JPS60214397A - Musical sound signal generator - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は電子楽器その伯楽音発生機能を持つ装置にお
いて用いられる楽音信号発生装置に関し、特に非調和成
分を含む楽音信号を発生し得るもＱ）に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application This invention relates to a musical tone signal generating device used in an electronic musical instrument having a musical tone generation function, and particularly relates to a musical tone signal generating device capable of generating a musical tone signal containing an aharmonic component. .

従来の技術 自然楽器、特にピアノ、ノ＼−ブシコードのような打弦
楽器、から発生される楽音にその音名の真の高調波関係
にない成分（非調和成分）を含んでいる。従来からよく
知られた波形メモリに記憶された楽音波形を単に繰返し
読み出すだけの楽音信号発生方式では、整数倍の高調波
関係しか得られないため、このような非調和成分を含む
楽音信号の発生は不可能であった。これに対して、個々
の高調波成分を別々に演算し合成する高調波合成方式の
電子楽器においては非調和成分を含む楽音信号の合成が
可能であり、そのことが特公昭５；３−４０５２７号公
報に開示されている。すなわち、個別に発生すべき各高
調波成分の周波数を基本周波数の整数倍に対して必要に
応じて僅かに偏移させることにより非調和成分の部分音
信号を発生し、これらを合成するこ吉により非調和成分
を含む楽音信号を得ている。BACKGROUND OF THE INVENTION Musical tones generated from natural musical instruments, particularly percussion instruments such as pianos and knobbly chords, contain components (non-harmonic components) that are not in true harmonic relationship with the names of the notes. Conventional, well-known musical tone signal generation methods that simply repeatedly read out musical waveforms stored in waveform memory can only obtain harmonic relationships of integer multiples. was impossible. On the other hand, in electronic musical instruments using a harmonic synthesis method that calculates and synthesizes each harmonic component separately, it is possible to synthesize musical sound signals that include non-harmonic components, and this is achieved by It is disclosed in the publication No. In other words, it is possible to generate partial signals of non-harmonic components by slightly shifting the frequency of each harmonic component to be generated individually relative to an integer multiple of the fundamental frequency, and then synthesize them. A musical tone signal containing anharmonic component is obtained by this method.

発明か解決しようとする問題点 しかし、上述のような従来技術では、基本波及び個々の
高調波成分に対応する部分音信号を個別に発生させ、か
つこれらの相対振幅を個別に制御した上で加算合成する
、という構成を吉らなけれはならないため、ハードウェ
アの規模が大型化してしまうという問題点かあった。Problems to be Solved by the Invention However, in the prior art as described above, partial tone signals corresponding to the fundamental wave and each harmonic component are individually generated, and their relative amplitudes are individually controlled. Since the configuration of additive synthesis had to be achieved, there was a problem in that the scale of the hardware would increase.

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、比較的簡
単な構成によって非調和成分を含む楽音信号を容易に発
生できるようにした楽音信号発生装置を提供しようとす
るものである。The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and it is an object of the present invention to provide a musical tone signal generating device that can easily generate musical tone signals containing non-harmonic components with a relatively simple configuration.

問題点を解決するための手段 この発明に係る楽音信号発生装置は、複数の楽音波形を
夫々複数のサンプル点に分割して各→ノーンプル点に対
応する波形データを記憶した波形記憶手段と、発生すべ
き楽音周波数に応じて前記波形記憶手段から所定の楽音
波形の波形データを繰返し読み出す読出し手段と、前記
波形記憶手段から読み出すべき楽音波形を時間的に切換
えて指定する波形指定手段と、読み出すべき楽音波形を
切換えるとき、先行する楽音波形からその次の楽音波形
に滑らかに移行させるよう両系音波形を重みつけする補
間手段とを具えており、前記波形記憶手段に記憶する各
楽音波形は夫々基本波及び高調波成分を含んでいるもの
であり、該各楽音波形の全て又は所定の複数に関して、
前記切換えの順位か隣合う楽音波形間において前記成分
のうち少なくとも１つの成分に所定の位相差をもたせた
ことを特徴としており、この位相差と前記補間手段によ
る波形移行に要する時間（補間時間）とによって定する
非調和が実現されるようにしたものである。Means for Solving the Problems The musical tone signal generating device according to the present invention includes a waveform storage means that divides a plurality of musical sound waveforms into a plurality of sample points and stores waveform data corresponding to each →no-pull point; reading means for repeatedly reading waveform data of a predetermined musical sound waveform from the waveform storage means according to the musical sound frequency to be read; a waveform specifying means for temporally switching and specifying the musical sound waveform to be read from the waveform storage means; and interpolation means for weighting both sound waveforms so as to smoothly transition from the preceding musical sound waveform to the next musical sound waveform when switching the musical sound waveform, and each musical sound waveform stored in the waveform storage means is It contains a fundamental wave and harmonic components, and for all or a predetermined plurality of each musical sound waveform,
The switching order is characterized in that at least one of the components has a predetermined phase difference between adjacent tone waveforms, and the time required for waveform transition by this phase difference and the interpolation means (interpolation time) This is so that the anharmony defined by

作用 補間手段による補間によって、得られる楽音信号は、波
形記憶手段から読み出された楽音波形そのままではなく
、切換順位か先行する楽音波形からその次の楽音波形へ
と滑らかに移行するものきなる。この楽音波形の移行は
、各成分毎に分析することかてきる。すなわち、１１次
の成分に関しては、先行する楽音波形の１１次の成分か
らその次の楽音波形の＋１次の成分へと滑らかに移行す
る。その初期位相に注目すると、補間によって得られる
初期位相値へと徐々に移行する。この場合、隣合う楽音
波形間において位相差か設けられていない成分に関して
は、補間中もその初期位相は動かない。こうして、位相
差が設けられていない成分に関しては、その高調波次数
か示す通りの整数倍の（調和した）周波数か得られる。Due to the interpolation by the action interpolation means, the musical tone signal obtained is not the same as the musical waveform read out from the waveform storage means, but the musical tone signal that smoothly transitions from the preceding musical tone waveform to the next musical tone waveform due to the switching order. The transition of this tone waveform can be analyzed for each component. That is, regarding the 11th-order component, there is a smooth transition from the 11th-order component of the preceding tone waveform to the +1st-order component of the following tone waveform. If we pay attention to the initial phase, it will gradually shift to the initial phase value obtained by interpolation. In this case, the initial phase of components for which no phase difference is provided between adjacent tone waveforms does not change during interpolation. In this way, for components for which no phase difference is provided, frequencies that are integral multiples (harmonious) of their harmonic orders are obtained.

他方、隣合う楽音波形間において位相差か設けられた成
分に関しては、補間中に、その初期位相が、先行する楽
音波形のそれから次の楽音波形のそれへと徐々に移行す
る。このような補間期間中における特定成分の初期位相
の遷移によって、該成分の周波数は本来の整数倍周波数
を示さず、そこから幾分偏移したものとなる。こうして
、特定の成分か非調和周波数となり、非調和成分を含む
楽音信号が得られる。On the other hand, for components with a phase difference between adjacent tone waveforms, their initial phase gradually shifts from that of the preceding tone waveform to that of the next tone waveform during interpolation. Due to the transition of the initial phase of a particular component during such an interpolation period, the frequency of the component does not represent the original integral multiple frequency, but rather deviates from it. In this way, a specific component becomes a non-harmonic frequency, and a musical tone signal containing a non-harmonic component is obtained.

上述のように非調和周波数が得られる原理について第１
図を参照して更に詳しく説明する。第１図では、先行す
る楽音波形に含まれる２倍音成分（ＳＥＧ１２で示す）
とその次の楽音波形に含まれる２倍音成分（ＳＥＧ２２
で示す）とか抽出して示されており、−例として、２倍
音成分に所定の位相差を設定するものとして説明を行う
。第１図は３次元座標て示されており、Ｘ軸は位相、Ｙ
軸は振幅、Ｚ軸は時間、であり、ｔ＋ｓは補間開始時点
、ｔｈｅは補間終了時点、てあり、ｔ＋ｓからｔｌｅの
間で５ＥＧ１゜から５ＥＧ２゜へと直線補間が行われる
ものと仮定する。図ては両２倍音成分間の位相差は２２
．５度に設定されている。First, regarding the principle of obtaining anharmonic frequency as mentioned above.
This will be explained in more detail with reference to the drawings. In Figure 1, the second harmonic component (indicated by SEG12) included in the preceding musical sound waveform
and the second overtone component (SEG22) included in the next musical sound waveform.
), and as an example, the explanation will be given assuming that a predetermined phase difference is set for the second overtone component. Figure 1 shows three-dimensional coordinates, where the X-axis is the phase, and the Y-axis is the phase.
The axis is amplitude, the Z axis is time, t+s is the interpolation start time, the is the interpolation end time, and it is assumed that linear interpolation is performed from 5EG1° to 5EG2° between t+s and tle. In the figure, the phase difference between both second harmonic components is 22
．． It is set at 5 degrees.

基本波周波数が伺ＯＨｚ　（Ａ　４音に対応）であると
すると、２倍音は８８０１１Ｚ（１周期ｕｉ１．］：う
ｆ３ｍｓ）である。ｔ＋ｓからＩｌｅに至る補間期間か
この２倍音の１６周期分に相当する時間１８．１．８２
　ｍｓに設定されているとするさ、両成分Ｓ　ＥＧ　１
２，５ＥＧ２２間に位相差がない場合は、この補間期間
において丁度１６周期分の２倍音が発生し、合成された
２倍音成分の周波数−基本波の丁度２倍みなるはずであ
る。ところが、両成分５ＥＧ１２，５ＥＧ２２間に位相
差２２．５度が設けられているため、補間によって合成
される２倍音成分の初期位相か徐々にずれてゆき、最終
的には、補間開始時点ｔ＋ｓの位相に比べて補間終了時
点ｔｈｅでは２２．５度ずれる。この位イ目ずれの方向
は５ＥＧ１２に対する５ＥＧ２２の位相ずれ方向によっ
て決まり、図では２２．５ 進相方向である。２２．５度は、　＝　０．０６２５周
期に対応しており、補間期間ｔ　＋ｓ　””　ｔ　＋ｅ
の間に１．６．０６２５周期の２倍音成分か発生された
ことになる。これに対応する周波数ｆ２は、２倍音の周
波数８８０Ｈ２丁度ではなく、 １６．０６２５　（周期） ｆ２−、、、、　ｍｓ　Ｘ］、０００（＋１１５）＝８
８３．４４（Ｊ（Ｚ）みなる。すなわち整数倍周波数か
ら約３．４４Ｈ２ずれた非調和成分として２倍音成分か
合成される。Assuming that the fundamental wave frequency is OHz (corresponding to the A4 tone), the second harmonic is 88011Z (1 period ui1.]: 3ms). 18.1.82 The interpolation period from t+s to Ile or the time corresponding to 16 cycles of this second harmonic
ms, both components S EG 1
If there is no phase difference between the 2nd and 5EG 22, exactly 16 cycles of second harmonics will be generated during this interpolation period, and the frequency of the synthesized second harmonic component should be exactly twice that of the fundamental wave. However, since there is a phase difference of 22.5 degrees between the two components 5EG12 and 5EG22, the initial phase of the second harmonic component synthesized by interpolation gradually shifts, and eventually the phase difference between the two components 5EG12 and 5EG22 gradually shifts. Compared to the phase, there is a 22.5 degree shift at the interpolation end point the. The direction of this position shift is determined by the direction of phase shift of 5EG22 with respect to 5EG12, and is the 22.5 phase advance direction in the figure. 22.5 degrees corresponds to = 0.0625 periods, and the interpolation period t +s ”” t +e
This means that a second overtone component with a period of 1.6.0625 was generated during this period. The corresponding frequency f2 is not exactly the second overtone frequency 880H2, but 16.0625 (period) f2-, ..., ms X], 000 (+115) = 8
83.44 (J(Z)). In other words, the second overtone component is synthesized as an anharmonic component shifted by about 3.44H2 from the integral multiple frequency.

他の次数の成分に関しても同様の原理によって非調和成
分として合成することか可能である。例えは、上述と同
じ条件下で、３倍音成分の位相差を１５度とすると、合
成される３倍音成分の周波数ｒ３は、正規の整数倍周波
数が１３２０Ｈ２であるのに対して、 一〇、１２５（周期）である。また、上述と同じ条件ド
て、４倍音成分の位相差を９０度としたとすると、合成
される４倍音成分の周波数ｆ、は、正規の整数倍周波数
が１７６０　ＨＺであるのに対して、−〇、２５（周期
）である。また、倍音成分に限らず、基本波成分に関し
て上述のように位相差を設定してもよく、その場合は、
正規の周波数から幾分偏移した基本波成分と偏移してい
ない倍音成分との間で非調和関係が得られる。It is also possible to synthesize components of other orders as anharmonic components using the same principle. For example, under the same conditions as above, if the phase difference of the third harmonic component is 15 degrees, the frequency r3 of the synthesized third harmonic component is 1320H2, whereas the normal integral multiple frequency is 10, 125 (period). Also, under the same conditions as above, if the phase difference of the fourth harmonic component is 90 degrees, the frequency f of the synthesized fourth harmonic component is 1760 Hz, whereas the normal integral multiple frequency is 1760 Hz. -〇, 25 (period). In addition, the phase difference may be set not only for the overtone component but also for the fundamental wave component as described above. In that case,
An anharmonic relationship is obtained between the fundamental component, which deviates somewhat from the normal frequency, and the overtone component, which does not deviate.

実施例 以下添伺図面を参照してこの発明の−・実Ｍｌｉ例を詳
細に説明しよう。EXAMPLE Hereinafter, an actual Mli example of the present invention will be explained in detail with reference to the accompanying drawings.

ます、以下で説明する実施例において採用する楽音信号
発生原理について第２図を参照して説明する。第２図に
Ｉ）には、波形メモリにおいて予め７ｖ。First, the principle of musical tone signal generation employed in the embodiment described below will be explained with reference to FIG. In FIG. 2 I), 7V is preset in the waveform memory.

備しておくへき楽音波形の概略か便宜上振幅エン・＼ロ
ープのみによって示されている。発音開始から所定期間
の部分（アタック部）の楽音波形は抜雑に変化するので
、１周期°波形の繰返し読み出しによっては良質なアタ
ック部波形の模倣が困Ｗｌｌｉである。そこでこのアタ
ック部の楽音波形は、連続する複数周期波形をそのまま
ザンプリンクし、波形メモリに記憶しておくものとする
。アクツク部以後の全発音期間に関しては、離散的な時
間期間１こ対応して複数の楽音波形を準備し、夫々を波
形メモリに記憶しておく。これらの複数の楽音波形に、
この発明に従う非調和成分合成のための補間演算で使用
されるものである。第２図（２りではそのような離散的
な時間期間に対応する各楽音波形を５ＥＧ１〜Ｓ　ＥＧ
５で示しており、これらを便宜上セグメント波形と呼ぶ
こ吉にする。For the sake of convenience, only the amplitude en\rope is shown as a rough outline of the musical sound waveform to be prepared. Since the musical sound waveform of a predetermined period (attack part) from the start of sound generation changes roughly, it is difficult to imitate a high-quality attack part waveform by repeatedly reading out the one-cycle waveform. Therefore, it is assumed that the musical sound waveform of this attack section is a continuous multi-cycle waveform that is zump-linked as it is and stored in the waveform memory. Regarding the entire sound generation period after the actuation section, a plurality of tone waveforms are prepared corresponding to one discrete time period, and each one is stored in a waveform memory. These multiple musical waveforms,
This is used in the interpolation calculation for anharmonic component synthesis according to the present invention. In Figure 2, each tone waveform corresponding to such a discrete time period is expressed as 5EG1~SEG
5, and for convenience, these will be referred to as segment waveforms.

上述のように波形を記憶した波形メモリからの基本的な
波形読み出し法に、まず、アクツク部の全波形を連続的
に読み出し、次に後述するような波形切換え指令に従う
成るクイミンクでセグメント波形５ＥＧｉ〜５ＥＧ５を
順番に選択し、選択されたセクメント波形１周期を繰返
し読み出す。The basic method of reading out waveforms from the waveform memory in which waveforms are stored as described above is to first read out all the waveforms of the active part continuously, and then read out the segment waveforms 5EGi to 5EGi by quick mincing, which consists of reading out all the waveforms of the active part continuously, and then following the waveform switching commands described later. 5EG5 are selected in order, and one period of the selected segment waveform is repeatedly read out.

例えば、アタック部波形の読み出し終了後第１のセクメ
ント波形５ＥＧ１を成る時間たけ繰返し読み出し、次い
て第２のセグメント波形５ＥＧ２に切換えてこれを繰返
し読み出し、以後セグメント波形を順次切換える。For example, after reading out the attack portion waveform, the first segment waveform 5EG1 is repeatedly read out for a certain period of time, then the second segment waveform 5EG2 is switched to and read out repeatedly, and thereafter the segment waveforms are sequentially switched.

セグメント波形の切換え時において、先行する波形から
その次の波形に渭らかに移行させるために補間技術か用
いられる。その場合、上述のような基本的な読み出し法
に加えて、少くとも補間を行うべき区間において先行す
るセクメント波形とその次のセクメント波形を共に読み
出し、両者を適宜の補間関数に従って夫々重みつけする
。−例として、セクメント波形の切換わり間隔全域か補
間区間に相当しており、第１のセフメンＩ・波形５ＥＧ
ｉを読み出ずさきは第２のセクメント波形５ＥＧ２も一
緒に読み出し、その次の切換わり時ては第２及び第３の
セグメント波形５ＥＧ２．５ＥＧ６を共に読み出し、以
下同様に順次切換えなから隣合うセクメント波形を一緒
に読み出す。When switching segment waveforms, interpolation techniques are used to transition smoothly from the preceding waveform to the next waveform. In that case, in addition to the basic readout method described above, at least the preceding segment waveform and the next segment waveform are read out in the interval where interpolation is to be performed, and both are weighted respectively according to an appropriate interpolation function. - As an example, it corresponds to the entire segment waveform switching interval or the interpolation interval, and the first segment I waveform 5EG
Before reading out i, the second segment waveform 5EG2 is also read out, and at the next switching, the second and third segment waveforms 5EG2.5EG6 are read out together. Read out the segment waveforms together.

第２図（１））には、補間関数の一例が示されている。FIG. 2(1)) shows an example of an interpolation function.

実線か第１系列用の補間関数ＩＰＦ１を示し、破線か第
２系列用の補間関数Ｉ　ＰＦ２を示す。第１系列とは、
上述のように補間のために読み出される２つのセクメン
ト波形の一方に対応するものであり、第２系列（！：は
他方に対応するものである。The solid line indicates the interpolation function IPF1 for the first series, and the broken line indicates the interpolation function IPF2 for the second series. What is the first series?
This corresponds to one of the two segment waveforms read out for interpolation as described above, and the second series (!: corresponds to the other).

この補間関数ＩＰＦ１．ＩＰＦ２は各系列の波形振幅の
重みつけ量を示しており、最小値は零（その波形を出さ
ないことを示す）である。補間を行わないアクツク部に
おいては、第１系列の補間関数ＩＰＦｉを最大値に＃、
Ｉｌｌ持し、第２系列の補間関数Ｉ　ＰＦ”２を最小値
に維持する。アクツク部の終了後、セフメンＩ・波形５
ＥＧｌ〜５ＥＧ５の補間を行うべき期間において各補間
関数ＩＰＦ１．ＩＰＦ２は夫々所定の特性で時間的に変
化する。両袖間関数ＩＰＦ’１．ＩＰＦ’２は互に逆特
性で変化し、一方の系列の重みっけが漸減するとき他方
が漸増するようになっており、これにより滑らかな波形
の移行か達成される。第２図（１））では補間関数ＩＰ
Ｆ１．Ｉ　ＰＦ２ｉ直線補間特性を示しているが、これ
に限らないのは勿論である。This interpolation function IPF1. IPF2 indicates the amount of weighting of the waveform amplitude of each series, and the minimum value is zero (indicating that the waveform is not output). In the actuator that does not perform interpolation, the first series interpolation function IPFi is set to the maximum value #,
The interpolation function I PF"2 of the second series is maintained at the minimum value. After the activation part is completed, the safety
Each interpolation function IPF1. Each IPF2 changes over time with predetermined characteristics. Both sleeve function IPF'1. IPF'2 changes with opposite characteristics, so that when the weighting of one series gradually decreases, the weighting of the other series gradually increases, thereby achieving a smooth waveform transition. In Figure 2 (1)), the interpolation function IP
F1. Although the IPF2i linear interpolation characteristics are shown, it is of course not limited to this.

