ
ールド回路と、このサンプルホールド回路が出力する保
持電圧を一定の比率で分圧してた電圧と前記錠歯状波電
圧との組み合わせによって特定の位相を持つ複数の駆動
角制御信号を発生する駆動角制御信号発生回路と、前記
鋸歯状波電圧より高い周波数を持つ基準電圧波形を発生
する基準発振回路と、この基準発振回路が出力する前記
基準電圧波形と前記サンプルホールド回路が出力する保
持電圧とを比較して得られるパルス幅変調によって保持
電圧に応じたパルス幅を持つスイッチングパルスに変換
する比較器と、この比較器が出力するスイッチングパル
スによって前記各駆動角制御信号を断続信号に変換する
波形変換回路とから構成したことを特徴とするものであ
る。以下、この発明の実施例を図面を参照して詳細に説
明する。
第２図はこの発明のモータの駆動制御装置の実施例を示
し、第１図と同一部分には同一符号が付してある。
し、第１図と同一部分には同一符号が付してある。
第２図において、サンプルホールド回路１２の保持出力
並びにその発生点しベルは、駆動角制御信号発生回路１
４の電圧分割回路２０で位相設定に応じて分割される。
並びにその発生点しベルは、駆動角制御信号発生回路１
４の電圧分割回路２０で位相設定に応じて分割される。
この場合、１つの鏡歯状波電圧入力の周期を３６００に
設定し、例えば、三相の場合、発生点しベルから波高値
に至る電圧は、３等分することによって１２００毎の位
相推移が形成される。この電圧出力は鏡歯状波発生回路
１０が発生する鋸歯状波出力とともに移相回路２２に与
えられ、サンプルホールド出力と前記分割電圧出力の比
較に基づき１２０ｏ毎の位相推移を持つ移相信号が形成
され、駆動角制御信号形成回路２４に入力されている。
駆動角制御信号形成回路２４は、移相信号入力に基づき
、例えば、１２ぴづつの位相推移を持つ駆動角制御信号
を形成する。この駆動角制御信号は、一定の位相推移を
持つとともに、所定の駆動力を得るに必要なパルス幅を
持つ矩形波パルスで与えられている。この駆動角制御信
号は、駆動制御部２６で制御処理がされた後、駆動部１
６の各駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃに与えられる。
駆動制御部２６には基準周波数信号を発生する基準発振
回路２８が設けられており、この基準発振回 ２８‘、
歯、、− 」回 １０の出より高い周波数の鏡歯状
波、三角波又は指数関数波等の電圧波形からなる基準電
圧波形を発生する。この基準電圧波形出力は、前記サン
プルホ−ルド出力とともに比較器３０に与えられ、サン
プルホールド出力には、基準電圧波形によってパルス幅
変調が施され、電圧値に応じたパルス幅を持つスイッチ
ングパルスに変換される。このパルスは、各相毎に設け
られた波形変換回路としてのＡＮＤ回路３２Ａ，３２Ｂ
，３２Ｃに前記駆動角制御信号とともに入力され、両信
号の論理積によって断続信号に変換された駆動角制御信
号が駆動部１６に入力されている。この場合、モータ２
の各コイル２Ａ，２Ｂ，２Ｃには電源電圧ｙｃｃが直接
又はコイルを通して印加されるものである。以上の構成
において、その動作を第３図及び第４図に示す動作波形
を参照して説明する。第３図において、Ａは周波数発電
機４の出力波形、Ｂはプログラムカウンタ６によって得
られるその変換出力、Ｃは鋸歯状波発生回路１０の出力
波形を示している。
設定し、例えば、三相の場合、発生点しベルから波高値
に至る電圧は、３等分することによって１２００毎の位
相推移が形成される。この電圧出力は鏡歯状波発生回路
１０が発生する鋸歯状波出力とともに移相回路２２に与
えられ、サンプルホールド出力と前記分割電圧出力の比
較に基づき１２０ｏ毎の位相推移を持つ移相信号が形成
され、駆動角制御信号形成回路２４に入力されている。
駆動角制御信号形成回路２４は、移相信号入力に基づき
、例えば、１２ぴづつの位相推移を持つ駆動角制御信号
を形成する。この駆動角制御信号は、一定の位相推移を
