JPS6024753A - Muting circuit - Google Patents
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- JPS6024753A JPS6024753A JP13238283A JP13238283A JPS6024753A JP S6024753 A JPS6024753 A JP S6024753A JP 13238283 A JP13238283 A JP 13238283A JP 13238283 A JP13238283 A JP 13238283A JP S6024753 A JPS6024753 A JP S6024753A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
本発明は搬送波を利用した音声のディジタル通信装置に
於ける音声信号のミューティング回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (A) Field of Industrial Application The present invention relates to an audio signal muting circuit in an audio digital communication device using a carrier wave.
（ロ）従来技術
音声のディジタル通信方式としては、例えば「１２ＧＨ
ｚ帯衛星放送における音声信号に対する答申」（電技審
第４部会 １９８２年１１月）に示されたＰＣＭ副搬送
波方式がわシ、該方式は第１図（ａ）（ｂ） Ｋ示され
るように、音声入力端子（１１（２）（３）（４）に入
力された音声信号をＡ／Ｄ変換器（５）によシデイジタ
ル信号に変換した後、誤シ訂正回路、スクランブル回路
等から成るエンコーダ（６）によシゴード化する。コー
ド化された信号は、４相ＤＰＳＫ（４相Ｄｉｆｆｏｒ、
ｅｎｃｉａｌＰｈａｓｅ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）
回路（７）によシ副搬送波信号に変換された後、映像信
号入力端子（８）よシ入力された映像信号と加え合わさ
れ、周波数変調器（９）によシＦＭ信号に変換される。(b) Conventional technology As a voice digital communication system, for example, "12GH
The PCM subcarrier system was proposed in the ``Report on Audio Signals in Z-Band Satellite Broadcasting'' (Electrical Engineering Commission, 4th Division, November 1982), and the system is as shown in Figure 1 (a) (b). After converting the audio signal input to the audio input terminals (11(2), (3), and (4)) into a digital signal by the A/D converter (5), an error correction circuit, a scrambling circuit, etc. The encoder (6) converts the encoded signal into a 4-phase DPSK (4-phase Diffor,
(encialPhase Shift Keying)
After being converted into a subcarrier signal by the circuit (7), it is added to the video signal inputted through the video signal input terminal (8), and converted into an FM signal by the frequency modulator (9).
このＦＭ信号は１２ＧＨｚ帯の送信機＋１（ｌによシミ
波として、パラボラアンテナＵυよシ送出される。該パ
ラボラアンテナαυよシ送出される電波は放送衛星じを
介して受信機で受信される。This FM signal is transmitted as a smear wave by the 12 GHz band transmitter +1 (l) from the parabolic antenna Uυ.The radio waves transmitted from the parabolic antenna αυ are received by the receiver via the broadcasting satellite. .
受信側では受信用パラボラアンテナ１Ｌ３１で受信され
た後、１２ＧＨｚ帯の受信機Ｉに供給され、中間周波信
号として、ＦＭ復調器（１５１に印加される。On the receiving side, the signal is received by the receiving parabolic antenna 1L31, then supplied to the 12 GHz band receiver I, and applied to the FM demodulator (151) as an intermediate frequency signal.
該復調器によシ復調された信号は映像信号と４相ＤＰＳ
Ｋの副搬送波信号とに分離され、それぞれ出力端子面、
およびｔｌｅより出力される。副搬送波信号については
、さらに４相ＤＰＳＫ復調回路（１によシ復調され、ベ
ースバンドのディジタル信号に戻された後、ディスクラ
ンブル回路、誤り訂正回路等からなるデコーダ１９、そ
してＤ／Ａ変換回路（２１を通って元の音声信号に戻さ
れ、音声出力端子（２１）［２冬Ｃ！！りＣ４よシ出力
される。The signal demodulated by the demodulator is a video signal and a 4-phase DPS.
K subcarrier signals are separated into output terminal planes,
and output from tle. The subcarrier signal is further demodulated by a 4-phase DPSK demodulation circuit (1) and returned to a baseband digital signal, and then sent to a decoder 19 consisting of a descrambling circuit, an error correction circuit, etc., and a D/A conversion circuit. (The signal is returned to the original audio signal through the audio output terminal (21) and output from the audio output terminal (21) to the audio output terminal (21).