ｔＩ＋　１２＋　１３＋　１４は夫々別個の補間１メ間
を示しており、補間区間が切換わる毎に各系列の補間関
数ＩＰＦ１．ＩＰＦ２の傾きが交互に切換わるようζこ
なっている。補間区間ｔ１においては、セクメント波形
５ＥＧ１から５ＥＧ２に滑らかに移行させる補間が行わ
れる。この場合、セクメント波形５ＥＧｉが第１系列に
おいて繰返し読み出され、セフメンＩ・波形５ＥＧ２が
第２系列において繰返し読み出される。そして、第１系
列の補間関数ＩＰＦｉか最大値から漸減する一方で第２
系列の？＋Ｉｉ間関数Ｉ　ＰＦ２か最小値から漸増する
。この補間関数ＩＰＦ１によって第１系列で繰返し読み
出されたセグメント波形５ＥＧｌの複数周期波形信号が
重みつけ（振幅制御）され、また、補間関数Ｉ　ＰＦ２
によって第２系列で繰返し読み出されたセグメント波形
５ＥＧ２の複数周期波形信号が重みつけされる。このよ
うに逆特性で重みつけされた両系列の波形信号を混合す
ることにより、セクメント彼形５ＥＧ１からセグメント
波形５ＥＧ２へ古波形が滑らかに時間変化する楽音信号
が得られる。tI+ 12+ 13+ 14 respectively indicate separate interpolation intervals, and each series' interpolation function IPF1. The slope of the IPF2 is alternately switched. In the interpolation interval t1, interpolation is performed to smoothly transition from the segment waveform 5EG1 to 5EG2. In this case, the segment waveform 5EGi is repeatedly read out in the first series, and the segment I waveform 5EG2 is repeatedly read out in the second series. Then, while the first series interpolation function IPFi gradually decreases from the maximum value, the second series
Series? +Ii function I PF2 gradually increases from the minimum value. The interpolation function IPF1 weights (amplitude control) the multi-period waveform signal of the segment waveform 5EGl repeatedly read out in the first series, and also the interpolation function IPF2
The multi-cycle waveform signal of the segment waveform 5EG2 repeatedly read out in the second series is weighted by this. By mixing both series of waveform signals weighted with opposite characteristics in this way, a musical tone signal whose old waveform changes smoothly over time from the segment waveform 5EG1 to the segment waveform 5EG2 can be obtained.

次の補間区間１２ては、セグメント波形５ＥＣ２から５
ＥＧ３に滑らかに移行する補間が行われる。この場合、
前回に引き続き第２系列においてセグメント波形５ＥＧ
２か繰返し読み出され、一方、第１系列ではセグメント
波形が５ＥＧ１から５ＥＧ３に切換わってこれが繰返し
読み出される。The next interpolation section 12 is segment waveform 5EC2 to 5
Interpolation is performed to smoothly transition to EG3. in this case,
Continuing from the previous time, segment waveform 5EG in the second series
On the other hand, in the first series, the segment waveform is switched from 5EG1 to 5EG3 and this is repeatedly read out.

そして、補間関数ＩＰＦ１．ＩＰＦ２の傾きが前回とは
逆方向に夫々切換わる。Then, interpolation function IPF1. The slope of IPF2 is respectively switched in the opposite direction from the previous time.

他の補間区間ｔ３　、ｔ４も上述と同様に一方の系列の
セフメンＩ・波形が切換わると共に補間関数ＩＰＦＩ、
ＩＰＦ２の傾きが逆方向に切換わる。In the other interpolation sections t3 and t4, the interpolation function IPFI,
The slope of IPF2 is switched to the opposite direction.

第２図（１））には各補間区間ｔ１〜ｔ４において各系
列で使用されるセフメンＩ・波形５ＥＧ１〜５ＥＧ５の
番号がイノ１記されている。In FIG. 2 (1)), the numbers of the Sefmen I waveforms 5EG1 to 5EG5 used in each series in each interpolation interval t1 to t4 are indicated.

第：３図には、この発明に係る楽音信号発生装置を適用
した電子楽器の一実施例が示されている。FIG. 3 shows an embodiment of an electronic musical instrument to which the musical tone signal generating device according to the present invention is applied.

この電子楽器においては、第２図を参照して上述したよ
うな楽音信号発生原理に従って楽音信号を発生する。In this electronic musical instrument, musical tone signals are generated according to the musical tone signal generation principle as described above with reference to FIG.

第３図において、鍵盤１０は発生すべき楽音の音高を指
定するための多数の鍵を具えている。キーアサイナ１１
は各鍵の押圧又ｄ、離鍵を検出し、押圧鍵を複数の楽音
発生チャンネルの何れかに割当てる処理を行う。−例と
して同時最大発音可能数は１２音であり、キーアサイナ
１１で←ｔ１２個のチャンネルの何れかに押圧鍵を割当
てる。各チャンネルに割当てられた鍵を特定するキー二
−１・ＫＣｌその鍵の抑圧が持続しているか否かを示す
キーオン信号ＫＯＮ、及びその鍵の押圧開始時に瞬間的
に発生されるキーオンパルスＫ　ＯＮ　Ｐ　カｒｆｒ定
の時分割タイミングに従って各チャンイル毎に時分割で
キーアサイナ１１から出力される。In FIG. 3, a keyboard 10 includes a number of keys for specifying pitches of musical tones to be generated. key assigner 11
detects the press or release of each key, and performs processing to assign the pressed key to one of a plurality of musical tone generation channels. - For example, the maximum number of notes that can be produced simultaneously is 12, and the key assigner 11 assigns the pressed key to any of ←t12 channels. Key 2-1 KCl that specifies the key assigned to each channel; Key-on signal KON that indicates whether or not the suppression of that key continues; and Key-on pulse KON that is instantaneously generated when the key starts being pressed. P is outputted from the key assigner 11 in a time-division manner for each channel according to the time-division timing determined by the karfr.

時分割チャンネルタイミングの一例を示すと第４図のよ
うである。各チャンネルクイミ／′り１〜１２はクロッ
クパルスφ２に同期して形成される。An example of time division channel timing is shown in FIG. 4. Each channel input/' signal 1 to 12 is formed in synchronization with clock pulse φ2.

クロックパルスφ２の２倍の周波数のり工つツクパルス
φｌに同期して各チャンネルタイミンクのクイムス「ｊ
ノドを２分して２つの→ノーフチヤンネルタイミンク１
，２が形成される。このサブチャンネルタイミング１，
２は前述の補間における第１系列吉第２系列に対応する
ものである。すなわちこの実施例ては、１つのチャンネ
ルのタイムス四ノドを２分して補間用の第１系列（サブ
チャンネル１）及び第２系列（サブチャンネル２）のセ
グメント波形を時分割で読み出すようにしている。ＣＨ
ｉ〜ＣＨｌ　２はチャンネルタイミンク信号であり、各
チャンネルタイミンク１〜１２に対応して発生ずる。各
クロックパルスφ１　、φ２及び信号ＣＨ１〜ＣＨｌ　
２はタイミング信号発生器１２がら発生され、第３図に
示す電子楽器内の所定の回路に夫々供給される。In synchronization with the clock pulse φl, which has twice the frequency of the clock pulse φ2, the clock pulse “j” of each channel timing is
Divide the throat in half and make 2 → Noft Channel Timing 1
, 2 are formed. This subchannel timing 1,
2 corresponds to the first sequence and the second sequence in the interpolation described above. That is, in this embodiment, the four times of one channel are divided into two, and the segment waveforms of the first series (subchannel 1) and second series (subchannel 2) for interpolation are read out in a time-division manner. There is. CH
i-CHl 2 are channel timing signals, which are generated corresponding to each channel timing 1-12. Each clock pulse φ1, φ2 and signals CH1 to CHl
2 are generated by the timing signal generator 12 and supplied to predetermined circuits in the electronic musical instrument shown in FIG.

位相発生器１６は、波形メモリ１４がら読み出すべき楽
音波形を指定し、この楽音波形を発生すべき楽音周波数
に応じて読み出すためのものてあり−１読み出ずべきサ
ンプル点を指示するアＩ・レステ−りＭＡＤＲを各チャ
ンネル１〜１２の各ザブチャンネル１，２毎に合計２４
タイムスロツトで時分割的に発生ずる。この発明の構成
との対応を示せば、発生すべき楽音周波数に応じて波形
記憶手段から１周期の波形データを繰返し読み出す読み
出し手段と、波形記憶手段から読み出すべき楽音波形を
時間的に切換えて指定する波形指定手段とがこの位相発
生器１３に含まれている。位相発生器１６にはキーアサ
イナ１１からキー二〕〜１・ＫＣ１キーオンパルスＫＯ
ＮＰ、キーオン信号ＫＯＮが与えられており、これらに
よって発生ずべき楽音周波数及び発音開始クイミンクが
指定される。The phase generator 16 is for specifying a musical sound waveform to be read out from the waveform memory 14 and for reading out this musical sound waveform according to the musical sound frequency to be generated. A total of 24 receiver MADRs for each subchannel 1 and 2 of each channel 1 to 12.
Occurs in a time-division manner in time slots. In terms of correspondence with the configuration of the present invention, there is a reading means for repeatedly reading one cycle of waveform data from the waveform storage means according to the musical tone frequency to be generated, and a musical waveform to be read from the waveform storage means by temporally switching and specifying. This phase generator 13 includes a waveform specifying means for specifying a waveform. The phase generator 16 receives the key-on pulse KO from the key assigner 11 to the key 2]~1・KC1.
NP and a key-on signal KON are provided, and these specify the musical tone frequency to be generated and the start timing of sound generation.

波形メモリ１４は、前述のアクツク部全波形と複数のセ
フメン［・波形を各音色に対応して複数組記憶している
。詳しくは、周知のように、各波形を複数の→）−ンプ
ル点に夫々分割し、各サンプル点に対応する波形データ
（例えば当該→）−ンブル点の波形振幅データ）を夫々
記憶している。各音色毎のセグメント波形５ＥＧｌ　、
５ＥＧ２．５ＥＧ３・・・は夫々基本波及び高調波成分
を含む棲合彼形であり、各成分のうち少なくとも１つの
成分の位相か隣合うセクメント波形間で所定量つつずら
されているものである。The waveform memory 14 stores a plurality of sets of all waveforms of the above-mentioned actuating section and a plurality of second half waveforms corresponding to each timbre. Specifically, as is well known, each waveform is divided into a plurality of →)-sample points, and the waveform data corresponding to each sample point (for example, the waveform amplitude data of the →)-sample point) is stored respectively. . Segment waveform 5EGl for each tone,
5EG2, 5EG3, . . . are intermixtures that each include a fundamental wave component and a harmonic component, and the phase of at least one of each component is shifted by a predetermined amount between adjacent segment waveforms. .

この波形メモリ１４におけるメモリマツプの一例を略示
すると第５図のよってある。音色Ａに関しては、アドレ
スＡ。からＡ、−１のアドレス範囲てつ′タック部全波
形の波形データが記憶され、アドレスＡ１からＡ２−１
のアドレス範囲で第１のセフメン１−波形５ＥＧｉの１
周期分の波形データか記憶され、以下、所定のアドレス
範囲で各セクメント彼形５ＥＧ２．５ＥＣ３・・・か順
次記憶されている。他の音色Ｂ、Ｃ・・・に関しても同
様である。図中に記したＡ。＋　ＡＩ　＋　Ａ２　・・
・＋ＢＯ＋Ｂｌ　＋　Ｂ２　”’　＋　ＣＯ＋　ＣＩ　
＋　”’　”・は各アドレス範囲のスタートアドレスで
あり、Ａｏ　、Ｂｏ。An example of the memory map in the waveform memory 14 is shown schematically in FIG. For tone A, address A. The waveform data of the entire waveform of the tack part is stored in the address range from A1 to A2-1.
1 in the address range of 1-waveform 5EGi
Waveform data for a period is stored, and thereafter, each segment 5EG2, 5EC3, . . . is sequentially stored in a predetermined address range. The same applies to the other tones B, C, and so on. A written in the figure. + AI + A2...
・+BO+Bl + B2 ”' + CO+ CI
+ "'" is the start address of each address range, Ao, Bo.

ｃｏ　・・・はアクツク部のスタートアドレス、ＡＩ　
＋Ｂ１　、Ｃ１・・・は第１のセクメント波形５ＥＧ１
のスフ−１−フ１’レス、Ａ、、、Ｂ、、、Ｃ２−−−
１：Ｊ、第２のセクメント彼形５ＥＧ２のスクートアト
ルスである。−例古して１周期波形を２５６の→ノーン
プル点でサンブリンクし、また、アタック部全波形の最
大周期数を２５６周期としている。尚、図示の通り、ア
クツク部全波形の周期数は音色によって異っている。尚
、１周期内の各→ノ゛ンブル点（合割２５６）は丁度８
ヒツトの２進コードて表現てきる。そこて、この１周期
内の各ザンブル点にアドレス範囲クＭＡＤＲの最下位８
ヒツトによって特定されるようになっており、各スフ−
ｉ・アドレスＡｌｌＡ２　・・・、Ｂ、、Ｂ２　・・・
、Ｃ，、Ｃ２・・・はその最下位８ヒツトがオール゛′
０″てあり、その上位ヒツトが各セクメント波形を指定
するのに有効な値を持っている。co ... is the start address of the actu section, AI
+B1, C1... are the first segment waveform 5EG1
Suff-1-F1'res, A,,,B,,,C2---
1:J, the second segment Hegata 5EG2 Scoot Atlus. - As a rule, one period waveform is sample-linked at 256 →no-pull points, and the maximum number of periods of the entire attack waveform is 256 periods. As shown in the figure, the number of cycles of the entire waveform of the actuation section differs depending on the tone. In addition, each→noble point within one period (total ratio 256) is exactly 8
It can be expressed as the human binary code. Therefore, at each Zamble point within this one period, the lowest 8 of the address range
Each space is uniquely identified by
i.Address AllA2...,B,,B2...
, C,, C2..., the lowest 8 hits are all ゛'
0'', and its top hits have valid values for specifying each segment waveform.

第３図に戻り、音色選択回路１５ｄ音色選択情報ＴＣを
出力し、位相発生器１６及び波形メモリ１４、クロスフ
ニ−１・制御回路１６、エン・＼［Ｊ−ブ発生器１７に
与える。クロスフニー１−制御回路１６は、同し発音チ
ャンネルに関する２つの系列（ザブチャンネル）の楽音
波形信号を逆特性て夫々重みつけするための補間関数を
発生ずるためのものである。この発明の構成との対応を
示せは、読み出すべき楽音波形を切換えるとき、先行し
た楽音波形からその次の楽音波形に滑らかに移行させる
よう両波形を重みづけするための補間手段の一部（＃＋
にその補間関数を発生ずるための手段）と、補間手段に
おける重みっけの時間変化を設定するだめの時間関数を
発生ずる計数手段さ、この計数手段の出力に応じて波形
指定手段における波形切換えを制御する切換え制御手段
に相当するものかクロスフェード制御回路１６に含まれ
ている。Returning to FIG. 3, the timbre selection circuit 15d outputs timbre selection information TC and supplies it to the phase generator 16, waveform memory 14, crossfinger 1/control circuit 16, and en/\[J-beam generator 17. The crossfunny 1-control circuit 16 is for generating an interpolation function for weighting two series (subchannels) of tone waveform signals related to the same sounding channel with opposite characteristics. This is a part of the interpolation means (# +
(a means for generating the interpolation function), a counting means for generating a time function for setting the time change of the weight in the interpolation means, and a waveform switching in the waveform specifying means according to the output of the counting means. The cross-fade control circuit 16 includes a switching control means for controlling the cross-fade control circuit 16.

アタック部全波形の読み出しか完了したことを示すアク
ツクエンド信号ＡＴＥＮＤと、アタック部の読み出しを
行っていないことを示す反転アクツク信号ＡＴが位相発
生器１６からクロスフェード制御回路１６に与えられる
。りｔフスフェ−１・制御回路１６では、これらの信号
に基きアクツク部の波形読み出しが完了したことを確認
すると、所定の補間関数の発生を開始する。補間関数は
クロスフェードカーフデークＣＦとして回路１６から出
力され、重みづけ演算用の乗算器１８に与えられる。ま
た、波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧが回路１６から出力
され、位相発生器１３に与えられる。The phase generator 16 supplies the cross-fade control circuit 16 with an active end signal ATEND indicating that only the entire waveform of the attack portion has been read and an inverted act signal AT indicating that the attack portion has not been read. When the phase 1 control circuit 16 confirms that the waveform readout of the active section is completed based on these signals, it starts generating a predetermined interpolation function. The interpolation function is outputted from the circuit 16 as a crossfade calf data CF and is applied to a multiplier 18 for weighting calculation. Further, a waveform switching command signal W CHG is output from the circuit 16 and applied to the phase generator 13 .

重みつけ演算用の乗算器１８と、その出力を遅延回路１
９てクロックパルスφ！の１周期分遅延した信号さ遅延
していない信号とを加算する加算器２０ｉｌ−ｉ、補間
手段の一部を成すものである。波形メモリ１４からは各
チャンネル毎の各→ノーフチヤンネルクイミンクに対応
して時分割で楽音波形テ−りか読み出され、クロスフェ
ート゛制御回路１６からは同様に各チャンネル毎の各ザ
フチャンオルクイミンクに同期して時分割でクロスフニ
−１・カーブデータＣＦか読み出される。従って、乗算
器１８では、各チャンネル毎の各→ノーフチヤンネルに
対応して時分割的に読み出された楽音波形か、各／７に
対応するクロスフェードカーフテ−タＣＦ（ずムわち補
間関数）に従って夫々重みつけされる。１つの楽音発生
チャンネルに関する２つの−０−７−ｆヤンオルの重み
づ（）された楽音波形テークが加算器２０で加算される
。すなわち、第１のザブチャンネルの楽音波形信号が遅
れて遅延回路１９から加算器２０に入力されるとき、同
し−１−ヤンイルの第２のザブチャンネルの楽音波形テ
−りか加詣、器２０の他の入力に加わるようになってい
る。こうして、１つのチャンネルのタイトスロノ１−（
りｆコノクツ々ルスφ２Ｑ月周期に対応するタイ、ムス
ロノト）の後半で、そのチャンネルに関する重みつけ済
みの２つの楽音波形テークが混合される。A multiplier 18 for weighting calculation and a delay circuit 1 for its output.
9 clock pulse φ! The adder 20il-i adds the signal delayed by one cycle of the signal and the undelayed signal, forming a part of the interpolation means. From the waveform memory 14, musical sound waveform tails are read out in a time-division manner corresponding to each channel's normal channel offset, and from the crossfade control circuit 16, each ZAF channel channel shift for each channel is similarly read out. Cross Funi-1 and curve data CF are read out on a time-division basis in synchronization with the mink. Therefore, in the multiplier 18, either the musical sound waveform read out in a time-division manner corresponding to each → norft channel for each channel, or the cross-fade kerfter CF (Zumwachi) corresponding to each /7 channel. interpolation function). An adder 20 adds two -0-7-f Yanor weighted tone waveform takes for one tone generation channel. That is, when the tone waveform signal of the first subchannel is delayed and inputted from the delay circuit 19 to the adder 20, the tone waveform signal of the second subchannel of the same -1-yangil is added to the adder 20. It is designed to join other inputs. In this way, one channel's tight throttle 1-(
In the second half of the period corresponding to the lunar cycle φ2Q, the two weighted tone waveform takes for that channel are mixed.