持つとともに、所定の駆動力を得るに必要なパルス幅を
持つ矩形波パルスで与えられている。この駆動角制御信
号は、駆動制御部２６で制御処理がされた後、駆動部１
６の各駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃに与えられる。
駆動制御部２６には基準周波数信号を発生する基準発振
回路２８が設けられており、この基準発振回 ２８‘、
歯、、− 」回 １０の出より高い周波数の鏡歯状
波、三角波又は指数関数波等の電圧波形からなる基準電
圧波形を発生する。この基準電圧波形出力は、前記サン
プルホ−ルド出力とともに比較器３０に与えられ、サン
プルホールド出力には、基準電圧波形によってパルス幅
変調が施され、電圧値に応じたパルス幅を持つスイッチ
ングパルスに変換される。このパルスは、各相毎に設け
られた波形変換回路としてのＡＮＤ回路３２Ａ，３２Ｂ
，３２Ｃに前記駆動角制御信号とともに入力され、両信
号の論理積によって断続信号に変換された駆動角制御信
号が駆動部１６に入力されている。この場合、モータ２
の各コイル２Ａ，２Ｂ，２Ｃには電源電圧ｙｃｃが直接
又はコイルを通して印加されるものである。以上の構成
において、その動作を第３図及び第４図に示す動作波形
を参照して説明する。第３図において、Ａは周波数発電
機４の出力波形、Ｂはプログラムカウンタ６によって得
られるその変換出力、Ｃは鋸歯状波発生回路１０の出力
波形を示している。
Ｃにおいて、Ｖｐｈ，，Ｖｐｈ２及びＶｐｈ３はサンプ
ルホールド回路１２の保持出力、ＶＬは発生点しベル、
Ｖ，，Ｖ２は電圧分割回路２０１こおける分割電圧レベ
ルを示している。
ルホールド回路１２の保持出力、ＶＬは発生点しベル、
Ｖ，，Ｖ２は電圧分割回路２０１こおける分割電圧レベ
ルを示している。
Ｄ，Ｅは電圧分割出力に基づいて移相回路２２で形成さ
れる移相信号を示し、Ｄ，Ｅの各パルスの前緑部はそれ
ぞれ１２０ｏの位相推移となり、それぞれの後綾部は３
６０ｏに成っている。
れる移相信号を示し、Ｄ，Ｅの各パルスの前緑部はそれ
ぞれ１２０ｏの位相推移となり、それぞれの後綾部は３
６０ｏに成っている。
Ｆ，Ｃ及び日は駆動角制御信号形成回路２４におけるＤ
及びＥの移相信号の組合せによって得られた駆動角制御
信号を示し、各パルスは３６００を３等分した形に成っ
ていることが分る。
及びＥの移相信号の組合せによって得られた駆動角制御
信号を示し、各パルスは３６００を３等分した形に成っ
ていることが分る。
第４図において、１は基準発振２８の出力波形を示し、
Ｖｐｈ，′，Ｖｐｈ２′及びＶｐｈ３′は前記第３図Ｃ
のＶｐｈ，，Ｖｐｈ２及びＶｐｈ３を拡大して表示した
もので、それぞれの波形変化は前記変化に対応している
。
Ｖｐｈ，′，Ｖｐｈ２′及びＶｐｈ３′は前記第３図Ｃ
のＶｐｈ，，Ｖｐｈ２及びＶｐｈ３を拡大して表示した
もので、それぞれの波形変化は前記変化に対応している
。
１において、Ｖｐｈ，′，Ｖｐｈ２′，及びＶｐｈ３′
の各レベルはＶｐｈ３′＞Ｖｐｈ２′＞Ｖｐｈ，′の関
係があり、基準発振周波数出力のレベル比較より明らか
なようにＶｐｈ，′，Ｖｐｈ２′，Ｖｐｈ３′の各区間
Ｔ，，Ｔ２，Ｔ３の駆動力は各レベルに応じて１′４，
１′２，１／１と成っている。
の各レベルはＶｐｈ３′＞Ｖｐｈ２′＞Ｖｐｈ，′の関
係があり、基準発振周波数出力のレベル比較より明らか
なようにＶｐｈ，′，Ｖｐｈ２′，Ｖｐｈ３′の各区間
Ｔ，，Ｔ２，Ｔ３の駆動力は各レベルに応じて１′４，
１′２，１／１と成っている。
Ｊは比較器３０‘こおけるパルス幅変調によって得られ
るスイッチングパルスを示している。
るスイッチングパルスを示している。
即ち、Ｊに示す各パルスは各駆動力に応じたパルス幅と
成っており、これによって速度設定が可能に成る。Ｆ′
，〇及びＨ′は第３図Ｆ，Ｃ及び日に示す波形の時間軸
を拡大して示した波形であり、Ｋ，Ｌ及びＭはＪに示す