さて、斯かる音声のディジタル通信方式では、受信搬送
波信号レベルの低下に伴うＦＭ復調後の副搬送波でのＳ
／Ｎ （信号対雑音比）低下の為、４相ＤＰＳＫ復調後
のディジタルデータ誤シが問題となる。該データ誤シは
第１図中）に於けるデコーダＬ９の誤シ訂正回路で成る
程度の訂正が可能ではあるが、データ誤シの頻度が増大
した場合、訂正もれが多発し、音声信号に強大な雑音が
発生する。該雑音は音声信号の最大出力レベルにまで達
する為、聴感上極めて有害であシ、斯かる対策として、
通常、ミューティング回路による出力音声信号の抑圧が
行なわれる。これを第２図によって簡単に説明する。４
相ＤＰＳＫ復調回路（１８によシ復調されたディジタル
データは破線内曝で示されるデコーダに入力される。デ
コーダ１］では、まず、同期検出回路（ハ）によりデー
タに於けるフレームごとの同期信号が検出され、ディス
クランブル回路（４）によシデータのスクランブル状態
が解かれた後、誤り訂正回路（２′ｒ）及び誤シ検出回
路Ｃ役に入力される。Now, in such a voice digital communication system, the S on the subcarrier after FM demodulation due to the decrease in the received carrier signal level
/N (signal-to-noise ratio) drop, digital data errors after four-phase DPSK demodulation become a problem. Although it is possible to correct the data errors by using the error correction circuit of the decoder L9 (in Figure 1), if the frequency of data errors increases, corrections will be omitted frequently, and the audio signal will be A strong noise is generated. Since this noise reaches the maximum output level of the audio signal, it is extremely harmful to the sense of hearing, and as a countermeasure,
Usually, the output audio signal is suppressed by a muting circuit. This will be briefly explained with reference to FIG. 4
In the phase DPSK demodulation circuit (18), the digital data demodulated is input to the decoder indicated by the dotted line. is detected, and after the scrambled state of the data is released by the descrambler circuit (4), the data is inputted to the error correction circuit (2'r) and the error detection circuit C.
データ誤シは該誤シ検出回路例によシ検出され、該検出
信号により誤り訂正回路（ロ）で訂正動作が行なわれる
と共に、データ誤シの頻度が大きい場合には、誤シ訂正
回路啼およびデータ抜き出し回路−を経て＠Ｄ／Ａ変換
器（至）よシ出力され名音声信号を、誤シ検出回路Ｑ稀
によシ制御されるスイッチＣ３０ＣＩＩＩＣ３７ＪＣ（
３Ｋ ヨ’） Ｍ断し、音声出力端子ａｕａａｑａａ’
ｔ’の出力状態を無信号状態にする。尚、前記誤シ検出
回路Ｑ印は瞬時瞬時の誤シ検出機能と一定時間内の誤シ
頻度検出機能とを両方備えているものとする０
斯かるｎ９成によれば、データ誤シの頻度が大きくなっ
た場合、出力音声信号が出力端子で遮断される為、聴感
上有害な強大雑音を避けることが可能となる。しかし、
誤シ頻度が更に増大する受信状態、例えば同期検出回路
（ハ）での同期信号検出さえ困難な状態となった場合は
、誤り検出回路間での検出誤りが生じ、従って該誤シ検
出信号にょシ動作するスイッチ１３１ ｐυｃｌａ（３
３の動作にも誤シが生じる為、強大雑音が音声出力端子
則困（ハ）（２）に出方される可能性がでてくる。Data errors are detected by the error detection circuit, and the error correction circuit (b) performs a correction operation based on the detection signal, and if the frequency of data errors is high, the error correction circuit performs a correction operation. The audio signal outputted from the D/A converter (to) through the data extraction circuit and the data extraction circuit is output to the switch C30CIIIC37JC (which is controlled by the error detection circuit Q).