エンヘローブ発生器１７は、キーアサイナ１１から与え
られたキーオン信号ＫＯＮとキーオンノξルスＫＯＮＰ
に応じて各チャンネル毎に振幅エン・＼ローブ波形信号
を時分割で発生する。このエン・＼１コープ波形は押鍵
中は一定しヘルを維持し、離鍵に応じてディケイエン・
＼ロープ特性を示すもθ）である。波形メモリ１４に配
憶された７′タノタ部全波形にアクツクエンへｔ−］−
ブ特性か予め伺与されたものであるため、アクツクエン
へローブ特性はエン・＼ローブ発生器１７によって（＝
Ｊ与する必要がないのである。加算器２０とエン・＼ロ
ーブ発生器１７の出力か乗算器２１に入力され、各チャ
ンネルの楽音波形デーりに対してその押鍵及び離鍵に対
応する振幅エンベロープが時分割で伺与される。The enherobe generator 17 generates a key-on signal KON and a key-on pulse KONP given from the key assigner 11.
An amplitude en\lobe waveform signal is generated for each channel in a time-division manner according to the time. This en \1 cope waveform remains constant while the key is pressed, and decays as the key is released.
＼The rope characteristic is also θ). To access all waveforms of the 7' section stored in the waveform memory 14
Since the lobe characteristic is given in advance, the lobe characteristic to the actuator is determined by the en\lobe generator 17 (=
There is no need to give J. The outputs of the adder 20 and the en/lobe generator 17 are input to the multiplier 21, and the amplitude envelopes corresponding to key presses and key releases are obtained in a time-division manner for the musical sound waveform data of each channel. .

乗算器２１の出力は各チャンネルに対応して並列的に設
けられたラッチ回路２２−１乃至２２−１２のテ−り入
力に与えられる。各ランチ回路２２−１乃至２２−１２
のラッチ制御人力りにｄ、各々に対応するチャンネルタ
イミンク信号ＣＨｌ〜ＣＩ（１２トクロノクパルスφ２
の反転信号７］とのアント゛論理をとったアンド回路２
３−１乃至２３−１２の出力が夫々与えられる。こ・う
して、各チャンネルの時分割タイムス１１ノド（’）　
後半ノｙｙイムス［ｊ）Ｉ・て乗算器２１の出力か対応
するラッチ回路２２−１乃至２２−１２にラッチされる
。。The output of the multiplier 21 is applied to the inputs of latch circuits 22-1 to 22-12 provided in parallel corresponding to each channel. Each launch circuit 22-1 to 22-12
When the latch control is manually performed, the corresponding channel timing signals CH1 to CI (12 clock pulses φ2
AND circuit 2 that takes ant logic with the inverted signal 7]
Outputs 3-1 to 23-12 are provided, respectively. Thus, the time division times for each channel are 11 nods (')
The output of the multiplier 21 is latched by the corresponding latch circuits 22-1 to 22-12. .

前述の通り、加算器２０では各チャンネルしタイミンク
１〜１２の後半のタイムス［３）Ｉ・（−１１−ノーｆ
−１゜ン不ル２のタイミンク）てそのチャンネル１こ関
する重みつけ済みの２つの楽音波形テークの加算を行う
ので、その加算結果に対応するテークが各ラッチ回路２
２−１乃至２２−１２にラッチされる３、こうして各チ
ャンネルの楽音波形テ−りの１１）Ｊ分割が解除される
。As mentioned above, the adder 20 calculates the second half of timings 1 to 12 for each channel [3)I・(−11−no f
Since the two weighted musical sound waveform takes related to that channel 1 are added at the timing of -1° and 2), the takes corresponding to the addition result are added to each latch circuit 2.
3 latched in 2-1 to 22-12, 11) J division of the tone waveform tail of each channel is released.

ラッチ回路２２−１乃至２２−１２の出力し１ラッチ回
路２４−１乃至２４−１２に入力される。The outputs of the latch circuits 22-1 to 22-12 are input to the latch circuits 24-1 to 24-12.

各ラッチ回路２４−１乃至２４−１２のラッチ制御人力
りには位相発生器１３から出力されたピッチ同期パルス
ＰＳＰ１〜ＰＳＰ１２か力えられるピッチ同期パルスＰ
ＳＰ１〜ｐｓｐ１２は、各チャンネルに割描てられた楽
音の周波数に同期したパルスであり、これに従って楽音
波形データをラッチすることにより非調和なりロック成
分を除去するようにしている。各ランチ回路２４−１乃
至２４−１２の出力は加算器２５に与えられて合算され
た後、ティジタル／アナロク変換器２６てアナロク信号
に変換され、ザウン１−システト２７に至る。The pitch synchronization pulses PSP1 to PSP12 outputted from the phase generator 13 are applied to the latch control of each latch circuit 24-1 to 24-12.
SP1 to psp12 are pulses synchronized with the frequencies of the musical tones mapped to each channel, and by latching the musical waveform data in accordance with these pulses, nonharmonic or locking components are removed. The outputs of each of the launch circuits 24-1 to 24-12 are applied to an adder 25 and summed, and then converted into an analog signal by a digital/analog converter 26 and sent to the first system 27.

次に第３同各部の詳細につき説明する。Next, details of each third part will be explained.

第６図は位相発生器１６の一例を示ずものて、符号２８
によって示す部分が、１周期の波形データを繰返し読み
出すための読出し手段に相当する。FIG. 6 does not show an example of the phase generator 16, but the reference numeral 28
The part indicated by corresponds to a reading means for repeatedly reading one cycle of waveform data.

キーアサイナ１１から時分割的に与えられた各チャンネ
ルのキーコードＫＣがラッチ回路２９−１乃至２９−１
２に入力され、チャンネルクイミンク信号ＣＨｉ〜ＣＨ
１２に従って各チャンネルに対応するラッチ回路２９−
１乃至２９−１２に夫々ラッチされる。各チャンネル別
に独立に設りられた可変発］辰器３０−１乃至３０−１
２に１、各々に対応するランチ回路２９−１乃至２９−
１２から与えられたキーコードＫＣに応じて各チャンオ
ルに側渦てられた押圧鍵の楽音周波数に対応するノート
クロックパルスＮＣ１〜ＮＣ１２を発生ずる。／　−１
−’／ロックパルスＮＣ１〜Ｎｃ１２ｄ時分割制御回路
６１に与えられ、チャンネルタイミンク信号ＣＩ　１〜
ＣＩ−Ｉ　１２に従って時分割的にリンブリンクされ、
多重化され、う１ン６２を介して時分割多重出力が取り
出される。The key code KC of each channel given from the key assigner 11 in a time-sharing manner is transmitted to the latch circuits 29-1 to 29-1.
2, and the channel quiet signal CHi~CH
A latch circuit 29- corresponding to each channel according to No. 12.
1 to 29-12, respectively. [Variable generator set independently for each channel] Tatsuki 30-1 to 30-1
2 to 1, launch circuits 29-1 to 29- corresponding to each
According to the key code KC given from 12, note clock pulses NC1 to NC12 corresponding to the musical tone frequencies of the pressed keys applied to each channel are generated. / -1
-'/Lock pulses NC1 to Nc12d are given to the time division control circuit 61 and channel timing signals CI1 to
time-sharing linking according to CI-I 12;
The outputs are multiplexed and a time-division multiplexed output is taken out via a link 62.

時分割制御回路３１の一例は第７図のよってあり、１２
個のＲＳフリノブフ覗フノブ３３−１／ｉ＋Ｈｔ３３１
２のセット人力Ｓに各チャンネルのノートクロックパル
スＮＣｉ〜ＮＣ１２か夫ノ１人力される。アンド回路６
４−１乃至３４−１２＋こに１ソリノブフロップ３３−
１乃至３３−１２の出力Ｑとチャンネルタイミンク信号
ＣＨ１〜ＣＨ１２か夫々人力され、その出力がオア回路
６５０で多重化されてライン６２に導かれると共に、対
応するフリップフロップ６６−１乃至３３−１２のリセ
ット入力Ｒに戻される。また、フリップフロップ６３−
１乃至３３−１２の出力Ｑはピッチ同期パルスｐｓｐ１
〜ｐｓｐ１２として出力され、前述の通り第３図のラッ
チ回路２４−１乃至２４−１２に与えられる。フリップ
フロップ６３−１乃至３６−１２は七ノド入力Ｓの信号
の立上りで七ノドされ、リセット入力Ｒの信号の立下り
てリセットされるものとする。第８図は第７同各部の入
出力信号の一例を示したものである。同図から明らかな
ように、各チャンネルに割当てられた鍵のノーＩ・クロ
ックパルスＮＣＩ〜ＮＣ１２はチャンネルタイミンクに
非同期であり、このパルスＮＣ１〜ＮＣ１２の立上りて
フリップフロップ６３−１乃至３３１２をセノトシて、
対応するアンド回路６４−１乃至３４−１２を可能化し
、その後最初のチャンネルタイミング信号ＣＨ１〜ＣＨ
１２に対応して該アンド回路３４−１乃至３４−１２か
らパルスを出力し、この出力パルスの立下りてフリップ
フロップ６６−１乃至３３−１２をリセットする。そう
すると、ノー１〜クロツクパルスＮＣ１〜ＮＣ１２と同
周波数でチャンネルクイミンク信号ＣＨ１〜ＣＨ１２に
同期した新たなノートりｌコックパルスが各アンド回路
６４−１乃至３４−１２から得られる。こうして、各チ
ャンネルに割当てた鍵の楽音周波数に対応する（その整
数倍周波数）のノートクロックパルスが該当チャンネル
の時分割タイミンクに一致してライン６２に出力される
。An example of the time division control circuit 31 is shown in FIG.
pieces of RS Furinobufinofunob 33-1/i+Ht331
The note clock pulses NCi to NC12 of each channel are applied to the set human power S of 2. AND circuit 6
4-1 to 34-12 + Koni 1 soli knob flop 33-
The outputs Q of 1 to 33-12 and channel timing signals CH1 to CH12 are respectively manually inputted, and the outputs are multiplexed by an OR circuit 650 and guided to the line 62, and the outputs of the corresponding flip-flops 66-1 to 33-12 are input. Returned to reset input R. In addition, the flip-flop 63-
The output Q of 1 to 33-12 is the pitch synchronization pulse psp1
.about.psp12, and is applied to the latch circuits 24-1 to 24-12 in FIG. 3 as described above. It is assumed that the flip-flops 63-1 to 36-12 are reset at the rising edge of the signal at the input S, and reset at the falling edge of the signal at the reset input R. FIG. 8 shows an example of input/output signals of each section of the seventh section. As is clear from the figure, the key no-I clock pulses NCI to NC12 assigned to each channel are asynchronous to the channel timing, and the rise of these pulses NC1 to NC12 triggers the flip-flops 63-1 to 3312. ,
The corresponding AND circuits 64-1 to 34-12 are enabled, and then the first channel timing signals CH1 to CH
12, the AND circuits 34-1 to 34-12 output a pulse, and the fall of this output pulse resets the flip-flops 66-1 to 33-12. Then, new note clock pulses having the same frequency as the NO1 to clock pulses NC1 to NC12 and synchronized with the channel quieting signals CH1 to CH12 are obtained from the AND circuits 64-1 to 34-12. In this way, a note clock pulse corresponding to the musical tone frequency of the key assigned to each channel (an integral multiple thereof) is outputted to the line 62 in accordance with the time division timing of the corresponding channel.

第６図に戻り、ライン６２に与えられた各チャンネルの
ノートクロックパルスは加算器６５、ケ−１−３６、シ
フトレジツク６７から成るノノウンク３８に入力され、
そのパルス数が各チャンネル別に時分割てカウントされ
る。シフトレジスタ６７は２４ステージ／８ヒノＩ−て
あり、サフ゛チャンオ、ルクイミンクに同期するクロッ
クパルスφＩによってシフト制商１される。シフＩ・レ
ジツク３７の出力は加算器６５に与えられ、ライン６２
のノートクロックパルスと加算される。その加算出力が
ケ−１・３６を介してシフトレジツク６７にストアされ
る。シフトレジスタ３７の２４ステージは１２チヤンネ
ルの各々の２サフチヤンネルに対応しており、ｊチャン
ネル分のカウント出力が２ステージ（２ザブチヤンネル
に対応）に夫々ストアされる。Returning to FIG. 6, the note clock pulse of each channel applied to the line 62 is input to the non-nounc 38 consisting of an adder 65, a key 1-36, and a shift register 67.
The number of pulses is counted in time division for each channel. The shift register 67 has 24 stages/8 stages and is shifted by 1 in response to a clock pulse φI that is synchronized with the sub-channel clock and the clock pulse. The output of the shift I register 37 is provided to an adder 65 on line 62.
is added to the note clock pulse. The addition output is stored in shift register 67 via cable 1.36. The 24 stages of the shift register 37 correspond to 2 subchannels of each of the 12 channels, and the count outputs for the j channels are stored in the 2 stages (corresponding to the 2 subchannels), respectively.

ケート６６はキーオンパルスＫＯＮＰによって発音開始
直前に瞬時に閉じられ、シフ）・レジツク６７における
対応する２ステ一ン分の記憶をクリアする。The gate 66 is instantaneously closed by the key-on pulse KONP immediately before the start of sound generation, and the memory for the corresponding two steps in the shift register 67 is cleared.

シフトレジツク６７は１ステージにっき８ヒツトの容量
を持つので、カウンタ３８はモジ−口２５６のノノウン
トを２４チヤンネル分（実際は１２チヤンネル分）につ
き時分割で行う。ゲート６６の出力がカウンタ６８の力
τクンＩ・出力として取り出され、ア１−レスデーりＭ
ＡＤＲの最下位８ヒノ１−として波形メモリ１４に与え
られる。このカウンタ６８のカウント出力により２５６
→ノ一ンプル点から成る１周期波形の各サンプル点を順
次読み出ずことがてきる。カウントハノートクロノクパ
ルスＮＣ１〜ＮＣ１２に従って行われるので、上記読み
出しは発生すべき楽音周波数に対応して行われることに
なる。Since the shift register 67 has a capacity of 8 hits per stage, the counter 38 performs the non-counting of the modulator port 256 in time division for 24 channels (actually 12 channels). The output of the gate 66 is taken out as the force τ kun I output of the counter 68, and the output of the counter 68 is
It is given to the waveform memory 14 as the lowest 8 hino 1- of ADR. The count output of this counter 68 results in 256
→It is possible to read each sample point of a one-period waveform consisting of no.1 sample points sequentially. Since the reading is performed according to the count clock pulses NC1 to NC12, the reading is performed in accordance with the musical tone frequency to be generated.

波形メモリ１４を読み出すためのアドレステータＭＡＤ
ＲばＮ　−１−８ヒツト（但しＮ〉８）であり、上述の
ように最下位８ヒツトによって波形１周期内の順次サン
プル点を指定し、上位Ｎヒツトによって１周期分の波形
を指定する。Address data MAD for reading waveform memory 14
R is N -1-8 hits (where N>8), and as mentioned above, the lowest 8 hits specify the sample points within one cycle of the waveform, and the top N hits specify the waveform for one cycle. .

この波形指定用の上位Ｎヒツトのア１−レステ−タは、
波形指定手段に相当するツクートアｉ・レス発生回路４
０から加算器４１を経由して与えられる。ツクートアド
レス発生回路４０は、前述のアクツク部全波形のツク−
１ヘアトレスＡ。＋ＢＯ＋ｃｏ　・・・と各セクメント
波形のツクートア］・レスＡ１　、Ａ２　・・・を発生
ずるものである。アクツク部全波形内の個々の】周期波
形を指定するためにアクツク部周期数ノＪウンク６９か
設けられており、このカウンタ３９の出力とアクツク部
のツク−Ｉ・アドレスＡ。”’＋　Ｂ　Ｏ＋　ＣＯ・・
・古を加算合成してアクツク部全波形内の個々の１周期
波形の絶対アドレスを特定するために加算器４１が設り
られている。The top N arresters for specifying this waveform are:
Tsukutai/Response generation circuit 4 corresponding to waveform specifying means
0 via the adder 41. The check address generation circuit 40 generates the check address for all the waveforms of the actuating part mentioned above.
1 Hairtress A. +BO+co . . . and the outputs of the respective segment waveforms A1, A2, . . . are generated. In order to designate each cycle waveform within the entire waveform of the actuating part, an actuating part period number counter 69 is provided, and the output of this counter 39 and the address A of the actuating part are used. ”'+ B O+ CO・・
- An adder 41 is provided to specify the absolute address of each one-cycle waveform in the entire waveform of the active section by adding and combining the old waveforms.

アタック部周期数カウンク３９のノｈ−ド構成は前述の
力・”ノンクロ８と同様であり、加算器４６、’？−１
−４４、シフトレジツク４らを含んでいる。The node configuration of the attack section period number counter 39 is the same as the above-mentioned power/"non-clock 8", and the adder 46,'?-1
-44, shift register 4, etc.

このカウンタ３９（＃ｊ：、加算器３５の最」二位ヒツ
トからのキャリイアτり１・信号ＣＲＹを各チャンネル
別に時分割てカウントする。このキャリイアウド信号Ｃ
ＲＹは）Ｊランク３８の成るチャンネルでノー　ｌ−ク
ロックパルスを２５６カウンＩ・する毎に（つまり波形
１周期を読み出す毎に）発生するもので、これをカウン
トすることによりアタック部の周期数をカランｌ−する
ことかてきる。This counter 39 (#j: counts the carrier signal CRY from the second highest hit of the adder 35 in a time-division manner for each channel.
RY is generated every 256 counts of the clock pulse (that is, every time one cycle of the waveform is read) in a channel consisting of J rank 38, and by counting this, the number of cycles of the attack part can be calculated. I can do something.

カウンタ３９の出力はケ−Ｉ・４２に加わり、後述する
アクツク信号ＡＴによりアクツク部全波形読み出し中の
み該ケート４２か開かれ、加算器４１に該カウンタ出力
が与えられる。加算器４１の他の入力にはツク−）・ア
ｌ’レス発生回路４０から発生されたＮヒツトのツク−
Ｉ・アドレスデータのうち最下位８ピノ１−が入力され
る。Ｎヒツトのツクートアトレスデータのうち加算器４
１には入力されなかった最上位Ｎ−８ヒツトのデータの
下位に加算器４１の８ヒノＩ・出力データが位置し、両
テークによってて、トレステ−りＭＡＤＲの最」−位Ｎ
ヒツトが構成される。カウンタ３９のカウント値はアク
ツク部全波形の最初の周期から数えた周期数を示してお
り、一方、ツク−Ｉ・アドレスＡ。。The output of the counter 39 is applied to the gate 42, which is opened only during the reading of the entire active part waveform by an active signal AT, which will be described later, and the counter output is applied to the adder 41. The other inputs of the adder 41 are the N hits generated from the tsuk-)/ares generation circuit 40.
The lowest 8 pins 1- of the I address data are input. Adder 4 of the N hit address data
The 8-hino I output data of the adder 41 is located below the data of the most significant N-8 hit that was not input to 1, and by both takes, the most significant N-8 data of the trace MADR is located.
Humans are configured. The count value of the counter 39 indicates the number of cycles counted from the first cycle of the entire waveform of the ACT section. .

Ｂｏ　、ｃｏ　・・・は波形メモリ１４における該アタ
ック部全波形の最初の絶対アドレスを示している。Bo, co, . . . indicate the first absolute address of the entire waveform of the attack portion in the waveform memory 14.

従って両者を加算することによりアクツク部全波形の各
周期毎の最初の絶対アドレスを特定する（すなわち個々
の１周期波形を指定する）ことかできる。Therefore, by adding the two, it is possible to specify the first absolute address for each cycle of the entire waveform of the active section (that is, specify each one-cycle waveform).

アクツクエンｌ＝検出回路４６はノＪウンク３８から与
えられるキャリイアウド信号ＣＲＹをノノウントし、ア
クツク部全波形の読み出しか完了したか否かを調へるも
のであり、第９図にその一例が示されている。The actuator l=detection circuit 46 detects the carry signal CRY given from the output clock 38 and checks whether reading of all the waveforms of the actuator is completed or not. An example of this is shown in FIG. ing.