波形とＦ′，Ｇ′及びＨ′に示す波形との論理積によっ
て断続信号に変換された駆動角制御信号波形を示してい
る。
成っており、これによって速度設定が可能に成る。Ｆ′
，〇及びＨ′は第３図Ｆ，Ｃ及び日に示す波形の時間軸
を拡大して示した波形であり、Ｋ，Ｌ及びＭはＪに示す
波形とＦ′，Ｇ′及びＨ′に示す波形との論理積によっ
て断続信号に変換された駆動角制御信号波形を示してい
る。
このようにモータ２の駆動部１６には、パルス幅変調並
びに波形変換によって断続信号が変換された駆動角制御
信号が与えられている。
びに波形変換によって断続信号が変換された駆動角制御
信号が与えられている。
ここで・駆動回路１６Ａ，１６Ｂ及び１６Ｃにおける駆
動用トランジスタの飽和電圧をＶｓａｔ、パルス幅変調
（ＰＷＭ）パルスのパルス周期をＴｓ、駆動角制御信号
時間をＴｃとすれば、駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ
によって与えられるモータ２の駆動力は（Ｖｃｃ−Ｖｓ
ａｔ）・ｌｍ・Ｔｃ／Ｔｓで与えられ、電力損失は駆動
用トランジスタの飽和損失ｌｍ・Ｖｓａｔ・Ｔｃ／Ｔｓ
のみとなり、従って、高効率駆動力が実現できる。この
結果、駆動部１６の小容量、小型化とともに、駆動電源
にバッテリを使用する場合、その駆動時間を延ばすこと
ができ、しかも、回路のＩＣ化においてはパッケージパ
ワーが少なくできる利点が得られる。
動用トランジスタの飽和電圧をＶｓａｔ、パルス幅変調
（ＰＷＭ）パルスのパルス周期をＴｓ、駆動角制御信号
時間をＴｃとすれば、駆動回路１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ
によって与えられるモータ２の駆動力は（Ｖｃｃ−Ｖｓ
ａｔ）・ｌｍ・Ｔｃ／Ｔｓで与えられ、電力損失は駆動
用トランジスタの飽和損失ｌｍ・Ｖｓａｔ・Ｔｃ／Ｔｓ
のみとなり、従って、高効率駆動力が実現できる。この
結果、駆動部１６の小容量、小型化とともに、駆動電源
にバッテリを使用する場合、その駆動時間を延ばすこと
ができ、しかも、回路のＩＣ化においてはパッケージパ
ワーが少なくできる利点が得られる。
なお、実施例では三相モータの場合について説明したが
、この発明は三相以上の多相モータにも適用でき、しか
も説明上駆動角制御信号を１２００づつ位相推移した形
に設定したが、三相の場合、６びづつの位相推移を持つ
信号を用いて構成した場合でも同機に適用できることは
言うまでもない。
、この発明は三相以上の多相モータにも適用でき、しか
も説明上駆動角制御信号を１２００づつ位相推移した形
に設定したが、三相の場合、６びづつの位相推移を持つ
信号を用いて構成した場合でも同機に適用できることは
言うまでもない。
以上説明したように、この発明によれば、駆動部におけ
る電力損失の削減が図れ、モー夕の駆動効率が改善でき
るとともに、その小容量、小型化を図ることができる。
る電力損失の削減が図れ、モー夕の駆動効率が改善でき
るとともに、その小容量、小型化を図ることができる。
図面の簡単な説明第１図は三相モータの一般的な駆動制
御装置の基本構成を示すブロック図、第２図はこの発明
のモータの駆動制御装置の実施例を示すブロック図、第
３図及び第４図はその動作波形を示す説明図である。
御装置の基本構成を示すブロック図、第２図はこの発明
のモータの駆動制御装置の実施例を示すブロック図、第
３図及び第４図はその動作波形を示す説明図である。
２・・・・・・モー夕、８…・・・周波数−電圧変換回
路、１０・・・・・・鎖歯状波発生回路、１２・・・・
・・サンプルホールド回路、１４・・・・・・駆動角制
御信号発生回路、２０・・・・・・電圧分割回路、２２
・・・・・・移相回路、２４・・・・・・駆動角制御信
号形成回路、２８・・・・・・基準発振回路、３０・…
・・比較器、３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ・・・・・・波形