3K Yo') M disconnect, audio output terminal auaaqaa'
Set the output state of t' to a no-signal state. It is assumed that the error detection circuit Q mark has both an instantaneous error detection function and an error frequency detection function within a certain period of time.According to the n9 configuration, the frequency of data errors is When the output signal becomes large, the output audio signal is blocked at the output terminal, making it possible to avoid loud noises that are harmful to the auditory senses. but,
In a reception state where the frequency of false alarms increases further, for example, when even the synchronization detection circuit (c) has difficulty detecting the synchronization signal, a detection error occurs between the error detection circuits, and therefore the false detection signal switch 131 pυcla(3
Since errors also occur in the operation of step 3, there is a possibility that strong noise will be output to the audio output terminal.
（ハ） 目 的
本発明は斯かる問題を解決するべく、誤シ頻度が極めて
多い受信状態に於いても誤動作することなく、出力端子
への音声信号の遮断を可能にする所謂音声出力信号のミ
ューティング回路を提供するものである。(c) Purpose In order to solve this problem, the present invention provides a so-called audio output signal that makes it possible to cut off the audio signal to the output terminal without malfunctioning even in a reception state where errors occur extremely frequently. This provides a muting circuit.
に）構 成
本発明では前述の第２図に示すデコーダＩの誤シ検出回
路關の誤シ検出信号にょシミューディング回路を動作さ
せる方法ではなく、第２図に於ける４相ＤＰＳＫ復調回
路Ｕでの受信状態を検出することによシ正確なミューテ
ィング動作信号を得るよう構成している。2) Configuration In the present invention, the simulating circuit is not operated by the erroneous detection signal of the erroneous detection circuit of the decoder I shown in FIG. The configuration is such that an accurate muting operation signal can be obtained by detecting the reception state at.
（ホ）実施例 第３図に従って本発明の一実施例を説明する。(e) Examples An embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
入力端子ｔｔｅから入力されだ４相Ｄ Ｉ） Ｓ Ｋ信
号は破線内ａ８で示される４相ＤＰＳＫ復調回路に入力
される。まず、４相ＤＰＳＫｉ号がキャリア再生回路（
Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｏｒ Ｃ１ｒｃｕ
ｉｔ）Ｋｌ）に入力され、該回路で、位相が一定値＋π
４または一π／２である２種類のキャリアが再生される
。The 4-phase DISK signal inputted from the input terminal tte is inputted to a 4-phase DPSK demodulation circuit indicated by a8 within the broken line. First, the 4-phase DPSKi number is the carrier regeneration circuit (
Carrier Regenerator C1rcu
it) Kl), and in this circuit, the phase is a constant value +π
Two types of carriers are regenerated: 4 or 1π/2.
該再生されたキャリアは乗算器θ仰７）によ）それぞれ
人力４相ＤＰＳＫ信号と乗算されろ。＃被乗算信号はそ
れぞれローパスフィルタ（イ）關によ）キャリア成分及
びキャリア周波数の２倍の成分が除去された後、それぞ
わゼロクロス識別器（ト）り■によシ識別されることに
より、２値信号に変換される。The regenerated carriers are each multiplied by a human-powered 4-phase DPSK signal by a multiplier θ (7). # After the carrier component and the component twice the carrier frequency are removed from the multiplicable signal by a low-pass filter (A), each signal is identified by a zero-cross discriminator (T). , converted into a binary signal.
この２系列の２値信号はデータ再生回路（ＣｑｄｅＲｅ
ｇｅｎｅｒａｔｏｒ Ｃ１ｒｃｕｉｔ）、（４１によシ
元のディジタルデータが再生される。この時のピットク
ロックはゼロクロス識別器Ｇ９の出力信号を受けてタイ
ミング再生回路（Ｒｅｔｌｍｌｎｇ Ｃ１ｒｃｕｉｔ）
（４，２）によりＭ生される。前記ディジタルデータは
前述同様にデコーダ（１うに入力された後、Ｄ／Ａ変換
回路四により音声信号に復元され、スイッチ（至）０１
）Ｇ→（ハ）ケ介して出力端子１２１）＠１２３１２４
）よシ出力される。These two series of binary signals are processed by a data reproducing circuit (CqdeRe
The original digital data is reproduced by the generator C1rcut) and (41).The pit clock at this time is generated by the timing regeneration circuit (Retlmlng C1rcut) in response to the output signal of the zero-cross discriminator G9.
M is generated by (4,2). The digital data is input to the decoder (1) in the same manner as described above, and then restored to an audio signal by the D/A conversion circuit (4) and then sent to the switch (to) (01).