第９図において、アクツク部周期数メモリ４７はアタッ
ク部全波形の周期数を各音色毎に記憶したもので、音色
選択情報ＴＣに応じて周期数データＡＴＮが読み出され
る。引算器４８、ゲ−１−４９、セレクタ５０．２４ス
テージ／８ヒノＩ・のシフＩ・レンツク５１から成るノ
ノウンク５２Ｕ、アクツク部波形を１周期読み出す毎に
周期数のクランカランｉ・を行うもので、各チャンネル
別に時分割で該タウンカウントを行う。セレクタ５０は
、キーオンパルスＫ　ＯＮ　Ｐか発生したときメモリ４
７から読み出された周期数テ−りＡＴＮをＢ入力を介し
て選択し、シフｉ・レンツク５１に取込む。それ以外の
さきはンフトレソスタ５１の最終スプーンから引算器４
８を介してセレクタ５０のへ入力に加わるテークか選択
され、ンフトレンツク５１に与えられる。第６図の加算
器３５から出力されたキャリイアウド信号ＣＲＹかケ−
Ｉ・４９に入力される。ケ−１・４９はアクツク信号Ａ
Ｔｉこよってアタック中国−能化され、キャリイアウド
信号ＣＲＹを引算器４８に力える。引算器４８ては、キ
ャリイアウド信号ＣＲＹか与えられたときシフトレジツ
ク５１の出力データから１減算する。こうして、始めは
アクツク部全波形の周期数を示すデータかシフトレソツ
ク５１に入り、以後アクツク部波形を１周期読み出す毎
に該データが１減算され、最終的にアクツク部全波形の
読み出しか完了したとき該データがオール゛０°′とな
る。In FIG. 9, an attack section period number memory 47 stores the period number of the entire attack section waveform for each timbre, and period number data ATN is read out in accordance with the timbre selection information TC. A subtracter 48, a gate 1-49, a selector 50, a non-unc 52U consisting of a shift I and a shift 51 of 24 stages/8 hino I, and a crank run i of the number of cycles is performed every time the actuating part waveform is read out for one cycle. The town count is performed on a time-sharing basis for each channel. The selector 50 selects the memory 4 when a key-on pulse K ON P is generated.
The cycle number table ATN read from 7 is selected via the B input and taken into the shift register 51. Other than that, subtractor 4 from the final spoon of Nftresosta 51
8 is selected to be added to the input of the selector 50 and applied to the amplifier 51. The carry signal CRY output from the adder 35 in FIG.
It is input to I.49. Case 1/49 is actu signal A
This enables the attack signal CRY and inputs the carry signal CRY to the subtracter 48. The subtracter 48 subtracts 1 from the output data of the shift register 51 when the carry signal CRY is applied. In this way, data indicating the number of cycles of the entire actuating section waveform is initially entered into the shift register 51, and from then on, the data is subtracted by 1 each time one cycle of the actuating section waveform is read out, and finally, when only the reading of the entire actuating section waveform is completed. The data are all 0°'.

カウンタ５２の出力にセレクタ５０から取り出され、オ
ール°゛０″検出回路５２０に与えられる。The output of the counter 52 is taken out from the selector 50 and applied to the all zero detection circuit 520.

オール０″検出回路５２０はセレクタ５０から与えられ
たカラン）−出力データかオール゛０′”か否かを検出
し、オール゛０゛′の吉き信号゛°１′”を出力する。The all 0'' detection circuit 520 detects whether the output data given from the selector 50 is all 0', and outputs an auspicious signal 1' that is all 0'.

この検出回路５２０の出力信号番」反転アクツク信号Ｗ
〒として出力され、それをイン・・−タ５３で反転した
信号がアクツク信号ＡＴとして出力される。従って、ア
クツク中Ｃ」アクノクイｔ（号ＡＴか゛ド′、反転アク
ツク信号−に１か′０“であるか、アタックが終了する
と、反転してＡＴが°０°′、Ｗ〒が１″となる。遅延
回路５４し１クロツクパルスφ２０）１２倍の周期のク
ロックパルスφ２×１２によって時分割チャンネルクイ
ミンク１サイクル分の信号遅延を設定するものであり、
アクツク信号ＡＴを遅延してアンド回路５５に与える。The output signal number of this detection circuit 520 is the inverted active signal W.
〒 is outputted as 〒, and a signal obtained by inverting it at an inverter 53 is outputted as an actuating signal AT. Therefore, when the attack is completed, AT is reversed and AT is 0° and W is 1. The delay circuit 54 sets a signal delay for one cycle of time-division channel quickening using a clock pulse φ2×12 with a period of 12 times the clock pulse φ20).
The activation signal AT is delayed and applied to the AND circuit 55.

アント回路５５の他の入力には反転アタック信号ＡＴが
与えられており、信号ＡＴが０°°から°１′に切換わ
ったときそのチャンネルに対応する１タイムスロノ゛１
・（サフチャンネル２タイムスロット分）の間アンド回
路５５の出力が”　＋　”となり、それかアクツクエン
ド信号ＡＴＥＮＤとして出力される。尚、アタックか終
了するとアタック信号ＡＴの゛０パによりケ−１−４９
が閉し、それ以上の夕・クンカウントは行われなくなる
。従ってカウンタ５２のカウント値ｄアクツク時以外で
はオール°゛０“を維持する。第９図の動作例を１つの
チャンネルに関して示すと第１２図（ａ）のようになる
。An inverted attack signal AT is given to the other input of the antenna circuit 55, and when the signal AT switches from 0°° to °1', the 1 time slot corresponding to that channel is
- During (2 time slots of the sub channel), the output of the AND circuit 55 becomes "+" and is output as the active end signal ATEND. Furthermore, when the attack is completed, the case 1-49 is activated by the attack signal AT's zero.
will close, and no further evening/kun counts will be held. Therefore, except when the count value d of the counter 52 is activated, all zeros are maintained.The example of the operation shown in FIG. 9 for one channel is shown in FIG. 12(a).

第６図に戻ると、スタートアドレス発生回路４０ｉｌ′
ｉ音色選択情報ＴＣに応じてスタートアドレスの一組を
選択し、キーオンパルスＫＯＮＰに応してアクツク部の
スタートアドレスを発生し、波形切換え指令信号ＷＣＨ
Ｇに応じて各セクメント波形のスフ−１ヘアトレスを順
次切換えて発生ずるものである。このスタートアドレス
発生回路４０の一例は第１０図に示されている。Returning to FIG. 6, start address generation circuit 40il'
i Select a set of start addresses in response to the tone selection information TC, generate a start address for the actuator in response to the key-on pulse KONP, and generate the waveform switching command signal WCH.
This is generated by sequentially switching the Suffu-1 hair tresses of each segment waveform according to the G. An example of this start address generation circuit 40 is shown in FIG.

第１０図において、スタートアドレスメモリ５６には各
音色Ａ、Ｂ、Ｃ・・・に対応して複数組のツクートアド
レスＡＯ＋　ＡＩ　＋　Ａ２”’　Ｔ　ｌ３０１　ＢＩ
　Ｉｎ２　・・・＋　ＣＤ　＋　ＣＩ　＋　Ｃ２・・・
を夫々予め記憶したものであり、音色選択情報ＴＣに応
じて一組のツクートアドレス（例えば音色Ａの場合Ｎ：
　Ａ　ｏ。In FIG. 10, the start address memory 56 stores a plurality of sets of start addresses AO+AI+A2"' Tl301 BI corresponding to each tone color A, B, C...
In2...+CD+CI+C2...
are stored in advance, respectively, and a set of test addresses (for example, N in the case of tone A:
Ao.

Ａ、’、、Ａ２　・・・）が選択される。２４ステージ
のシフトレシツク５７、セレクタ５８．５９，６０、加
算器６１、ケ−１・６２を含むループはカウンタを構成
しており、このループ内のケート６２から取り出された
カウント値がスタートアドレスメモリドレスメモリ５６
は選択された一組のスター１−アドレステーク（例えば
Ａ。、Ａ，、Ａ２　・・・）をアドレス入力に与えられ
たカウント値に従って順次読み出す。すなわち、ケ−１
・６２から与えられるノＪウント値が１−Ｏｊのときは
アクツク部のスタートアドレスＡ。を読み出し、［１」
のときは第１のセフメン１−波形ＳＥＧ１のスタートア
ドレスＡ，を読み出し、「２１のときは第２のセクメン
ト波形ＳＥＧ２のスタートアドレスＡ２を読み出す。こ
うして、スタートアドレスメモリ５６から読み出したス
タートアドレスデータによって波形メモリ１４（第；３
図）から読み出すべき波形を指定する。A,',,A2...) are selected. A loop including a 24-stage shift register 57, selectors 58, 59, 60, an adder 61, and cases 1 and 62 constitutes a counter, and the count value taken out from the case 62 in this loop is the start address memory address. memory 56
reads out a selected set of star 1-address takes (eg, A., A,, A2, . . .) sequentially according to the count value applied to the address input. In other words, case 1
- When the count value given from 62 is 1-Oj, it is the start address A of the actuator. Read [1]
When , the start address A of the first segment waveform SEG1 is read out, and when it is 21, the start address A2 of the second segment waveform SEG2 is read out. Waveform memory 14 (third;
Specify the waveform to be read from (Figure).

ケー１−　６　２　ｆｄキーオンパルスＫＯＮＰの反転
信号ＫＯＮＰによって可能化されるもので、キーオンパ
ルスＫＯＮＰが発生したチャンネルてケート６２か閉じ
、該チャンネルに対応するシフトレジスフ５７の記憶内
容かクリアされる。ンフトレジツク５７の最終ステージ
の出力はセレクタ５８のＣ入力に与えられると共に遅延
回路６３　、６４を夫々経由してセレクタ５８の六入力
及びＢ入力に力えられる。遅延回路６６はクロックパル
スφ１０）２３周期分に相当する周期のクロックパルス
φ１　×２３によって遅延制御され、遅延回路６４はク
ロックパルスφ１によって遅延側副される。This is enabled by the inverted signal KONP of the fd key-on pulse KONP, and the channel gate 62 in which the key-on pulse KONP is generated is closed, and the stored contents of the shift register 57 corresponding to the channel are cleared. The output of the final stage of the shift register 57 is applied to the C input of the selector 58, and is applied to the six inputs and the B input of the selector 58 via delay circuits 63 and 64, respectively. The delay circuit 66 is delayed by a clock pulse φ1×23 having a period corresponding to 23 cycles of the clock pulse φ10), and the delay circuit 64 is delayed by the clock pulse φ1.

セレクタ５８のＡ選択人力ＳＡにはクロックパルスφ２
と波形切換え指令信号ＷＣＨＧのアンド論理をとったア
ント回路６５の出力が力えられる。A clock pulse φ2 is applied to the A selection manual SA of the selector 58.
The output of the ant circuit 65 obtained by ANDing the waveform switching command signal WCHG and the waveform switching command signal WCHG is inputted.

Ｂ選択入力ＳＢにはクロックパルスφ２の反転信号と信
号ＷＣＨＧのアンド論理をとったアンＩ・回路６６の出
力が与えられる。Ｃ選択人力ＳＣにｄ信号ＷＣＨＧをイ
ンバータ６７て反転した信号か与えられる。The B selection input SB is supplied with the output of the AN/I circuit 66 which is an AND logic of the inverted signal of the clock pulse φ2 and the signal WCHG. A signal obtained by inverting the d signal WCHG through an inverter 67 is given to the C selection manual SC.

セレクタ５８の出力はセレクタ５９の六入力に力えられ
る。セレクタ５９のＢ入力には数値１−１１か、Ｃ入力
には数値「２」か夫々掬えられる。セレクタ５９０）Ａ
選択人力ＳＡにはアクツクエン１−信号ＡＴＥＮＤをイ
ンバータ６８て反転した信号が与えられ、Ｂ選択入力Ｓ
Ｂにはり［コックパルスφ２と信号ＡＴＥＮＤのアント
論理をとったアン１−回路６９の出力が与えられ、Ｃ選
択入力ＳＣにはクロックパルスφ２の反転信号と信号Ａ
ＴＥＮＤのアンド論理をとったアント回路７０の出力か
与えられる。The output of selector 58 is applied to six inputs of selector 59. The B input of the selector 59 receives the numerical value 1-11, and the C input receives the numerical value "2". Selector 590)A
A signal obtained by inverting the actuquen 1 signal ATEND by an inverter 68 is given to the selection manual SA, and the B selection input S
B is supplied with the output of the circuit 69 which takes the ant logic of the cock pulse φ2 and the signal ATEND, and the C selection input SC is supplied with the inverted signal of the clock pulse φ2 and the signal A.
The output of the ant circuit 70, which is an AND logic of TEND, is given.

セレクタ５９の出力は加算器６１に褐えら′Ａ］る，、
加算器６１の他の入力には波形切換え指令Ｇ’：弓ＷＣ
　Ｈ．　Ｇか与えられており、該指令信号ＷＣＩＩＧか
”　Ｉ　”になる毎ζこセレクタ５９の出力データに１
か加算される。加算器６１の出力はセレクタ６゜のＢ入
力に力えられる。セレクタ６ｏのＡ入力にはンーノｒン
ス戻り先メモリ７１の出力が与えられる。また、加算器
６１の出力は最終セグメンＩ−検出回路６１Ａに掬えら
れており、この検出回路６１Ａの出力信号がセレクタ６
０のＡ選択人力ＳＡに力えられ、その出力信号をインハ
−り７２で反転した信号かＢ選択入力ＳＢに与えられる
。セレクタ６０の出力はケ−１・６２を介してシフトレ
ジスタ５７に与えられる。The output of the selector 59 is sent to the adder 61.
The other input of the adder 61 is a waveform switching command G': bow WC.
H. G is given, and every time the command signal WCIIG becomes "I", 1 is added to the output data of the selector 59.
or is added. The output of the adder 61 is applied to the B input of the selector 6°. The output of the nonce return destination memory 71 is applied to the A input of the selector 6o. Further, the output of the adder 61 is collected by the final segment I detection circuit 61A, and the output signal of this detection circuit 61A is sent to the selector 6.
0 is applied to the A selection input SA, and a signal obtained by inverting the output signal at an inheritor 72 is applied to the B selection input SB. The output of selector 60 is applied to shift register 57 via cable 1.62.

／フトレジスタ５７か２４ステーソであり、動作り「コ
ックパルスかφ１であるため、カウント動作は各チャン
ネル１〜１２毎の各ザブチャンネル別に合泪２／１タイ
ｔ・スロノＩ・て時分割的に行われる。以下では１つの
チャンネルに関してカウント動作を説明する。まず、前
述の通り、キーオンパルスＫＯＮＰが発生したときゲ−
１−６２が閉じられ、当該チャンネルに対応するシフ１
〜レジスク５７０）２つのステーンの内容がオール゛′
０°′にクリアされる。後述のよう？こアタック中１波
形切換え指令信号ｗ　ＣＨｃ　Ｉｒｅ発生されず、従っ
て、セｌノック５８は常にＣ入力を選択する。また、ア
クツク中ｄアタックエンド信号ＡＴＥＮＤは０′”であ
り、セレクタ５９はＡ入力を選択する。さらに、最終順
位のセグメント波形の読み出しが完了するまでｄ最終セ
グメント検出回路６１Ａの出力信号ｉ”ｏ’“てあり、
セレクタ６０はＢ入力を選択する。従って、クリアされ
たシフ１〜レジスク５７の内容かセレクタ５８のＣ入力
、５９のＡ入力、加算器６１、セレクタ６０のＢ入力、
ケーＩ・６２を介してチャンど、ルタイミンク１ザイク
ルの時間遅れて同じチャンネルタイミンクに同期して循
環する。従ってケ−１・６２からツクートアトレスメモ
リ５６にカえられるカウント値はＩ’　０」をに、ＩＩ
Ｉ持し、これに応じてアタック部のスフ−１−アドレス
（例工はＡ。）を示ずテ−りか読み出される。/ foot register 57 or 24 stator, and the operation is the cock pulse or φ1, so the counting operation is time-divisionally performed for each subchannel of each channel 1 to 12. The counting operation for one channel will be explained below.First, as mentioned above, when the key-on pulse KONP occurs, the game
1-62 is closed and the shift 1 corresponding to the channel
~ Regisque 570) The contents of the two stains are all ゛'
Cleared to 0°'. As mentioned below? During this attack, the first waveform switching command signal wCHcIre is not generated, so the cell knock 58 always selects the C input. During activation, the attack end signal ATEND is 0''', and the selector 59 selects the A input.Furthermore, the output signal i''o of the final segment detection circuit 61A is output until the readout of the final segment waveform is completed. '“Yes,
Selector 60 selects the B input. Therefore, the contents of cleared shift 1 to register 57, C input of selector 58, A input of selector 59, adder 61, B input of selector 60,
Channels are circulated through the channel timing 62 with a delay of one cycle and in synchronization with the same channel timing. Therefore, the count value added to the test address memory 56 from the case 1.62 is I'0'', II
In response, the first address of the attack section (for example, A) is read out.

アタックか終了すると、前述の通り第１２図のアクツク
エンド検出回路４６からアクツクエン］・信号ＡＴＥＮ
Ｄが当該チャンネルタイミンク（２−リーフチャンネル
分のタイｌ、ス■コツト）で１度たけ発生ずる１、こａ
ｒ、　ｉこよりアント回路６９．７０が可能出さイｌ、
前半のタイムス■コツト（すなわちクロックパルスφ２
カ）＋＋　１．　ｌ”さなるザフチャンオ、ル１のタイ
ミンク）でセレクタ５５１）Ｂ入力が選択され、数値デ
ータ「１」かンフトレシツク５７にストアされる。更に
後半のタイムスロ７１−（すなわちクロックパルスφ２
かＯ“となるサブチャンネル２のタイミンク）てセｌ−
クク５９のＣ入力が選択され、数値データ１−２」かン
フトレジスタ５７にストアされる。When the attack ends, the ACK/END detection circuit 46 in FIG.
D occurs once in the relevant channel timing (2-leaf channel timing, scott) 1, this a
Ant circuit 69.70 is possible from r, i,
First half times ■Kotto (i.e. clock pulse φ2
f)++ 1. 1), the selector 551)B input is selected, and the numerical data ``1'' is stored in the buffer storage 57. Furthermore, the second half time slot 71- (i.e. clock pulse φ2
(Timing of sub channel 2 that becomes “O”)
The C input of the clock 59 is selected and the numerical data 1-2 is stored in the register 57.

こうして、アタック終了後、最初は→Ｌラフチャオル１
に対応して数値「１」がセットされ、サブチャンネル２
に対応して数値「２−１か七ノドされる。これにより、
スフ−Ｉ・アドレスメモリ５６からｄｌ、サブチャンネ
ル１に対応して第１のセグメント波形５ＥＧｉのツクー
トアトレス（例えばＡ１）を示ずテ−りが読み出され、
サブチャンネル２に対応して第２のセグメント波形５Ｅ
Ｇ２のツクー］−アドレス（例えばＡ２　）を示すデー
タが読み出される。次に波形切換え指令信号Ｗ　ＣＩ−
Ｉ　Ｇか与えられるまでこの状態が維持される。尚、ケ
−１・６２から出力される１チャンネル分（２つの一す
−フチャンネル分）のノｌウント値の変化の一例か第１
２図（１〕うに示されている。In this way, after the attack ends, at first → L Raf Chaor 1
The numerical value “1” is set corresponding to
Corresponding to the value ``2-1 or 7 nodos.'' As a result,
dl, corresponding to subchannel 1, is read out from sub-I address memory 56;
Second segment waveform 5E corresponding to subchannel 2
G2] - Data indicating an address (for example, A2) is read. Next, the waveform switching command signal W CI-
This state is maintained until IG is given. It should be noted that this is an example of a change in the count value of one channel (two first channels) output from the key 1.62.
It is shown in Figure 2 (1).

波形切換え指令信号ＷＣＨＧｉｄ、後述するようにＪつ
のチャンネルに関する２つの→ノ゛フチャン才ルの一方
に対応して交互に切換わって発生ずるようになっている
。第１２図（１））に示すように最初に１−リーフチャ
ンネル１に対応して発生し、次にザブチャンネル２に対
応して発生し、以後交互に切換わって発生ずる。従って
、第１０図の回路では波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧに
応答するカウント動作は２つの一リーフチャンオルのど
ちらか一一方に関して行われる。The waveform switching command signal WCHGid is generated by being alternately switched in response to one of the two →no-channel functions regarding the J channels, as will be described later. As shown in FIG. 12(1)), the signal first occurs in correspondence with the 1-leaf channel 1, then it occurs in correspondence with the subchannel 2, and thereafter the signals are alternately switched. Therefore, in the circuit of FIG. 10, the counting operation in response to the waveform switching command signal WCHG is performed for one of the two one-leaf channels.