変換回路としてのＡＮＤ回路。
路、１０・・・・・・鎖歯状波発生回路、１２・・・・
・・サンプルホールド回路、１４・・・・・・駆動角制
御信号発生回路、２０・・・・・・電圧分割回路、２２
・・・・・・移相回路、２４・・・・・・駆動角制御信
号形成回路、２８・・・・・・基準発振回路、３０・…
・・比較器、３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ・・・・・・波形
変換回路としてのＡＮＤ回路。
第１図第４図
第２図
第３図
Claims (1)
- １ モータの回転によつて得られた信号をパルスに変換
するパルス変換回路と、このパルス変換回路が出力する
前記パルスに同期して鋸歯状波電圧を発生する鋸歯状波
発生回路と、この鋸歯状波発生回路が出力する前記鋸歯
状波電圧を前記パルス変換回路が出力する前記パルスに
同期して保持するサンプルホールド回路と、このサンプ
ルホールド回路が出力する保持電圧を一定の比率で分圧
して得た電圧と前記鋸歯状波電圧との組み合わせによつ
て特定の位相を持つ複数の駆動角制御信号を発生する駆
動角制御信号発生回路と、前記鋸歯状波電圧より高い周
波数を持つ基準電圧波形を発生する基準発振回路と、こ
の基準発振回路が出力する前記基準電圧波形と前記サン
プルホールド回路が出力する前記保持電圧とを比較して
得られるパルス幅変調によつて前記保持電圧に応じたパ
ルス幅を持つスイツチングパルスに変換する比較器と、
この比較器が出力するスイツチングパルスによつて前記
各駆動角制御信号を断続信号に変換する波形変換回路と
から構成したことを特徴とするモータの駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56187176A JPS6040276B2 (ja) | 1981-11-21 | 1981-11-21 | モ−タの駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56187176A JPS6040276B2 (ja) | 1981-11-21 | 1981-11-21 | モ−タの駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5889090A JPS5889090A (ja) | 1983-05-27 |
| JPS6040276B2 true JPS6040276B2 (ja) | 1985-09-10 |
Family
ID=16201430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56187176A Expired JPS6040276B2 (ja) | 1981-11-21 | 1981-11-21 | モ−タの駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6040276B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5309078A (en) * | 1991-07-11 | 1994-05-03 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Synchronous rectification method for reducing power dissipation in motor drivers in PWM mode |
-
1981
- 1981-11-21 JP JP56187176A patent/JPS6040276B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5889090A (ja) | 1983-05-27 |
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