) G→(c) Output terminal 121) @123124
) will be output.
而して該スイッチ（３（粕Ｊ）（３ａ Ｃ３３）ｔ−１
：音声信号のミューティングスイッチでアシ、ローパス
フィルタ（至）！出力される信号の振幅を識別する振幅
識別器（４３の出力信号を積分器（４（イ）によシ平滑
した信号によシ開閉されるよう構成されている。Then, the switch (3 (lees J) (3a C33) t-1
: Use the muting switch for the audio signal, and use the low-pass filter (to)! It is configured to be opened and closed by a signal obtained by smoothing the output signal of an amplitude discriminator (43) by an integrator (4 (a)) for identifying the amplitude of an output signal.
本発明によるミューティング動作をさらに第４図に」：
って説明すると、第６図に於ける乗算器Ｃ（７）のキャ
リアと４相ＤＰＳＫ信号が通常の位相関係、即ちπ／４
の場合は被乗算信号のローパスフィルタ（至）通過後の
信号は第４図（ａ）に示す波形となシ、その振幅はほぼ
一定値（ｖｈ）をとる。即ち、４相Ｄ Ｐ、Ｓ Ｋ信号
を５（ｔ）％又該信号とπ／４の位相関係を持つキャリ
ア信号をＣ（ｔ）とし、これら信号はそれぞれ（１）式
および（２）式で表わされるものとすると、それらの乗
算結果は、（３）式で表わされる。尚、ωＣはキャリア
周波数、ｌは０，１，２．３の４位相状態を表わす。The muting operation according to the present invention is further shown in FIG. 4.
To explain this, the carrier of multiplier C(7) in FIG. 6 and the 4-phase DPSK signal have a normal phase relationship, that is, π/4.
In this case, the signal after the multiplicable signal has passed through the low-pass filter has the waveform shown in FIG. 4(a), and its amplitude takes a substantially constant value (vh). That is, let the 4-phase D P, S K signal be 5(t)%, and let the carrier signal having a phase relationship of π/4 with this signal be C(t), and these signals can be expressed by equations (1) and (2), respectively. The result of their multiplication is expressed by equation (3). Note that ωC represents a carrier frequency, and l represents four phase states of 0, 1, and 2.3.
５（ｔ）−Ａｃｏｓ（ωＣｔ＋Ｚπ／２）・・・・・・
（１）Ｃ（ｔ）＝Ｂｃｏｓ（ωａｔ＋π／４） ・・
・・・・ （２）Ｓ （ｔ）・Ｃ（ｔ）＝ （Ａｃｏｓ
（ωｃ ｔ＋ｌπ：／２））（Ｂ（！０８Ｒ−１２１！
＋１
＋ −（）＋ ｃ ｏ ５−７−π）・・・・・・（３
）（３）式に於けるキャリア周波数の２倍成分を除去す
ると、その結果は（４）式で表わされる。即ちＳ （ｔ
） −Ｃ（ｔ） ＝ −ＡＢ ｃｏｓ□Ｔｃ−−−−−
−（４）４
（４）式に於いてＡ＝Ｂ＝１とし、／＝０．１，２゜３
を代入すると、（４）式で表わされる信号の振幅は１１
５となることがわかる。即ち、前述の（ｖｈ）は１／／
Ｔとなる。5(t)−Acos(ωCt+Zπ/2)・・・・・・
(1) C(t)=Bcos(ωat+π/4)...
... (2) S (t)・C(t)= (Acos
(ωc t+lπ:/2))(B(!08R-121!
+1 + -()+ c o 5-7-π)・・・・・・(3
) When the double component of the carrier frequency in equation (3) is removed, the result is expressed as equation (4). That is, S (t
) −C(t) = −AB cos□Tc---
-(4)4 In equation (4), A=B=1, /=0.1,2°3
Substituting , the amplitude of the signal expressed by equation (4) is 11
It can be seen that the value is 5. That is, the above (vh) is 1//
It becomes T.
一方、キャリア信号の位相を４相ＤＰＳＫ信号に対して
π／２とした場合は、同様の計算によシ（５）式で表わ
される結果となる。On the other hand, when the phase of the carrier signal is set to π/2 with respect to the four-phase DPSK signal, a similar calculation results in the result expressed by equation (5).