切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧか前半のチャンネルクイｊ・
スロｙｌ一つまりザブチャンネル１に対応して発生した
とき、クロックパルスφ２の°１″に対応してアン１−
回路６５か可能化されるか、アン１−回路６６は可能化
されない。従ってその場合−１セレクタ５８のＡ入力を
介して遅延回路６３の出力が選択され、このデータに対
して加算器６１で信号Ｗ　ＣＨＧによって１が加算され
る。遅延回路６３は→ノーフチャンオ、ルタイミンクに
して２３タイムスロット前のデータを出力しており、こ
れは同じチャンネルに関する前ザイクルのサブチャンネ
ル２の力τクントデータである。このサブチャンネル２
のカランＩ・値に１加算したものがサブチャンネル１の
新たなカウント値吉なる。この場合、→ノーフチヤンネ
ル２はサブチャンネル１のカウント値よりも１大きく、
従って、サブチャンネル１のカウント値は実質的に２加
算されたのと同しことになる。例えは、前述のようにサ
ブチャンネル１のカウント値か１’　］、　ｊて、→ノ
ーフチヤンネル２のカウント値が１２」のとき、最初の
波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧがザブチャンネル１に対
応して力えられると、ザフチートンネル１のタイミンク
で前ザイクルのサブチャンネル２のカランＩ・値「２」
（っすり遅延回路６６の出力）に対して】が加算され、
サブチャンネル１のカウント値は［３」に変わる。Switching command signal W CHG or first half channel
When generated corresponding to slot yl1, that is, subchannel 1, ann 1-
If circuit 65 is enabled, un1-circuit 66 is not enabled. Therefore, in that case, the output of the delay circuit 63 is selected via the A input of the -1 selector 58, and 1 is added to this data by the adder 61 in response to the signal WCHG. The delay circuit 63 outputs data from 23 time slots ago, which is the force τ data of subchannel 2 of the previous cycle regarding the same channel. This sub channel 2
The new count value of subchannel 1 is obtained by adding 1 to the current count value of . In this case, →Noft channel 2 is 1 larger than the count value of subchannel 1,
Therefore, the count value of subchannel 1 is essentially the same as being added by 2. For example, as mentioned above, when the count value of sub channel 1 is 1', and → the count value of normal channel 2 is 12, the first waveform switching command signal W CHG corresponds to sub channel 1. If you are forced to do so, the Karan I value of subchannel 2 of the previous cycle will be set to 2 at the timing of Zafty Tunnel 1.
] is added to (the output of the delay circuit 66),
The count value of subchannel 1 changes to [3].

この場合→）−ブチヤンネル２のタイミンクでｄセレタ
ク５８のＣ入力を介してシフ１〜レジスタ５７の出力が
そのまま選択され、カウント値の増加−行われない。従
って、→ノーブチヤンネル２のノノウン１−値は「２−
ｊのままである。こうして、最初の波形切換え指令信号
Ｗ　ＣＨＧによってサブチャンネル１の読み出しアＩ・
レスか変化し、第３のセクメント波形５ＥＧ３のスター
１〜アドレス（例えばＡ３）を示すデータかメモリ５６
から読み出される。一方、サブチャンネル２の読み出し
ア）・レスは変化せず、第２のセフメン）・波形５ＥＧ
２のスフ−］・ア！・レスデータか依然として読み出さ
れる。３波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧか→Ｊ−フナー
トノネル２に対応して発生した吉きは、上述とは逆にア
ンｉ・回路６６が可能化され、遅延回路６４の出力がセ
レクタ５８のＢ入力を介して選択され、このデーりに信
号Ｗ　Ｃ１−Ｉ　Ｇによって加算器６１て１か加算され
る。遅延回路６４は１クイトスロツトフチヤンネル、つ
まり同じチャンネルのサブチャンネル１のカウントイ直
を出力しており、このツノ・′ノンｉ・値に１加算した
ものが→ノーブチヤンネル２の新たなカラン）・値とな
る。この場合、サブチャンネル１のカウント値はザブチ
ャンネル２のカウント値よりも１大きく、従って、サブ
チャンネル２の力・シン１−値は実質的に２加算された
のと同じことになる。例えは、前述のようにサブチャン
ネル１のカウント値か］−３」で→ノーフチヤンネル２
のカウント値か１２」のときに信号ＷＣＨＧかサブチャ
ンネル２に対応して発生ずる吉、ザフチャン不ル１のカ
ウント値「３」はそのままで、ザブチャンネル２のカウ
ント値が「４」に変わる。In this case, the outputs of shift 1 to register 57 are selected as they are through the C input of d selector 58 at the timing of button channel 2, and the count value is not increased. Therefore, → the unknown 1- value of the node channel 2 is “2-
It remains as j. In this way, the first waveform switching command signal W CHG causes the subchannel 1 readout
data indicating the address (for example, A3) of the third segment waveform 5EG3 is stored in the memory 56.
is read from. On the other hand, the readout of subchannel 2 does not change, and the second subchannel) waveform 5EG
2nd Suffu-] Ah!・Response data can still be read. 3 Waveform switching command signal W CHG → J The adder 61 adds 1 to this data by the signal W C1 -I G. The delay circuit 64 outputs a 1-quit slot left channel, that is, the count value of subchannel 1 of the same channel, and the value obtained by adding 1 to this horn value is the new count value of node channel 2).・Becomes a value. In this case, the count value of subchannel 1 is greater than the count value of subchannel 2 by 1, and therefore, the force/sin 1- value of subchannel 2 is essentially the same as being added by 2. For example, as mentioned above, if the count value of sub channel 1 is "-3", then the count value of sub channel 1 is
When the count value of signal WCHG is ``12'', the count value ``3'' of signal WCHG or subchannel 2 remains unchanged, and the count value of subchannel 2 changes to ``4''.

以上のように、→ノーフチヤンネル１，２の一方に対応
して波形切換え指令信号Ｗ　Ｃ　Ｈ　Ｇか交互に発’Ｉ
ＥＩール毎に、対応するサブチャンネルのカウント値か
２つつ増加し、これに対応して各ザフチー）・ンネルて
指定されるセクメント波形の順位は［Ｊ」（！：「２」
、　ＩＮ」とｊ−２１　、　ｆ−３−１と１−４．Ｊ，
１５、、ｌ　ａ　ｌ−４Ｊ　、というように２つおきに
交互に切換わる。このような２つおきの交互の波形切換
え制御によって第２図（１））に示したような両系列（
サブチャンネル１，２）に対するセクメント波形の割振
りが実現される。As described above, the waveform switching command signal W C H G or 'I
For each EI rule, the count value of the corresponding subchannel increases by 2, and correspondingly, the order of the segment waveform specified by each channel is [J] (!: "2").
, IN'' and j-21, f-3-1 and 1-4. J,
15, , l a l - 4 J, etc., and so on, and so on, and so on, and so on. By controlling the alternating waveform switching of every second waveform, both series (
The allocation of segment waveforms to subchannels 1, 2) is realized.

波形切換え指令信号Ｗ　Ｃ　Ｈ　Ｇが所定数力えられて
加算器６１の出力が最終順位のセクメント波形を指定す
る値を越えると最終セクメント検出回路６１Ａの出力信
号が°゛１′′になる。なお、この検出回路６１Ａは、
例えは、波形メモリ１４に各音色毎にそれぞれ記憶され
る複数のセクメント波形のうち最終順位のセフメンＩ・
波形を指定する数値を各音色毎にそれぞれ記憶し、音色
選択情報ＴＣによって読み出しか行われるメモリキ、こ
のメモリから読み出された数値データと加算器６１の出
力デ−りとを比較して「出力データの値〉数値テ−りの
値」のとき゛Ｊ″信号を出力する比較器と１こよって構
成される。検出回路６１の出力信号か１°”になるさ、
セレタク６０ｉｄ：Ａ人力選択に切換わる。これにより
、シーケンス戻り先メモリ７１から読み出された戻り先
順位データがセレクタ６０で選択され、シフ１〜レジス
タ５７にストアされる。When a predetermined number of waveform switching command signals WCHG are input and the output of the adder 61 exceeds a value specifying the last segment waveform, the output signal of the final segment detection circuit 61A becomes 0.1''. Note that this detection circuit 61A is
For example, among the plurality of segment waveforms stored for each tone in the waveform memory 14, the final ranking sector waveform I.
Numerical values specifying the waveform are stored for each timbre, and the numeric data read from this memory is compared with the output data of the adder 61. It is composed of a comparator that outputs a signal "J" when the data value is greater than the value of the numerical value.The output signal of the detection circuit 61 becomes 1°.
SELETAC 60id: Switches to A manual selection. As a result, the return destination rank data read out from the sequence return destination memory 71 is selected by the selector 60 and stored in the shift 1 to registers 57.

シーケンス戻り先メモリ７１には、最終順位のセグメン
１−波形を読み出した後にどの順位のセグメント波形に
戻って読み出すべきかを指示する戻り先順位データが各
音色毎にザブチャンネル１．２についてそれぞれ記憶さ
れており、音色選択情報ＴＣ＆びクロックパルスφ２に
応じて所定の戻り先順位データが読み出される。最終順
位のセグメント波形を読み出した後も発音が持続してい
る場合は、戻り先順位データに対応する順位のセグメン
ト波形に戻って読み出しが持続されるようにする目的で
、シーケンス戻り先メモリ７１が設けられている。この
場合、シーケンス戻り先メモリ７１に記憶される戻り先
順位データとしては、波形メモリ１４に記憶されるシー
ケンス波形５ＥＧ１゜５ＥＧ２・・・の総数が偶数であ
る音色に関しては→ノーフヂャンオル１に対応して実際
に戻って読み出すセグメント波形５ＥＧｉの順位を示す
数値ｉか、また→ノーブチヤンネル２に対応して該セフ
メンＩ・波形５ＥＧｉの次のセグメント波形Ｓ　Ｅ　Ｇ
　ｉ　＋１の順位を示す数値１＋１がそれぞれ記憶され
る。一方、上記シーケンス波形の総数が奇数の音色に関
しては上記の場合とは逆にザブチャンネル２に対応して
数値１が、またザブチャンネル１に対応して数値１＋１
がそれぞれ記憶される。The sequence return destination memory 71 stores return destination ranking data for subchannels 1 and 2 for each tone, which instructs which ranking segment waveform should be returned to and read after reading the final ranking segment 1 waveform. The predetermined return destination order data is read out according to the tone color selection information TC & clock pulse φ2. If the sound continues even after reading out the segment waveform of the final rank, the sequence return destination memory 71 is set so that the reading continues by returning to the segment waveform of the rank corresponding to the return destination rank data. It is provided. In this case, the return destination order data stored in the sequence return destination memory 71 is as follows for tones in which the total number of sequence waveforms 5EG1, 5EG2, etc. stored in the waveform memory 14 is an even number: The numerical value i indicating the order of the segment waveform 5EGi to be actually read back, or the next segment waveform S E G of the segment I waveform 5EGi corresponding to → node channel 2.
A numerical value 1+1 indicating the rank of i+1 is stored, respectively. On the other hand, for tones with an odd number of sequence waveforms, contrary to the above case, the number 1 corresponds to Zab channel 2, and the number 1 + 1 corresponds to Zab channel 1.
are respectively memorized.

例えば、音色Ａが選択され、この音色Ａに関するセグメ
ント波形の総数が１６」であるとし、戻り先のセグメン
ト波形の順位か［−３」の場合、→ｊ−）゛チ中ン才、
ル１のカラン１〜イ直は「Ｑ　Ｊ　−＞　ｌ−］　−Ｊ
　−、）ｒ３Ｊ　−＞　ｒ５」−ｒ３Ｊ→「５」→ｌ−
３ｊ　−＞　１”　５　Ｊ・・・と変化し、一方ザフチ
ヤンネル２のカウント値は「０」→「２」→「４」−→
「６」−）［−２−１−）「６」→１−２」→「６」　
・・・と変化する。これにより、ザブチャンネル１に関
してはセグメント波形５ＥＧ１，５ＥＧ３．５ＥＧ５が
順次指定された後セグメント波形５ＥＧ３．５ＥＧ５か
繰返し。For example, if timbre A is selected and the total number of segment waveforms related to timbre A is 16, and the rank of the segment waveform to return to is [-3], then → j-)
Callan 1 to I of Le 1 is “Q J −> l−] −J
-, )r3J ->r5"-r3J→"5"→l-
3j ->1" 5 J..., while the count value of Zaft Channel 2 changes from "0" → "2" → "4" - →
"6" -) [-2-1-) "6" → 1-2" → "6"
...changes. As a result, for subchannel 1, segment waveforms 5EG1, 5EG3.5EG5 are sequentially specified, and then segment waveform 5EG3.5EG5 is repeated.

指定され、一方ザブチヤンネル２に関してはセグメント
波形５ＥＧ２．５ＥＧ４．５ＥＧ６が順次指定された後
セグメント波形５ＥＧ４．５ＥＧ６が繰返し指定される
ことになる。On the other hand, for subchannel 2, segment waveforms 5EG2.5EG4.5EG6 are sequentially specified, and then segment waveform 5EG4.5EG6 is repeatedly specified.

次に第１１図を参照してクロスフェード制御回路１６に
ついて説明する。Next, the cross-fade control circuit 16 will be explained with reference to FIG.

計数手段７３は重みづけの時間変化を設定するための時
間関数を発生ずるためのものであり、第１のカウンタ７
３Ａと第２のカウンタ７３Ｂとを含んている。両カウン
ク７３Ａ　、７＋Ｂは、加算器７４Ａ、７４Ｂ、ケ−１
−７５Ａ、７５Ｂ、クロックパルスφ２によって制御さ
れる１２ステージのシフドレンスタフ り、シフトレンスタフ６Ａ、７６Ｂの出力が加算器７４
Ａ、７４Ｂ、ケー１−７５Ａ、７５Ｂを介して循環し、
各チャンネル別に時分割で計数動作を行うことが可能で
ある。第１のカウンタ７３ＡはセクメンＩ−波形の切換
え回数をノノウントするだめのものである。変化レート
メモリ７７は上記切換え回数に応じた変化レートテーク
を各音色に対応して予め記憶したものであり、音色選択
情報ＴＣ（ζ応じて変化レートテークの一組が選択され
、選択されたデータの中から第１のカウンタ７３Ａてカ
ウント出力た切換え回数に応じて１つの変化レートテー
クＤＴが読み出される。なお、ケー１−７５Ａの出力が
第１のカウンタ７３ＡのカランＩ・出力として取り出さ
れ、メモリ７７に入力される。第１のカウンタ７３Ａと
変化レ−ｊ・メモリ７７が計数レ−１・制御手段に相当
する。The counting means 73 is for generating a time function for setting the time change of weighting, and the first counter 7
3A and a second counter 73B. Both counts 73A and 7+B are connected to adders 74A and 74B, and case 1.
-75A, 75B, 12-stage shift lens buffer controlled by clock pulse φ2, output of shift lens buffer 6A, 76B is outputted to adder 74
circulates through A, 74B, K1-75A, 75B,
It is possible to perform counting operations on a time-sharing basis for each channel. The first counter 73A is used to count the number of times the section I waveform is switched. The change rate memory 77 stores change rate takes corresponding to the number of times of switching in advance for each timbre, and stores a set of change rate takes according to the timbre selection information TC (ζ), and stores the selected data. One change rate take DT is read out according to the number of switchings counted and outputted by the first counter 73A.The output of K1-75A is taken out as the output of the first counter 73A, The data is input to the memory 77. The first counter 73A and the change rate memory 77 correspond to counting rate 1 and control means.

第２のカウンタ７３Ｂは、第１の所定値（例えばＯ）か
ら第２の所定値（例えば最大値）まてのカウントを前記
メモリ７７から読み出された変化レートテークＤＴに応
じたレートで行うものである。変化し〜トデータＤＴか
加算器７４Ｂに入力されており、第２のカウンタ７３Ｂ
てはこのテークＤＴを所定時間間隔てアキ−ムレ−１−
する。ケ−１−７５Ｂは反転アタック信号τ了によって
アクツク時以外において可能化される。従って、アクツ
ク中はノノウンク７３Ｂのカウント内容け０“にクリア
されており、アクツクが終了するとテークＤＴのカウン
トを開始する。The second counter 73B counts from a first predetermined value (for example, O) to a second predetermined value (for example, the maximum value) at a rate according to the change rate take DT read out from the memory 77. It is something. The changing data DT is input to the adder 74B, and the second counter 73B
Then, this take DT is acquired at predetermined time intervals.
do. Case 1-75B is enabled at times other than when activated by the inverted attack signal τ. Therefore, during the access, the count of the non-unc 73B is cleared to 0", and when the access is completed, the count of the take DT is started.

第２のカウンタ７３Ｂのカラン１〜出力はケ−１・７５
Ｂから取り出され、排他オア回路から成る関数変換回路
７８に人力される。この関数変換回路７８は、ｒ１ヒツ
トのカウント出力のうち下位の１１−Ｉヒツトを別々に
排他オア回路に人力し、最上位ヒツトＭＳＢを各排他オ
ア回路に共通に入力し、ＭＳＢが０“の吉きＦ位１］−
１ヒノＩ・をそのまま通過するか、°１′′のとき、は
下位１〕−１ヒノ１−を反転して出力する。こうして、
最小値０から最大値２１１まて増加するカウント値を２
１１−１の位置で折返し、０かり２　まで増加し、次い
で２１１−１からＯまで減少する三角波状の関数に変換
する。The output of the second counter 73B is 1.75.
B, and inputted to a function conversion circuit 78 consisting of an exclusive OR circuit. This function conversion circuit 78 inputs the lower 11-I hits of the r1 hit count output separately to the exclusive OR circuit, inputs the MSB of the highest hit in common to each exclusive OR circuit, and inputs the MSB of the highest hit to each exclusive OR circuit, so that the MSB is 0. Lucky F rank 1] -
1 hino I. is passed through as is, or when it is °1'', the lower 1]-1 hino 1- is inverted and output. thus,
The count value that increases from the minimum value 0 to the maximum value 211 is 2.
It turns around at the position 11-1, increases from 0 to 2, and then converts into a triangular wave-like function that decreases from 211-1 to 0.

関数変換回路７８の出力は第２系列（ザブチャンネル２
）用の基本の補間関数ＩＰＦ２として利用される。反転
回路７９はこの補間関数ＩＰＦ２の各ヒノ１−を夫々反
転して逆特性の関数を形成するもので、この逆特性の関
数を第１系列（→ターフチャンネル１）用の基本の補間
関数ＩＰＦｉとする。The output of the function conversion circuit 78 is the second series (sub channel 2
) is used as the basic interpolation function IPF2. The inversion circuit 79 inverts each hino 1- of this interpolation function IPF2 to form a function with inverse characteristics, and converts this function with inverse characteristics into the basic interpolation function IPFi for the first series (→Turf channel 1). shall be.

これらの補間関数ＩＰＦ１．ＩＰＦ２の一例か第１１図
（（Ａに示されている。尚、アクツク中は第２のカウン
タ７３Ｂの出力か全ピノｌ−”　Ｏ”であることにより
関数変換回路７８の出力が全ヒノＩパｏ　”となり、第
２系列の補間関数Ｉ　ＰＦ２の値が最小値（０）を維持
し、第１系列の補間関数ＩＰＦ１の値が最大値を維持す
る。These interpolation functions IPF1. An example of the IPF2 is shown in FIG. The value of the interpolation function IPF2 of the second series maintains the minimum value (0), and the value of the interpolation function IPF1 of the first series maintains the maximum value.

セレクタ８０は、各補間関数ＩＰＦｊ　、ＩＰＦ２を各
ザブチャンネル１，２のタイミンクに対応して時分割多
重化するためのものてあり、Ａ入力にｒ　ＰＦ’２が加
わり、８人力にＩＰＦｌか加わりクロックパルスφ２が
°゛１′のとき（ザブチャンネル１のタイムスロノ１−
のとき）Ｂ入力のＩＰＦｌを選択し、φ２が０“のとき
（ザブチャンネル２のタイムスロソ１−のとき）Ａ入力
のＩＰＦ２を選択する。The selector 80 is provided to time-division multiplex the interpolation functions IPFj and IPF2 in accordance with the timing of each subchannel 1 and 2, and rPF'2 is added to the A input, and IPF1 is added to the 8-man power. When clock pulse φ2 is °゛1' (time slot 1- of subchannel 1)
When φ2 is 0" (time slot 1- of subchannel 2), select IPF2 of the A input.

切換側脚手段８１は計数手段７６の出力に応じて波形指
定手段すなわち第１０図のスフ−１−アドレス発生回路
４０における波形切換え動作を制御するものであり、セ
レクタ８０から出力された補間関数ＩＰＦ１　、ＩＰＦ
２の値か全ピノｌ−”　Ｏ“′であるか否かを検出する
オール゛Ｏ゛′検出回路８２と、この検出回路８２の出
力と反転アクツク信号Ｘ〒とを入力したアンド回路８６
とを含んでいる。The switching leg means 81 controls the waveform switching operation in the waveform specifying means, that is, the Sufu-1 address generation circuit 40 in FIG. , I.P.F.
an all-O' detection circuit 82 for detecting whether the value of 2 or all pinots is O'; and an AND circuit 86 to which the output of this detection circuit 82 and an inverted actuating signal
Contains.