５（ｔ）・Ｃ（ｔ）＝（Ａｃｏｓ（ωｃｔ＋７π／２）
）（Ｂｃｏｓ（０＋ｌ！−１
Ｃ０８−π） 曲・・（５）
（５）式に於いて、キャリアの２倍成分を除去した後、
Ａ−Ｂ＝１とし、Ｊ＝０，１，２．５を代入すると、（
５）式で表わされる信号の振幅は１となる。5(t)・C(t)=(Acos(ωct+7π/2)
)(Bcos(0+l!-1 C08-π)...(5) In equation (5), after removing the double carrier component,
When A-B=1 and J=0, 1, 2.5 are substituted, (
The amplitude of the signal expressed by equation 5) is 1.
この位相状態に於けるローパスフィルタ（至）の出力の
信号を第４図（ｂ）に示す。即ち振幅Ｖｈ／は１となる
。The output signal of the low-pass filter (to) in this phase state is shown in FIG. 4(b). That is, the amplitude Vh/ is 1.
さて、第４図（ｂ）に示す状態は第３図に於いてキャリ
ア再生回路（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｏｒ
）（４υでの再生キャリアの位相ズレによって生じるも
のであり、且つ該位相ズレは受信状態の悪化によシ４相
ＤＰＳＫ信号のＳ／Ｎが低下し、キャリア再生回路（４
υでの位相ロックがはずれることによる。Now, the state shown in FIG. 4(b) is the carrier regenerator circuit (Carrier Regenerator) in FIG.
) (This is caused by the phase shift of the reproduced carrier at 4υ, and this phase shift is caused by the deterioration of the reception condition, the S/N of the 4-phase DPSK signal decreases, and the carrier recovery circuit (4υ)
This is due to loss of phase lock at υ.
４相ＤＰＳＫを利用した受信機に於いては、この状態に
よシ発生するエラーが強大雑音を引き起こす。従って、
位相ズレによる復調信号振幅の変化を検出することによ
シ、スイッチＣ３Ｉ Ｃ３１）Ｃ３６ｃ！３を開にすれ
ば、前記雑音を避けることができる。実際の動作では、
常時第４図（ｂ）に示す信号が得られるわけではなく、
第４図（＆）と第４図（ｂ）に示す信号及びその中間的
振幅を有する信号が混在する為、第３図に示す振幅識別
器（４３１のスレッショルドＶｔは、次式で示す値とす
るのが望ましい。In a receiver using 4-phase DPSK, errors caused by this state cause strong noise. Therefore,
By detecting the change in the demodulated signal amplitude due to the phase shift, the switch C3I C31) C36c! 3, the above noise can be avoided. In actual operation,
The signal shown in FIG. 4(b) is not always obtained,
Since the signals shown in FIG. 4(&) and FIG. 4(b) and signals with intermediate amplitudes exist, the threshold Vt of the amplitude discriminator (431) shown in FIG. It is desirable to do so.
ｖｈ（ｖｔ＜ｖｈｌ −−−−−−（６）尚、第６図で
は振幅識別器（４１への入力信号はローパスフィルタ（
至）の出力としているが、これはローパスフィルタｃ１
９の出力でもよいことは言うまでもない。また本発明を
４相の位相変調方式によシ説明したが、２相の場合でも
応用可能である。vh (vt<vhl --- (6) In FIG. 6, the input signal to the amplitude discriminator (41) is passed through a low-pass filter (
), but this is the output of the low-pass filter c1
It goes without saying that an output of 9 may be sufficient. Furthermore, although the present invention has been described using a four-phase phase modulation method, it is also applicable to a two-phase modulation method.