アンド回路８６は信号Ｗ〒によってアクツク時以外に可
能化され、オール゛Ｏ″検出回路８２の出力信号＋１１
　Ｉ＋を波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧとして出力する
。２つのザブチャンネルの補間関数■ＰＦ１．ＩＰＦ２
のうち負の傾きで時間的に漸減する一方か全ヒント”　
ｏ　’“になったとき、そのサフチートンネルに対応す
るタイミンクでオール゛０゛検出回路８２の出力か１゛
′となり、これに対応して波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨ
Ｇが発生される。The AND circuit 86 is enabled by the signal W〒 when not activated, and the output signal +11 of the all "O" detection circuit 82 is activated.
I+ is output as the waveform switching command signal W CHG. Interpolation function of two subchannels ■PF1. IPF2
Among them, all hints gradually decrease over time with a negative slope.”
o'', the output of the all 0'' detection circuit 82 becomes 1'' at the timing corresponding to that Safty tunnel, and correspondingly, the waveform switching command signal WCH
G is generated.

両ザフチャンネルの補間関数ＩＰＦ１　、ＩＰＦ２の傾
きは１補間区間毎に切換わるので、波形切換え指令信号
ＷＣＨＧは１回の補間が終了する毎に一方のザブチャン
ネルに対応して交互に切換って発生ずる。第１２図（Ｃ
）の補間関数ＩＰＦｉ、ＩＰＦ２に対応する波形切換え
指令信号Ｗ　ＣＨＧの発生例が第１２図（Ｉ））に示さ
れている。Since the slopes of the interpolation functions IPF1 and IPF2 for both Zaf channels are switched for each interpolation interval, the waveform switching command signal WCHG is alternately switched and generated corresponding to one Zaf channel every time one interpolation is completed. arise. Figure 12 (C
An example of generation of the waveform switching command signal WCHG corresponding to the interpolation functions IPFi and IPF2 of ) is shown in FIG. 12 (I).

セレクタ８０から時分割的に出力される補間関数ＩＰＦ
１．ＩＰＦ２は時間的にリニアな特性を示しているが、
補間関数記憶手段に相当するクロスフェードカーフメモ
リ８４はこの補間関数を任意の特性に変換するために設
けられたものである。Interpolation function IPF time-divisionally output from selector 80
1. Although IPF2 shows temporally linear characteristics,
A cross-fade calf memory 84 corresponding to interpolation function storage means is provided to convert this interpolation function into an arbitrary characteristic.

例えば第１３図（ａ）〜（ｅ）に実線で示すような各種
の補間特性カーブ（重みづけ曲線）を各音色に対応して
メモリ８４に予め記憶しておき、Ｃのうち１つを音色選
択情報ＴＣ（又は専用スイツチ等による選択操作）に応
じて選択し、選択された補間特性カーブをセレクタ８０
からの補間関数ＩＰＦ１゜ＩＰＦ２をアドレスとして読
み出すようになっている。前述の通り両ザフチャンネル
の補間関数ＩＰＦ１．ＩＰＦ’２（いわばこれは基本の
補間関数である）は逆特性であるため、メモリ８４の読
み出し方向か両すフチャンネル間では互に逆方向（一方
が正方向のときは他方か逆方向）となり、互に逆特性の
カーブがメモリ８４から時分割で読み出されることにな
る。例えば、一方の→ノーフナヤンネルに対応して第１
３図（ａ）〜（Ｃ）に実線で示すような補間特性カーフ
か読み出されるとき、他方の−＋）−フチャンネルに対
応して同図に破線で示すような補間特性カーブか読み出
される。For example, various interpolation characteristic curves (weighting curves) as shown by solid lines in FIGS. 13(a) to (e) are stored in advance in the memory 84 corresponding to each tone color, The selector 80 selects the selected interpolation characteristic curve according to the selection information TC (or selection operation using a dedicated switch, etc.).
The interpolation functions IPF1 and IPF2 are read out as addresses. As mentioned above, the interpolation function IPF1 for both ZAF channels. Since IPF'2 (so to speak, this is a basic interpolation function) has inverse characteristics, the reading direction of the memory 84 or both channels are mutually opposite directions (if one direction is positive, the other direction is opposite direction). Therefore, curves with mutually opposite characteristics are read out from the memory 84 in a time-division manner. For example, the first one corresponds to one of the
When an interpolation characteristic curve as shown by a solid line in FIGS. 3(a) to (C) is read out, an interpolation characteristic curve as shown in a broken line in the same figure is read out corresponding to the other -+)-f channel.

上述のようにしてメモリ８４から時分割的に読み出され
た各チャンネル毎の各ザブチャンネルに対応する補間特
性カーフデータはクロスフェードカーフメモリＣＦとし
て第３図の乗算器１８に力えられ、その特性に応じて対
応するセグメント波形データを重みつけ（振幅制御）す
る。The interpolated characteristic kerf data corresponding to each subchannel for each channel read out in a time-divisional manner from the memory 84 as described above is input to the multiplier 18 in FIG. 3 as a cross-fade kerf memory CF, and its The corresponding segment waveform data is weighted (amplitude control) according to the characteristics.

第１１図に戻り、オール゛０″及びオール゛１”′検出
回路８５は波形切換えタイミンクに同期して切換え同期
信号ＣＨＧ　Ｓを出力するものであり、関数変換回路７
８の出力ずなわち補間関数Ｉ　ＰＦ２を入力し、その値
か全ピノｌ−”　Ｏ’“又は全ヒツト１″であるかを検
出する。第Ｊ２図ＣＣ）から明らかなように、三角波状
に変化する補間関数ＩＰＦ２の上の頂点においてその値
ｄ全ヒツト”　Ｉ　”であり、下の頂点においてその値
は全ピノ＋、　＋＋　ｏ　ｎであり、それは波形切換え
タイミンクつまり波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧのタイ
ミングに対応している。全ヒツト０″のとき又は全ヒツ
ト１′′のさきに対応して切換え同期信号ＣＨＧ　Ｓが
１″となる。この信号ＣＨＧＳｌ−ｊ：両ザフチャンネ
ルのタイムスロットｔ　ナワチクロノクパルスφ２の１
周期に相当する１チャンネル分のタイムスロットにおい
て°゛１″となる。Returning to FIG. 11, the all "0" and all "1"' detection circuit 85 outputs a switching synchronization signal CHGS in synchronization with the waveform switching timing, and the function conversion circuit 7
The output of 8, that is, the interpolation function IPF2, is input, and it is detected whether the value is all pinots l-"O'" or all hits 1".As is clear from Fig. J2 CC), the triangular waveform At the upper vertex of the interpolation function IPF2 that changes to , its value d is "I", and at the lower vertex, its value is "I", which is the waveform switching timing, that is, the waveform switching command signal WCHG. The switching synchronization signal CHGS becomes 1'' when all hits are 0'' or before all hits are 1''. This signal CHGSl-j: the time slot t of both ZAF channels. Nawachi Chronoku Pulse φ2 no 1
In the time slot for one channel corresponding to the period, the value becomes 0.1.

この信号ＣＨＧＳは遅延回路８６てクロックパルスφ２
ｘ１２１こ従って時分割チトンネルクイミンク１サイク
ル分たけ遅らされ、ゲ−１・８７を介してカウンタ７３
Ａの加算器７４Ａに匈えられる。This signal CHGS is applied to the clock pulse φ2 by the delay circuit 86.
x121 is therefore delayed by one cycle of time-division chitunnel timing, and the counter 73 is processed via game 1.87.
It is added to the adder 74A of A.

加算器７４Ａの出力はケ−１−７５ｐ、を介してＩ２ス
テージのシフ１−レジスタ７６Ａに力えられ、時分割チ
ャンネルクイミンクｌサイクル分たけ遅延されて加算器
７４Ａの入力に戻される。ケート７５Ａはアクツクエン
ド信号ＡＴＥＮＤを反転した信号によって制御されるも
ので、アクツクエンＩ・信号ＡＴＥＮＤの発生時のみ瞬
時に閉じられ、対応するチャンネルに関するシフトレジ
スタ７６Ａの記憶をクリアする。ケー１−７５　Ａの出
力は前述の通り変化レートメモリ７７に与えられると共
にオール゛°１′′検出回路８８に与えられる。オール
゛ビ検出回路８８はノＪウンタ７３Ａのカウント値が全
ピノｌ−”　１　”つまり最大値になったとき信号゛°
１“′を出力する。この出力をインバータ８９て反転し
たものがケート８７の制御入力に与えられる。The output of the adder 74A is applied to the shift 1 register 76A of the I2 stage via the key 1-75p, delayed by one time division channel timing cycle, and returned to the input of the adder 74A. The gate 75A is controlled by a signal obtained by inverting the actuend signal ATEND, and is instantaneously closed only when the actuend I signal ATEND is generated, clearing the memory of the shift register 76A regarding the corresponding channel. The output of the case 1-75A is applied to the change rate memory 77 as described above, and also to the all 1'' detection circuit 88. The all-over detection circuit 88 outputs a signal when the count value of the no-J counter 73A reaches the maximum value.
1"' is output. This output is inverted by an inverter 89 and is applied to the control input of the gate 87.

カウンタ７３Ａのカウント値ｄアタック中は最大値を保
持しており、ケ−１−８７は閉しられている。アクツク
が終了してアクツクエンド信号ＡＴＥＮＤによってカウ
ント値がクリアされると、オール゛′１“検出回路８８
の出力が０“となり、ケ−１・８７か開かれる。以後、
切換え同期信号ＣＨＧ　Ｓが発生ずる毎にカウンタ７３
Ａのカウント値か増加し、波形切換え回数か−ｈウント
される。The count value d of the counter 73A is held at the maximum value during the attack, and the case 1-87 is closed. When the actuation ends and the count value is cleared by the actuend signal ATEND, the all '1' detection circuit 88
The output becomes 0", and the case 1.87 is opened. From now on,
Every time the switching synchronization signal CHG S is generated, the counter 73
The count value of A is increased, and the number of waveform switching is counted by -h.

そして、カウント値が最大値（オール゛’　］　”　）
になるさケート８７が閉じ、カウント動作が停止する。And the count value is the maximum value (all ゛' ] ”)
The cage 87 closes and the counting operation stops.

なお、遅延回路８６は信号ＣＨＧＳがカウンタ７３Ａに
入力されるタイミンクをシフ１−レジスタ７６Ａの入出
力間の時間遅れ分たけ遅延するために設けられたもので
ある。切換え同期信号ＣＨＧＳさカウンタ７３Ａてカウ
ント動作た切換え回数の一例を第１２図（Ｃ）に示す。The delay circuit 86 is provided to delay the timing at which the signal CHGS is input to the counter 73A by the time delay between the input and output of the shift 1 register 76A. An example of the number of switching operations counted by the switching synchronization signal CHGS by the counter 73A is shown in FIG. 12(C).

変化レートメモリ７７は、前述の通り、カウンタ７３Ａ
のカランＩ・値に対応して所定の変化レーＩ・テークＤ
Ｔを読み出ず。この変化レートテ−りＤＴの値によって
第２のカウンタ７３Ｂのカウント値増加率か定まり、補
間関数ＩＰＦ１ｊＰＦ２の傾きが決定され、従って、】
補間区間の時間的長さく第２図（１））のｚ、ｔ２．ｔ
：ｉ、ｚ　・・・　）が決定される。メモリ７７では波
形切換え回数に応じて（すなわち各補間区間毎に）任意
に変化レートデータＤＴを設定することができるので、
各補間区間の長さｔｔ　、１２，１３．１４　・・・ｄ
均一ではなく全く任意に設定できる。なお、第１のカウ
ンタ７３Ａが一旦最大値になると、以後それが維持され
るので、変化レートメモリ７７は最大値に対応する変化
レートデータＤＴを持続的に読み出すようになる。勿論
、第１のカウンタ７３１ｊ：他のカウンタと同様に各チ
ャンネル毎に時分割てカウント動作を行うので、上述の
波形切換え回数カウント及び変化レートデータＤ　Ｔの
読み出しは各チャンネル毎に時分割で行われる。As mentioned above, the change rate memory 77 stores the counter 73A.
A predetermined change Ray I/Take D corresponding to the Karan I/value of
Can't read T. The value of this change rate DT determines the rate of increase in the count value of the second counter 73B, and the slope of the interpolation function IPF1jPF2 is determined, so that:
The temporal length of the interpolation interval is z, t2. in FIG. 2 (1)). t
:i, z...) are determined. Since the memory 77 can arbitrarily set the change rate data DT according to the number of waveform switching (that is, for each interpolation interval),
Length of each interpolation section tt, 12, 13.14...d
It is not uniform and can be set completely arbitrarily. Note that once the first counter 73A reaches the maximum value, it is maintained thereafter, so that the change rate memory 77 continuously reads out the change rate data DT corresponding to the maximum value. Of course, like the other counters, the first counter 731j performs the counting operation on a time-division basis for each channel, so the above-mentioned counting of the number of waveform switching and reading of the change rate data DT are performed on a time-division basis for each channel. be exposed.

次に、各セグメント波形５ＥＧ１〜５ＥＧ５０）具体例
及びそれに基き補間合成される楽庁信号の具体例につい
て説明する。Next, a specific example of each segment waveform 5EG1 to 5EG50) and a specific example of a music office signal that is interpolated and synthesized based on the segment waveform 5EG1 to 5EG50 will be described.

第１４図〜第１８図は各セクメント波形５ＥＧ１〜５Ｅ
Ｇ５の一例を示すもので、説明の筒中、化のために、こ
れらのセグメント汲形ＳＥ（，１〜ＳＥＣ５は基本波、
２倍音、３倍音、及び４倍音の４種類の成分を同一の相
対振幅で合成したものから成るものとしている。各図に
は、各成分（次数１，２３　、４　）毎の初期位相か付
記されている。また、第１４図及び第１５図にはセグメ
ント波形５ＥＧ１．５ＥＧ２に含まれる各成分の分解図
が参考のために付記されている。Figures 14 to 18 are each segment waveform 5EG1 to 5E.
This shows an example of G5, and for the purpose of explanation, these segment-shaped SE (,1 to SEC5 are fundamental waves,
It is made up of a composite of four types of components: 2nd overtone, 3rd overtone, and 4th overtone, with the same relative amplitude. In each figure, the initial phase of each component (orders 1, 23, and 4) is appended. Further, an exploded view of each component included in the segment waveform 5EG1.5EG2 is added for reference in FIGS. 14 and 15.

切換え順位が隣合うセグメント波形は、５ＥＧ１と５Ｅ
Ｇ２，５ＥＧ２と５ＥＧ３．５ＥＧ３と５ＥＧ４．５Ｅ
Ｇ４と５ＥＧ５．である。Segment waveforms with adjacent switching orders are 5EG1 and 5E.
G2, 5EG2 and 5EG3.5EG3 and 5EG4.5E
G4 and 5EG5. It is.

この例では、セグメント波形５ＥＧｊ〜５ＥＧ５の全て
に関して、切換え順位が隣合うセクメント波形間におい
て各倍音成分に所定の位相差が設定されている。また、
同一次数の成分に関する前記位相差の量か、どの隣合う
セフメン１−波形間でも同じになるように設定されてい
る。また、次数か異なる成分間では前記位相差の量が異
なっており、高次数になるほど前記位相差の量か増して
いる。In this example, for all of the segment waveforms 5EGj to 5EG5, a predetermined phase difference is set for each overtone component between segment waveforms having adjacent switching orders. Also,
The amount of phase difference regarding components of the same order is set to be the same between any adjacent Sefmen 1 waveforms. Further, the amount of the phase difference differs between components of different orders, and the amount of the phase difference increases as the order becomes higher.

すなわち、各セグメント波形５ＥＧ１〜５ＥＧ５の２倍
音成分の初期位相を見ると夫々、０度、２２．５度、４
５度、６７．５度、９０度であり、との隣合うセフメン
Ｉ・波形間でも位相差か２２．５度に設定されている。That is, looking at the initial phases of the second harmonic components of each segment waveform 5EG1 to 5EG5, the initial phases are 0 degrees, 22.5 degrees, and 4 degrees, respectively.
They are 5 degrees, 67.5 degrees, and 90 degrees, and the phase difference between the adjacent Sefmen I waveforms is also set to 22.5 degrees.

同様に、：３倍音成分の初期位相を見ると、その位相差
がどの隣合うセグメント波形間でも４５度に設定されて
いる。また、４倍音成分の初期位相を見ると、その位相
差がどの隣合うセクメント波形間でも９０度となってい
る。Similarly, looking at the initial phase of the :3 harmonic component, the phase difference between any adjacent segment waveforms is set to 45 degrees. Furthermore, looking at the initial phase of the fourth overtone component, the phase difference between any adjacent segment waveforms is 90 degrees.

第１９図及び第２０図−１第１４図二第１８図のセグメ
ント波形５ＥＧ１〜５ＥＧ５を用いて第３図の装置で補
間合成された楽音信号の一例を示すもので、第１９図に
は補間区間１１と１２か示されており、第２０図にはそ
れに続く補間区間ｔ３と１４が示されている。第１９図
及び第２０図に、−例として、Ａ４音の基本波周波数４
４０Ｈ２に従って波形メモリ１４を読み出し、各補間区
間ｔ１〜ｔ４の時間をＡ／Ｉ音の８周期に相当する時間
（１８，１８２ｍ５　）に夫々固定した例を示している
。Fig. 19 and Fig. 20 - Fig. 14 shows an example of a musical tone signal synthesized by interpolation using the device shown in Fig. 3 using the segment waveforms 5EG1 to 5EG5 of Fig. 18. Sections 11 and 12 are shown, and FIG. 20 shows subsequent interpolation sections t3 and 14. 19 and 20 - As an example, the fundamental wave frequency 4 of A4 sound is shown.
40H2, and the time of each interpolation section t1 to t4 is fixed to the time (18,182 m5) corresponding to 8 cycles of the A/I sound.

第２１図は、第１９図及び第２０図に示された楽音信号
の周波数スペクトルを示ず図て、前述の通り、基本波周
波数はＡ４音の４４０Ｈ２とし、ている。第２２図は第
２１図の３倍音と４倍音付近を横軸方向に拡大して示し
たスペクトル図である。FIG. 21 does not show the frequency spectrum of the musical tone signal shown in FIGS. 19 and 20, and as described above, the fundamental wave frequency is 440H2 of A4 tone. FIG. 22 is a spectrum diagram showing the vicinity of the third and fourth overtones in FIG. 21 enlarged in the horizontal axis direction.

両図から明らかなように、隣合うセグメント波形間で所
定の位相差か設定された２倍音成分、３倍音成分、４倍
音成分の周波数はその位相差の量に応じて正規の整数倍
周波数から偏移している。今ここて説明している具体例
の条件は、この実施例の説明の前段で発明の詳細な説明
するために例示した条件と同しである。従って、各成分
の周波数の具体的数値は前掲のｆ２　、ｆ３　、ｆ４の
数値をそっくり援用することができ、２倍音の周波数偏
移は３．４４Ｈｚ、　３倍音の周波数偏移は６．９Ｈ２
。As is clear from both figures, the frequencies of the second harmonic component, third harmonic component, and fourth harmonic component that are set based on a predetermined phase difference between adjacent segment waveforms vary from the normal integer multiple frequency according to the amount of the phase difference. It's deviated. The conditions of the specific example described here are the same as those exemplified for the detailed description of the invention in the first part of the description of this embodiment. Therefore, the specific numerical values of the frequencies of each component can be completely used as the numerical values of f2, f3, and f4 mentioned above, and the frequency deviation of the second harmonic is 3.44Hz, and the frequency deviation of the third harmonic is 6.9H2.
.

４倍音の周波数偏移は１３．８Ｈ２、である。このよう
に、非調和が実現されている。なお、この具体例のよう
に、高次成分はと周波数偏移か増すような非調和に、実
際のピアノ音やへ〜ブシコート音の非調和に近いもので
あり、好ましい。The frequency shift of the fourth overtone is 13.8H2. In this way, disharmony is realized. Note that, as in this specific example, the higher-order components are preferable because they are close to the anharmonicity of an actual piano sound or a boucice chord sound, such as an increase in frequency deviation.