（へ）効 果
このように本発明によれば、キャリア再生回路での位相
四ツクはずれを起こした場合、その位相ロックはずれの
状態が検出され、音声信号がミューティング回路によシ
遮断される。通常のデイジタル通信方式に於いては受信
信号レベルの低下に伴うＳ／Ｎの悪化によりキャリア再
生回路が正常に動作しなく表り、正常でない動作状態が
復潤後の音声信号に強大雑音を発生させるが、本発明の
音声信号のミューティｙグ回路によれば、受信状態が極
端に悪化しても聴感上有害な強大雑音を完全に避けるこ
とができる。(F) Effect As described above, according to the present invention, when a phase shift occurs in the carrier regeneration circuit, the phase lock state is detected and the audio signal is blocked by the muting circuit. . In normal digital communication systems, the carrier regeneration circuit does not operate normally due to the deterioration of S/N due to the decrease in the received signal level, and the abnormal operating state causes strong noise in the audio signal after regeneration. However, according to the audio signal muting circuit of the present invention, even if the reception condition becomes extremely poor, it is possible to completely avoid the intense noise that is harmful to the audibility.
第１図は音声のディジタル通信方式を説明するためのブ
ロック回路図、第２図は音声信号のミューティング方法
の従来例、第６図は本発明による音声信号のミューティ
ｙグ回路を示すブロック回路図、第４図は本発明の動作
説明図である。
ｕＩｌｌ−Ａ力端子、Ｃ３！Ｏａｒ） 、、、乗算回路
、ｃ（！５１Ｃｌ１１）−Ｌ Ｐ Ｆ、ｏ（１９Ｇ３！
Ｉ・・・ゼロクロス識別回路、（４０・・・データ再生
回路、（４Ｉ）・・・キ・ヤリア再生回路、（４２１・
・・タイミング再生回路、（４階・・・振幅識別回路、
（４４）−・・積分回路。
第８図
第４図Fig. 1 is a block circuit diagram for explaining a digital audio communication system, Fig. 2 is a conventional example of an audio signal muting method, and Fig. 6 is a block circuit diagram showing an audio signal muting circuit according to the present invention. 4 are explanatory diagrams of the operation of the present invention. uIll-A power terminal, C3! Oar) ,,,multiplying circuit, c(!51Cl11)-L P F,o(19G3!
I... Zero cross identification circuit, (40... Data regeneration circuit, (4I)... Carrier regeneration circuit, (421...
...timing regeneration circuit, (4th floor...amplitude identification circuit,
(44)--Integrator circuit. Figure 8 Figure 4
Claims (1)
からキャリアを再生する為のキャリア再生回路と、該回
路によシ再生されたキャリアと被変調波信号を乗算する
為の乗算回路と、該乗算回路の出力に接続されたローパ
スフィルタと、該ローパスフィルタの出力信号を２・値
信号に変換する為のゼロクロス識別回路と、該識別回路
の出力を受けてディジクルデータを復号する為の復号回
路と、該復号回路の出力に接続されたディジタル・アナ
ログ変換回路と、該ディジタル・アナログ変換回路の出
力端と出力端子間に接続されるスイッチ回路と、前記ロ
ーパスフィルタの出力信号の振幅を識別する為の振幅識
別回路と、該識別回路に接続される積分回路とを備え、
前記積分回路の出力によシ前記スイッチ回路を開閉制御
することを特徴とするディジタル通信装置の音声信号ミ
ューティング回路。Ll) A carrier regeneration circuit for regenerating a carrier from a modulated wave signal modulated by a digital signal, a multiplication circuit for multiplying the carrier regenerated by the circuit and the modulated wave signal, and the multiplication circuit. a low-pass filter connected to the output of the low-pass filter, a zero-cross identification circuit for converting the output signal of the low-pass filter into a binary signal, and a decoding circuit for receiving the output of the identification circuit and decoding digital data. , a digital-to-analog conversion circuit connected to the output of the decoding circuit, a switch circuit connected between the output terminal and the output terminal of the digital-to-analog conversion circuit, and the amplitude of the output signal of the low-pass filter. an amplitude discrimination circuit, and an integration circuit connected to the discrimination circuit,
An audio signal muting circuit for a digital communication device, characterized in that opening and closing of the switch circuit is controlled by the output of the integrating circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13238283A JPS6024753A (en) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | Muting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13238283A JPS6024753A (en) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | Muting circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6024753A true JPS6024753A (en) | 1985-02-07 |
| JPH046293B2 JPH046293B2 (en) | 1992-02-05 |
Family
ID=15080074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13238283A Granted JPS6024753A (en) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | Muting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6024753A (en) |
-
1983
- 1983-07-19 JP JP13238283A patent/JPS6024753A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH046293B2 (en) | 1992-02-05 |
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