特定の成分のみを非調和としたい場合は、その成分のみ
に関して各セグメント波形間で位相差を設定すれはよい
ことは上述から明らかてあろう。It should be clear from the above that if only a specific component is desired to be anharmonic, it is sufficient to set a phase difference between the segment waveforms for only that component.

また、全てのセクメント波形において所定の成分に位相
差が設定されるようにする必要はなく、その中の所定の
複数のセグメント波形（例えば５ＥＧｌ　、５ＥＧ２　
、ＳＥＣ，ｌのみ）において位相差が設定されるように
してもよい。その場合は、発音開始から終了までの全発
音期間のうち特定の期間で非調和が実現される。Furthermore, it is not necessary to set a phase difference to a predetermined component in all segment waveforms, but only in a plurality of predetermined segment waveforms (for example, 5EGl, 5EG2
, SEC, l only), the phase difference may be set. In that case, disharmony is achieved during a specific period of the entire pronunciation period from the start to the end of the pronunciation.

また、同一次数の成分に関する各セフメンｉ・波形間の
位相差の量を一定とせずに、時間的に変化させる（すな
わち各隣合うセクメント波形の少なくとも１組において
該位相差の量か他とは異なるようにする）ようにしても
よい。その場合は、非調和の度合（周波数偏移）を時間
的に変化させる（位相差が他とは異なるセクメント波形
の補間１メ間で変化させる）ことかできる。In addition, the amount of phase difference between each segment i/waveform regarding components of the same order is not kept constant, but is changed over time (i.e., the amount of phase difference in at least one set of adjacent segment waveforms is different from the others). You may do it differently). In that case, the degree of anharmonicity (frequency shift) can be changed over time (it can be changed between interpolations of segment waveforms whose phase difference differs from others).

第１４図〜第２２図の例では、各セグメント波形５ＥＧ
１〜５ＥＧ５における各成分の相対振幅か共通てあり、
セクメント波形を切換えても音色は変化しないようにな
っている。しかし、これに限らず、各セクメント波形５
ＥＧ１〜ＳＥＧ５ｉｄ各成分の初期位相のみならずその
相対振幅も異なっていてもよく、そうすれば音色の時間
変化も併せて実現できる。In the examples of FIGS. 14 to 22, each segment waveform 5EG
The relative amplitude of each component in 1 to 5EG5 is common,
The tone does not change even if the segment waveform is changed. However, the present invention is not limited to this, and each segment waveform 5
Not only the initial phase of each component of EG1 to SEG5id but also their relative amplitude may be different, and in this case, a temporal change in timbre can also be realized.

次に、前述の実施例の変更例について説明する。Next, a modification of the above-described embodiment will be described.

第１１図における第１の力・クンク７３Ａと変化レート
メモリ７７の部分すなわち計数レ−１・制菌手段は第２
３図のように変更することもできる。The first force/kunk 73A and the change rate memory 77 in FIG.
It can also be changed as shown in Figure 3.

変化シー１−初期値メモリ９０は変化レートデータＤＴ
の初期値のみを各音色毎に記憶しており、音色選択情報
ＴＣに応じて所定の変化レート初期値データを読み出す
。セレクタ９１はアクツクエンド信号ＡＴＥＮＤによっ
てアクツク終了時のみ瞬時にメモリ９０からの初期値デ
ータを選択し、シフトレジスタ９２にストアする。シフ
トレジスタ９２は１２ステージであり、各チャンネル分
のデータのストアが可能である。シフトレジスタ９２の
最終ステージの出力は変化レートデータＤＴとして出力
されると共にシフＩ・回路９乙に加わり、アンド回路９
４からの制御信号に応じてビットシフトされ、セレクタ
９１のＡ入力を介して循環する。アント回路９４には変
化レートテークＤＴの最下位ビットＬＳＢの反転信号と
遅延回路８６（第１１図）で遅延された切換え同期信号
ＣＨＧＳ’が与えられる。−例として、シフト回路９６
はアンド回路９４から信号゛１′”が与えられたとき入
力データの各ビットを下位に１ヒツトシフトものである
。Change Sea 1 - Initial value memory 90 is change rate data DT
Only the initial value of is stored for each tone color, and predetermined change rate initial value data is read out according to the tone color selection information TC. The selector 91 instantaneously selects the initial value data from the memory 90 only at the end of the activation in response to the activation end signal ATEND, and stores it in the shift register 92. The shift register 92 has 12 stages and can store data for each channel. The output of the final stage of the shift register 92 is output as change rate data DT, and is also applied to the shift I/circuit 9B, and is then input to the AND circuit 9.
The bits are shifted in accordance with the control signal from the selector 91 and circulated through the A input of the selector 91. Ant circuit 94 is supplied with an inverted signal of the least significant bit LSB of change rate take DT and a switching synchronization signal CHGS' delayed by delay circuit 86 (FIG. 11). - As an example, shift circuit 96
When the signal "1'" is applied from the AND circuit 94, each bit of the input data is shifted downward by one hit.

データＤＴのＬＳＢか０″のときはアンＩ・回路９４が
可能化され、シフトレジスタ９２にストアした初期値デ
ータは切換え同期信号ＣＨＧＳ’が発生ずる毎に】ヒノ
１〜ずつ順次下位にシフトされる。このシフトハ各升ヤ
ンネル別に時分割て行われる。やがてＬＳＢが］″′に
なると、アント回路９４が不能化され、データＤＴはそ
のときの値を維持する。When the LSB of data DT is 0'', the AN I circuit 94 is enabled, and the initial value data stored in the shift register 92 is sequentially shifted downward by 1 to 1 every time the switching synchronization signal CHGS' is generated. This shift is carried out in a time division manner for each cell channel. Eventually, when the LSB becomes ]'', the ant circuit 94 is disabled and the data DT maintains its current value.

尚、第１１図及び゛第２３図の例では第２のカウンタ７
３Ｂのカウント値の最上位ヒノｈＭｓＢＱ）値に応じて
下位ヒノＩ・の反転を制御することにより三角波状に折
返した補間関数（基本の補間関数即ちメモリ８４のアド
レス信号）を得るようにしているため、カウンタ７３Ｂ
のカラン１−値は必らず全ピノｌ−　”　Ｏ　”から増
加を開始して最終的にオーバーフローによって全ヒツト
０”′まで正確に戻るこさか要求される。従って、変化
ルートデータＤＴの値はｒＬＩ　、ｒ２．Ｊ　、ｒ４ｉ
　、ｒ８Ｊなど２のへき乗であることが要求される。こ
れに対して、変化レートテークＤＴの値を任意に設定で
きるようにするには、第２のカウンタ７３Ｂを第２４図
のように変更すればよい。In addition, in the example of FIGS. 11 and 23, the second counter 7
An interpolation function (basic interpolation function, that is, an address signal of the memory 84) folded in a triangular wave shape is obtained by controlling the inversion of the lower hino (I) according to the highest hMsBQ) value of the count value of 3B. Therefore, counter 73B
It is required that the Karan 1-value of the change root data DT necessarily starts increasing from ``O'' and finally returns exactly to 0'' due to overflow. are rLI, r2.J, r4i
, r8J, etc. is required to be a power of 2. On the other hand, in order to be able to arbitrarily set the value of change rate take DT, the second counter 73B may be changed as shown in FIG. 24.

第２４図に示ずカウンタ７２Ｂにおいては、加算器７４
Ｂとゲート７５Ｂとの間にケー１−９４が設けられてい
る。加算器７４Ｂの最上位ヒツトからのキャリイアウド
信号をインバータ９５で反転した信号が反転アタック信
号Ｔ了吉共にアンド回路９６に加わり、その出力によっ
てゲート７５Ｂが制御される。加算器７４Ｂの出力信号
のうち最上位ヒノｌ−ＭＳＢがゲー１−　７　５　Ｂに
入力される吉共に立上り微分回路９７に加わり、下位の
１１−１ヒツトかゲート９４に入力される。立上り微分
回路９７はＭＳＢが信号Ｉ＋　１１１に立上ったときク
ロックパルスφ２の１周期幅で信号”　１　”を出力し
、この信号ＩＩ　Ｉ　Ｉ＋がインパーク９８て反転され
てケート９４の制御入力に加わる。ゲート９４の出力（
　ｎ−１ヒノ１−）と加算器７４ＢのＭＳＢ出力がＩＩ
ビットの信号さしてケー１−　７　５　Ｂに加わる。ケ
−　１−　７　５　Ｂの出力はンフトレジツク７６Ｂに
加わると共に前述と同様に関数変換回路７８に与えられ
る。In the counter 72B not shown in FIG.
A cable 1-94 is provided between the gate 75B and the gate 75B. A signal obtained by inverting the carry signal from the most significant hit of adder 74B by inverter 95 is applied together with an inverted attack signal T to an AND circuit 96, and its output controls gate 75B. The most significant MSB of the output signal of the adder 74B is input to the gate 1-75B, and is applied to the differential circuit 97, and the lower 11-1 signal is input to the gate 94. The rising differential circuit 97 outputs a signal "1" with a width of one period of the clock pulse φ2 when the MSB rises to the signal I+ 111, and this signal II I I+ is inverted by the impark 98 and input to the control input of the gate 94. join. Output of gate 94 (
n-1 hino 1-) and the MSB output of adder 74B are II
The bit signal is added to K1-75B. The output of the case 75B is applied to the amplifier 76B and is also applied to the function conversion circuit 78 in the same manner as described above.

アクツク中は反転アクツク信号τ１の′０“′によりア
ンド回路９６が不能化され、’ｒ”−ｌ−７５Ｂが閉じ
、カウンタ７５ＢのカランＩ・値はオール″０”に維持
される。アクツクが終了する吉ケー１−７５Ｂが開き、
また、通常はケート９４か開いているので、カウント動
作が可能さなり、変化レートデータＤＴの値を所定時間
間隔（チャンネルクイミンク１サイクル）で繰返し加算
する。こうしてデータＤＴの値に応じた任意のレ−１・
てｈラント値が増加する。加算結果の最上位ヒｙ　ｈ　
Ｍ　Ｓ　Ｂが“０″から°１″に変化したさき、そのチ
ートンネルタイミングで立上り微分回路９７からパルス
が出力され、ケート９４が一時的に閉じる。カランｉ・
値の増加率は任意である（２のべき乗に限らない）ため
加算結果のＭＳＢか°゛０″から１′′１こ切換わった
ときその下位ｎ−１ヒノ１゛が全ピノｈ　”　Ｏ”とは
限らない。しかし、上述のようにケ−Ｉ・９４が一時的
に閉じることにより、加算結果の下位１１−１ヒツトが
強制的に全ヒツト“０”′にクリアされ、ケー１−７５
　Ｂを介してシフトレジスタ７６Ｂに与えられるカラン
１へ値はＭＳＢが１″でその下位１１−１ヒツトかオー
ル゛′０″となる。During activation, the AND circuit 96 is disabled by '0'' of the inverted activation signal τ1, 'r'-l-75B is closed, and the current I value of the counter 75B is maintained at all '0's. Kichike 1-75B, where the Aktsuku ends, opens.
Further, since the gate 94 is normally open, a counting operation is possible, and the value of the change rate data DT is repeatedly added at a predetermined time interval (one cycle of channel timing). In this way, an arbitrary Ray-1, according to the value of data DT.
The h runt value increases. The highest value of the addition result h
When M S B changes from "0" to °1", a pulse is output from the rising differential circuit 97 at the chi tunnel timing, and the gate 94 is temporarily closed.
The increase rate of the value is arbitrary (not limited to a power of 2), so when the MSB of the addition result changes from °゛0'' to 1'', the lower n-1 hino 1゛ becomes the entire pinoh ''O However, by temporarily closing Case I 94 as described above, all the lower 11-1 hits of the addition result are forcibly cleared to "0"', and Case 1-94 is temporarily closed. 75
The value of the column 1 applied to the shift register 76B via the MSB is 1'' and the lower 11-1 bits are all ``0''.

加算結果の最上位ヒノｌ−Ｍ　Ｓ　Ｂが”　１　”から
Ｏ″に変化したとき、つまり、加算器７４Ｂからキャリ
イアウド信号が出力されたとき、アンド回路９６が不能
化され、ゲ−１−７５Ｂが閉じる。このときも、カウン
ト値の増加率は任意であるため、加算器７４Ｂの出力が
全ビット”　ｏ　”とは限らない。しかし、ゲ−１−７
５Ｂが一時的に閉じることにより、該ゲート７５Ｂから
出力されるカウント値は強制的に全ピッド０°′となる
。When the most significant signal L-MSB of the addition result changes from "1" to O", that is, when the carry signal is output from the adder 74B, the AND circuit 96 is disabled and the gate 1-75B is closed. At this time as well, since the increase rate of the count value is arbitrary, the output of the adder 74B is not necessarily "o" for all bits.
5B is temporarily closed, the count value output from the gate 75B is forced to be 0°' for all pitches.

これにより、関数変換回路７８の出力は、折返し点では
必らず全ピノｌ−”　Ｏ”又は全ピノｌ−”　］°′と
なり、検出回路８２．８５（第１１図）では支障なくオ
ール゛′０″又ｄオール°゛１″を検出し、波形切換え
制御を支障なく行うことができる。従って、第２４図の
構成によれば、変化レートデータＤＴを２のべき乗に限
らす任意の値に設定することができる。なお、その場合
、セグメント波形を丁度整数周期読み出したとき波形切
換えが行われるようにするには、データＤＴの値を楽音
周波数に関連づけて決定するようにすればよい。As a result, the output of the function conversion circuit 78 will always be all the pins l-"O" or all the pins l-"]°' at the turning point, and the detection circuit 82.85 (FIG. 11) will be able to output all the pins without any problem. '0'' or d all '1'' can be detected and waveform switching control can be performed without any trouble. Therefore, according to the configuration of FIG. 24, the change rate data DT can be set to any value that is limited to a power of 2 In this case, in order to cause waveform switching to be performed when the segment waveform is read out exactly at an integer period, the value of the data DT may be determined in association with the tone frequency.

上述の実施例では計数手段７３における計数レ−１・は
、所定時間間隔て適宜の債のデータＤＴを繰返しカウン
トすることにより、このデータＤＴの値によって決定さ
れるようになっている。しかし、これに限らず、データ
ＤＴの値を一定にして計数時間間隔（カウント久ロック
）を可変側副する、もしくはデータＤＴの値と計数時間
間隔・の両方を可変制御することにより計数レー）−を
決定するようにしてもよい。In the above-described embodiment, the count value 1 in the counting means 73 is determined by the value of data DT of appropriate bonds by repeatedly counting data DT of appropriate bonds at predetermined time intervals. However, the present invention is not limited to this, and the counting time interval (counting time lock) may be varied by keeping the value of the data DT constant, or by variable control of both the value of the data DT and the counting time interval. - may be determined.

また、第１Ｏ図の例ではスター１−アドレス発生回路４
０は、成るサブチャンネルのカウント値（セクメント波
形順位データ）を２増加するために、他方の→ノーブチ
ヤンネルのカウント値を取り出してこれに１増加するこ
とにより等制約に２増加したのき同し計算を行っている
。しかし、これに限らず、スタートアドレス発生回路４
ｏを第２５図のように構成し、当該ザブチャンネルのカ
ウント値に直接的に２加算するようにしてもよい。In addition, in the example of FIG. 1O, star 1 - address generation circuit 4
0 is the same as that in order to increase the count value (segment waveform rank data) of the subchannel consisting of 2 by taking the count value of the other → node channel and increasing it by 1, it is increased by 2 under the equality constraint. doing calculations. However, the start address generation circuit 4 is not limited to this.
o may be configured as shown in FIG. 25, and 2 may be added directly to the count value of the subchannel.

第２５図において、第１０図と同一符号は同一回路てあ
り、第１０図の符号５８．６５〜６７に相当する回路が
省略され、シフトレジスタ５７の出力がセレクタ５９の
Ａ入力に直接入力されている点が異なっている。また、
ケート９９が設けられており、波形切換え指令信号ＷＣ
ＨＧが与えられる毎に数値１−２」のデータを該ゲート
９９を介して加算器６１に与えるようになっている。従
って、一方のサブチャンネルに対応して波形切換え指令
信号ＷＣＨＧが発生されると、そのサブチャンネルのタ
イミングでシフトレジスタ５７から出力されたカウント
値に数値１−２」が加算され、実質的に第９図と同等に
動作する。In FIG. 25, the same symbols as in FIG. 10 indicate the same circuits, the circuits corresponding to the symbols 58, 65 to 67 in FIG. 10 are omitted, and the output of the shift register 57 is directly input to the A input of the selector 59. The difference is that Also,
A waveform switching command signal WC is provided.
Every time HG is given, data of the numerical value 1-2 is given to the adder 61 via the gate 99. Therefore, when the waveform switching command signal WCHG is generated corresponding to one subchannel, the numerical value 1-2 is added to the count value output from the shift register 57 at the timing of that subchannel, and in effect It operates in the same way as in Figure 9.

以上説明した実施例では第２図（１））に示すように基
本の補間関数ＩＰＦｌ　、ＩＰＦ２（メモリ８４のアド
レス信号）が三角波状に変化し、常時２つのセグメント
波形が重みつけされるようになっているか、これに限ら
ず、波形切換イつりの過渡期でのみ２波形の重みっけを
行うようにしてもよい。In the embodiment described above, as shown in FIG. 2 (1)), the basic interpolation functions IPFl and IPF2 (address signals of the memory 84) change in a triangular waveform, so that the two segment waveforms are always weighted. However, the present invention is not limited to this, and the two waveforms may be weighted only during the transition period of waveform switching.

第２６図はその場合の基本の補間関数ＩＰＦ１゜Ｉ　Ｐ
Ｆ２　（メモリ８４のアドレス信号）の−例を示したも
ので、例えばセグメント波形５ＥＧｉから５ＥＧ２に切
換わるときその過渡期Ｐ１において両関数ＩＰＦ１．Ｉ
ＰＦ２を交差させ、以後は５ＥＧ２のための補間関数Ｉ
ＰＦ２を最大値？こ維持し、５ＥＧｌのための補間関数
ｒｐＦ１ｉｄ最小値に維持する。５ＥＧ２から５ＥＧ３
に切換わる過渡期Ｐ２においても同様である。第２６図
のような制御を行うためには、第１１図の検出回路８２
゜８５が単にオール°゛０″又はオール゛１′°を検出
するのではなく、オール゛０″又はオール゛１′”から
増加方向又は減少方向に変化したことを検出し、これに
基き波形切換え指令信号ＷＣＨＧあるいは切換え同期信
号ＣＨＧ　Ｓを発生ずるようにずれはよい。Figure 26 shows the basic interpolation function IPF1゜I P in that case.
F2 (address signal of the memory 84).For example, when switching from segment waveform 5EGi to 5EG2, both functions IPF1. I
Intersect PF2, then interpolation function I for 5EG2
Maximum value of PF2? The interpolation function rpF1id for 5EG1 is maintained at the minimum value. 5EG2 to 5EG3
The same applies to the transition period P2 when switching to . In order to perform the control as shown in FIG. 26, the detection circuit 82 shown in FIG.
Rather than simply detecting that ゛85 is all ゛0'' or all 1', it detects that it has changed from all 0'' or all 1' to an increasing or decreasing direction, and based on this, the waveform is The deviation is sufficient to generate the switching command signal WCHG or the switching synchronization signal CHGS.

また、上記実施例では補間用の２系列（サブチャンネル
）か時分割処理されているが、これを並列処理するよう
にしてもよい。また、第３図では補間用に重みづけされ
た２系列の楽音波形信号を加算器２０てディジクル加算
した後Ｄ／Ａ変換しているか、各系列独立にＤ　／　Ａ
変換した後混合もしくは独立発音するようにしてもよい
。Further, in the above embodiment, two streams (subchannels) for interpolation are time-divisionally processed, but they may be processed in parallel. In addition, in FIG. 3, two series of music waveform signals weighted for interpolation are digitally added in an adder 20, and then D/A conversion is performed, or each series is independently D/A converted.
After conversion, the sounds may be mixed or pronounced independently.

また、第３図の波形メモリ１４ては波形各→ノーンプル
点の振幅値データをそのまま記憶しているものさしてい
るが、これに限らす種々の記憶法を採用してよい。例え
ば、各サンプル点間の振幅値の差分値を記憶しておき、
これらを読み出した後累算するこ吉により各−リーンプ
ル点振幅データを得る方法、或いは各サンプル点振幅値
の実数を仮数部さ指数部に分けて記憶しておき、読み出
した後の演算処理によって各サンプル点振幅値の実数を
得る方法なと、種々のものかある。Furthermore, although the waveform memory 14 in FIG. 3 stores the amplitude value data of each waveform → non-pull point as is, various storage methods may be used. For example, by storing the difference value of amplitude values between each sample point,
After reading these out, the amplitude data of each lean pull point can be obtained by accumulating them, or by storing the real number of each sample point amplitude value divided into a mantissa part and an exponent part, and then using arithmetic processing after reading out the data. There are various ways to obtain the real number of the amplitude value of each sample point.

なお、上記実施例でｄセクメント波形（ＳＥＧｉ　、５
ＥＧ２　、・・・）として波形１周期分をそのまま波形
メモリ１４に記憶するようにしたが、これに限らず波形
の半周期たけを記憶してもよく、この場合には読み出さ
れた半周期波形に対して正・負の極性を交互に付加して
１周期波形とすれはよい。また、波形メモリ１４に記憶
するセグメント波形は１周期波形に限らず、複数周期（
例えは２周期）分の波形であってもよい。In addition, in the above embodiment, the d segment waveform (SEGi, 5
EG2,...), one cycle of the waveform is stored as it is in the waveform memory 14, but the invention is not limited to this, and only half a cycle of the waveform may be stored; in this case, the read half cycle It is a good idea to add positive and negative polarities alternately to the waveform to form a one-period waveform. Furthermore, the segment waveforms stored in the waveform memory 14 are not limited to one-cycle waveforms, but are also multi-cycle waveforms (
For example, the waveform may be for two periods).

上記実施例では、楽音信号のアタック部については、連
続する複数周期波形をその才ま波形メモリ１４に記憶し
ておき、これをそのまま読み出すことにより発生ずるよ
うにしたが、これに代えて、アクツク部に関してもこの
発明にしたかって複数のセクメント波形を波形メモリ１
４に記憶しておき、これを順次切換えて読み出すととも
に、波形切換え時に上述した補間処理を行って楽音信号
を発生するようにしてもよいことは勿論である。逆に、
発音開始から終了才での一部の１ヌ一間たけにこの発明
によるセグメント波形補間合成を適用してもよい。In the above embodiment, the attack portion of the musical tone signal is generated by storing a continuous multi-cycle waveform in the waveform memory 14 and reading it out as is. With regard to the waveform memory 1, it is also possible to store a plurality of segment waveforms in the present invention.
Of course, it is also possible to store the data in 4 and sequentially switch and read out the data, and perform the above-mentioned interpolation processing when switching waveforms to generate musical tone signals. vice versa,
The segment waveform interpolation synthesis according to the present invention may be applied to only one part of the period from the start to the end of the sound.

上記実施例ではこの発明による楽音信号発生装置を複音
電子楽器に用いた場合につき説明したが、単音電子楽器
にも用いることかできるのは勿論てあり、更には電子楽
器に限らす楽音を発生する装置全てに適用できる。また
、音階音に限らず、リスム音等の発生にもこの発明を適
用することかできる。In the above embodiment, the musical tone signal generating device according to the present invention is used in a multi-tone electronic musical instrument, but it can of course also be used in a single-tone electronic musical instrument, and furthermore, it can generate musical tones limited to electronic musical instruments. Applicable to all devices. Furthermore, the present invention can be applied not only to the generation of scale tones but also to the generation of rhythm tones and the like.

また、第１１図の例では最終的な補間関数つまりクロス
フェードカーフデータＣＦはメモリ８４から得るように
なっているが、メモリ８４を設けず（乙　ＩＰＦｌ　、
ＩＰＦ２をそのまま乗算器１８（第３図）に重みづ（プ
係数古して与える、もしくは、適宜の論理演算によって
ＩＰＦｊ　、ＩＰＦ２を修正したものを乗算器１８に与
えるようにしてもよい。Furthermore, in the example shown in FIG. 11, the final interpolation function, that is, the cross-fade kerf data CF is obtained from the memory 84, but the memory 84 is not provided (IPFl,
IPF2 may be given as it is to the multiplier 18 (FIG. 3) with weighted coefficients, or IPFj and IPF2 may be modified by appropriate logical operations and then given to the multiplier 18.

また、第１１図の例ではセクメント波形の切換えを時間
て側脚している（変化し〜トデータＤＴを発生すべき楽
音の音高に無関係に設定している）が、これに限らず、
セフメン１−波形を所定周期数たけ繰返し読出ず毎に切
換えを行うようにしてもよい。その場合は、例えば、第
６図のｈ・′ノンクロ８のキャリイ信号ＣＲＹに応じて
第１１図の計数手段７３のカウントを行うようにすれは
よい。この場合、セクメント波形が切換られるへき周期
数が各補間区間１．，１．．，１３　・・・毎に又は各
音色毎に又は各音名毎に適宜可変設定できるようにして
もよいし、反対に、一定周期数に固定されていてもよい
。Furthermore, in the example shown in FIG. 11, the switching of the segment waveform is timed (the changing data DT is set regardless of the pitch of the musical tone to be generated), but the present invention is not limited to this.
The switching may be performed every time the SEFMEN 1 waveform is repeatedly read out for a predetermined number of cycles. In that case, for example, the counting means 73 shown in FIG. 11 may perform the counting in response to the carry signal CRY of the h/' non-clock 8 shown in FIG. In this case, the number of cycles in which the segment waveform is switched is 1. ,1. ．． , 13 . . . , each tone color, or each note name, or, conversely, it may be fixed to a constant number of cycles.

以上から明らかなように、この発明によって得られる非
調和の量は、補間されるべき２つのセクメント波形間の
各成分毎の位相差のみならず、補間に要する時間によっ
ても決定される。従って、各セクメント波形を所望の％
１生（所望の各成分４Ｕの位相特性）で波形メモリ１４
に一旦記憶した後は、補間に要する時間を制御するこさ
により非調和の量（整数倍周波数に対する周波数偏移量
）を可変制御することか可能である。この補間時間制ｒ
ｉｆ４＋　（各補間区間ｔ１〜ｔ４の時間の制御）は、
第１１図における変化ジ−１−データＤＴを可変制御す
る、若しくは前述のように所定周期数毎にセグメント波
形の切換えを行う場合はその周期数設定値を可変制御す
る、ことによ２て実現される。As is clear from the above, the amount of anharmonicity obtained by the present invention is determined not only by the phase difference for each component between two segment waveforms to be interpolated, but also by the time required for interpolation. Therefore, each segment waveform can be adjusted to the desired %
Waveform memory 14 with 1 raw (phase characteristics of each desired component 4U)
Once stored, it is possible to variably control the amount of anharmonicity (the amount of frequency deviation with respect to an integral multiple frequency) by controlling the time required for interpolation. This interpolated time system r
if4+ (time control of each interpolation interval t1 to t4) is
Changes in Fig. 11 - 1 - This can be realized by variably controlling the data DT, or, when switching the segment waveform every predetermined number of cycles as described above, by variably controlling the set value of the number of cycles. be done.

発明の効果 以上の通りこの発明によれば、基本波及び高調波成分を
含む楽音波形（セグメント波形）を波形記憶手段に複数
記憶し、これを順次切換えて読出し、切換え順位が隣合
う楽音波形間で時間的に補間を行うことにより楽音信号
を発生し、その際に、隣合う楽音波形間において少なく
とも１つの成分に位相差が設立されるように前記記憶す
べき楽音波形を決定することにより該成分が非調和成分
となるようにしたので、比較的簡単な構成によって非調
和が実現できるという優れた効果を奏する。Effects of the Invention As described above, according to the present invention, a plurality of tone waveforms (segment waveforms) including fundamental waves and harmonic components are stored in the waveform storage means, and these are sequentially switched and read out, and the tone waveforms with adjacent switching order are read out. generate a musical tone signal by temporally interpolating the musical tone signal, and at this time, determine the musical sound waveform to be stored such that a phase difference is established in at least one component between adjacent musical waveforms; Since the components are made to be anharmonic components, an excellent effect is achieved in that anharmonicity can be realized with a relatively simple configuration.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はこの発明における補間合成によって非調和成分
が発生されることを原理的に説明するために、補間され
るべき２つの楽音波形に含まれる同一次数の１つの成分
を夫々取り出してその波形（特に位相関係）を示しだ波
形図、第２図はこの発明の実施例における補間による楽
音信号発生原理を説明するための略図、第３図はこの発
明に係る楽音信号発生装置を適用した電子楽器の一実施
例を示す電気的フロック図、第４図は同実施例で使用す
るクロックパルス及びチャンネルクイミンク信号の一例
及び時分割チャンネルタイミンクの一例を示すタイミン
クチャート、第５図は同実施例における波形メモリのメ
モリマツプの一例を示す図、第６図は第３図の位相発生
器の一例を示す電気的フロック図、第７図は第６図の時
分割制御回路の一例を示す電気的ブロック図、第８図に
第７図の各部信号の一例を示すタイミンクチャーｉ・、
第９図は第６図のアクツクエンド検出回路の一例を示す
電気的フロック図、第１０図は第６図のスターｌ−アド
レス発生回路の一例を示ず電気的ブ１コック図、第１１
図は第３図のクロスフェード制御回路の一例を示す電気
的フロック図、第１２図は第９図、第１０図、第１１図
の各部信号の一例を示すタイミングチャート、第１３図
は第１１図のクロスフェードカーブメモリで予め準備し
ておく各種補間関数（クロスフェードカー））の特性を
略示する図、第１４図乃至第１８図は第３図の波形メモ
リに記憶されるセグメント波形の一例を夫々示す波形図
で、第１４図は切換え順位第１のセグメント波形５ＥＧ
１、第１５図は切換え順位第２のセグメント波形５ＥＧ
２、第１６図は切換え順位第３のセグメント波形５ＥＧ
３、第１７図は切換え順位第４のセグメント波形５ＥＧ
４、第１８図は切換え順位第５のセグメント波形５ＥＧ
５、を夫々示ずもの、第１９図及び第２０図は第１４図
乃至第１８図のセグメント波形を用いて第；３図の実施
例て合成される楽音信号の一例を示す波形図、第２１図
は第１９図及び第２０図に示された楽音信号の周波数ス
ペクトルを示すスペクトルエンベロープ図、第２２図は
第２１図の３倍音と４倍音付近を横軸方向に拡大して示
すスペクトルエンベロープ図、第２３図は第１１図にお
ける第１のカウンタ及び変化レートメモリの部分すなわ
ち計数レート制御手段の変更例を示す電気的ブロック図
、第２４図は第１１図における第２のカウンタの部分の
変更例を示す電気的フロック図、第２５図は第１０図に
示したスタートアドレス発生回路の変更例を示す電気的
フロック図、第２６図は第２図（ｂ）とは別の補間方法
を示す図、である。 １０　鍵盤、１１　キーアサイナ、１６　位相発生器、
１４　波形メモリ、１６　クロスフェート制御回路、１
８，１９．２０　補間手段の一部である重みつけ用の演
算回路、２８　読み出し手段、４０　波形指定手段に相
当するスターｌ−アドレス発生回路、４６　アクツクエ
ン１ル検出回路、７３　計数手段、７３Ａ　切換え回数
カラン）−用の第１のノｙウンク、７３Ｂ　時間関数発
生用の第２のノＪウンク、７７　変化レートメモリ、８
１切換制呻回路、７８・関数変換回路、７９・逆特性の
補間関数を作るための反転回路、８４　クロスフェート
カーフメモリ、５ＥＧ１〜５ＥＧ５セクメント波形、Ｓ
ＥＧ　ｉ２．５ＥＧ２２　セグメント波形５ＥＧｊ　、
５ＥＧ２の２倍音成分。 第２３図 第２５図 ｐ、　ｌ″２ 手続補正書 昭和５９年５月７日 特許庁長官　若杉和夫　殿 ｌ　事件の表示 昭和５９年　特許　願第７１６５８号 事件との関係　捌弓〜　ｑ午約ゝ山牙ρ人住　所 氏　名（名称）　（４０７）日本楽器製造株式会社４、
代理人 氏　名７７５６弁理士飯　塚　義　仁 ８　補正の内容 別紙の通り（内容に変更なし） 手続補正書 昭和５９年コ月、ρθ日 特許庁長官　若杉和夫　殿 １　事件の表示 昭和５９年　特許　願第７１６５８号 事件との関係　−５−ｈ　時＃ｒｆ−あ肴ｐ友Ｗ″′山 Ｍ”’Ｈ（名称）（４０７）日本楽器製造株式会社４、
代理人In order to explain in principle that anharmonic components are generated by interpolation synthesis in this invention, FIG. FIG. 2 is a schematic diagram for explaining the principle of musical tone signal generation by interpolation in an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is an electronic waveform diagram showing the musical tone signal generation device according to the present invention. 4 is a timing chart showing an example of clock pulses and channel timing signals used in the embodiment, and an example of time-division channel timing; FIG. 5 is an electrical block diagram showing an example of the embodiment of the musical instrument; FIG. 6 is an electrical block diagram showing an example of the phase generator of FIG. 3, and FIG. 7 is an electrical block diagram showing an example of the time division control circuit of FIG. 6. 8 shows an example of the signals of each part in FIG. 7.
9 is an electrical block diagram showing an example of the actuend detection circuit of FIG. 6, FIG. 10 is an electrical block diagram showing an example of the star l-address generation circuit of FIG. 6, and FIG.
The figure is an electrical block diagram showing an example of the cross-fade control circuit of Fig. 3, Fig. 12 is a timing chart showing an example of each part signal of Figs. Figures 14 to 18 are diagrams schematically showing the characteristics of various interpolation functions (crossfade cars) prepared in advance in the crossfade curve memory shown in Figure 3. In the waveform diagrams showing an example, FIG. 14 shows the segment waveform 5EG of the first switching order.
1. Figure 15 shows the segment waveform 5EG in the second switching order.
2. Figure 16 shows the segment waveform 5EG in the third switching order.
3. Figure 17 shows the segment waveform 5EG in the fourth switching order.
4. Figure 18 shows the segment waveform 5EG in the fifth switching order.
19 and 20 are waveform diagrams showing examples of musical tone signals synthesized using the segment waveforms shown in FIGS. 14 to 18; and FIG. Figure 21 is a spectrum envelope diagram showing the frequency spectrum of the musical tone signals shown in Figures 19 and 20, and Figure 22 is a spectrum envelope showing the vicinity of the third and fourth harmonics in Figure 21 expanded in the horizontal axis direction. 23 is an electrical block diagram showing a modification of the first counter and change rate memory portion in FIG. 11, that is, the counting rate control means, and FIG. 24 is an electrical block diagram of the second counter portion in FIG. 11. FIG. 25 is an electrical block diagram showing a modification example of the start address generation circuit shown in FIG. 10, and FIG. 26 is an electrical block diagram showing a modification example of the start address generation circuit shown in FIG. FIG. 10 keyboard, 11 key assigner, 16 phase generator,
14 Waveform memory, 16 Crossfate control circuit, 1
8, 19.20 Weighting arithmetic circuit which is a part of interpolation means, 28 Readout means, 40 Star L-address generation circuit corresponding to waveform designation means, 46 Actual Queue 1 detection circuit, 73 Counting means, 73A Switching (number of runs) -, 73B, 2nd number for time function generation, 77. Rate of change memory, 8.
1 switching suppression circuit, 78・Function conversion circuit, 79・Inversion circuit for creating an interpolation function with inverse characteristics, 84 Crossfate calf memory, 5EG1 to 5EG5 segment waveform, S
EG i2.5EG22 segment waveform 5EGj,
2nd overtone component of 5EG2. Figure 23 Figure 25 p, l″2 Procedural amendment May 7, 1980 Director of the Patent Office Kazuo Wakasugi Indication of the case Relationship with the 1980 Patent Application No. 71658 case Yamagaki Address Name (407) Nippon Gakki Manufacturing Co., Ltd. 4,
Agent Name: 7756 Patent Attorney Yoshihito Iizuka 8 Contents of the amendment As shown in the attached sheet (no change in content) Procedural amendments 1980, 1980, 1980, 1980, 1980, 1980, July 1980, ρθ Commissioner of the Patent Office Kazuo Wakasugi 1 Indication of the case 1988 Patent application Relationship to incident No. 71658 -5-h Time #rf-Aship Friend W'''Yama M'''H (Name) (407) Nippon Gakki Manufacturing Co., Ltd. 4,
agent

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、複数の楽音波形を夫々複数の→ノーンプル点に分割
して各ザンブル点に対応する波形データを記憶した波形
記憶手段と、 発生すべき楽音周波数に応して前記波形記憶手段から所
定の楽音波形の波形データを繰返し読み出す読出し手段
と、 前記波形記憶手段から読み出すべき楽音波形を時間的に
切換えて指定する波形指定手段と、読み出すべき楽音波
形を切換えるとき、先行する楽音波形からその次の楽音
波形に滑らかに移行させるよう両楽音波形を重みづけす
る補間手段と、を具える楽音信号発生装置において、 前記波形記憶手段に記憶する各楽音波形は夫々基本波及
び高調波成分を含んでいるものであり、該各楽音波形の
全て又ｄ所定の複数に関して、前記切換えの順位が隣合
う楽音波形間において前記成分のうち少なくとも１つの
成分に所定の位相差をもたせたこさを特徴とする楽音信
号発生装置。 ２、同一次数の成分に関する前記位相差の量が、どの隣
合う楽音波形間でも同しである特許請求の範囲第１項記
載の楽音信号発生装置。 ６、同一次数の成分に関する前記位相差の搦゛か、各隣
合う楽音波形の少なくとも１組において他とは異なって
いる特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置。 ４、次数が異なる成分間てｄ前記位相差の量が異なって
いる特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置。 ５、高次数になるはと前記位相差の量か増す特許請求の
範囲第４項記載の楽音信号発生装置。 ６、前記波形記憶手段は、アクツク部の複数周期波形を
更に記憶しており、前記波形指定手段は、初め前記アク
ツク部の複数周期波形を指定し、その後前記各楽音波形
を順次切換えて指定するものである特許請求の範囲第１
項記載の楽音信号発生装置。 ７、前記補間手段で得られた前記重みつけ済みの両系音
波形の合成楽音信号は前記位相差に応じた非調和成分を
含んでおり、この非調和の量は該位相差と前記補間手段
における波形移行に要する時間に従って決定されるもの
であり、前記補間手段における波形移行に要する時間す
なわち補間時間を可変制御するこ吉により前記非調和の
量を制御し得るようにした特許請求の範囲第１項記載の
楽音信号発生装置。[Scope of Claims] 1. Waveform storage means that divides a plurality of musical sound waveforms into a plurality of → no-pull points and stores waveform data corresponding to each no-pull point; reading means for repeatedly reading waveform data of a predetermined musical sound waveform from the storage means; waveform specifying means for temporally switching and specifying the musical sound waveform to be read from the waveform storage means; In a musical tone signal generation device comprising interpolation means for weighting both musical sound waveforms so as to smoothly transition from one waveform to the next musical sound waveform, each musical sound waveform stored in the waveform storage means has a fundamental wave and a harmonic wave, respectively. For all or a predetermined plurality of tone waveforms, the order of switching is such that at least one of the components has a predetermined phase difference between adjacent tone waveforms. A musical tone signal generator characterized by: 2. The musical tone signal generating device according to claim 1, wherein the amount of phase difference regarding components of the same order is the same between any adjacent musical waveforms. 6. The musical tone signal generating device according to claim 1, wherein the amplitude of the phase difference regarding components of the same order is different in at least one set of adjacent musical waveforms. 4. The musical tone signal generating device according to claim 1, wherein the amount of the phase difference d is different between components of different orders. 5. The musical tone signal generating device according to claim 4, wherein the amount of the phase difference increases as the order becomes higher. 6. The waveform storage means further stores a multi-period waveform of the actuating section, and the waveform specifying means first specifies the multi-periodic waveform of the actuating section, and then sequentially switches and specifies each of the tone waveforms. Claim 1 which is
The musical tone signal generating device described in . 7. The synthesized musical tone signal of the weighted dual-system sound wave obtained by the interpolation means includes an anharmonic component corresponding to the phase difference, and the amount of this anharmonic is determined by the difference between the phase difference and the interpolation means. The amount of anharmonicity is determined according to the time required for waveform transition in the interpolation means, and the amount of anharmonicity can be controlled by variable control of the time required for waveform transition in the interpolation means, that is, the interpolation time. The musical tone signal generating device according to item 1.