JPS601941A - Signal converting device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To offer a signal converter not requiring the changeover of a characteristic of an analog filter at all in switching a sampling rate by utilizing that a cut-off frequency of a digital filter is shifted automatically in response to the changeover of the sampling rate. CONSTITUTION:Analog filters 23, 26 coupled to an analog signal side of an A/D or D/A converter, digital filters 24, 25 coupled to a digital signal side, an oscillator 27 applying the operating clock being (y)-times (y>1) of the sampling rate fs to the filters and a means switching said fs from fa to xfa (x>1) are provided. The digital filters are constituted that the band from fs/2 to (y-1/2)fs is suppressed and also the interleaving processing of data or the interpolation processing of 0 data is conducted in order to eliminate a difference between a processing rate yfs and a transmission rate fs of a digital data, further said analog filters consist of a low-pass filter having a roll-off frequency being xfa/2 or above and also having a sufficient attenuation at (y-1/2)fa.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、アナログ信号とディジタル信号との間の信号
変換を行う変換装置に関し、特に音声信号をＰＣＭ化し
て伝送（記録／再生も含む）する音声ＰＣＭ装置に用い
て最速なものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to a conversion device that performs signal conversion between an analog signal and a digital signal, and in particular to an audio conversion device that converts an audio signal into PCM and transmits (including recording/playback). This is the fastest method used in PCM equipment.

背景技術とその問題点 音声信号をＰ　ＣＭ化して伝送（記録／゛再生する装置
の分野では、既存の通信システム（電話回線やテレビジ
ョンシステム等）との整合性、走査方式の異なるシステ
ム同士（回転ヘッド方式、固定ヘッド方式や回転ディス
ク方式〕での整合性等を考慮して複数のサンプリング周
波数が採用されている。例えば電話回線を用いた伝送と
整合するシステムでは３２ＫＨｚ又は４８ＫＨ２が用い
られ、回転ヘッド形ＶＴＲを利用したＰＣＭ録音機には
４４．１ＫＩ−１ｚ　（又は４４．０５６Ｋ）１ｇ）が
多く用いられている。またコンパクトディスクき称され
ている光学式ＰＣＭディスクではＶ　’］’　Ｒ・形Ｐ
ＣＭｆｉ音機と同じ４４．　ｌ　ＫＨｚのサンプリング
レートが用いられている。BACKGROUND TECHNOLOGY AND PROBLEMS In the field of equipment that converts audio signals into PCM and transmits (records/plays them), it is difficult to ensure compatibility with existing communication systems (telephone lines, television systems, etc.) and between systems with different scanning methods ( A plurality of sampling frequencies are adopted in consideration of consistency among the rotating head method, fixed head method, and rotating disk method.For example, in a system compatible with transmission using a telephone line, 32 KHz or 48 KH2 is used. 44.1KI-1z (or 44.056K) 1g) is often used in PCM recorders that use rotating head type VTRs.Furthermore, in optical PCM discs called compact discs, V']'R・Shape P
Same as CMfi sound machine 44. A sampling rate of 1 KHz is used.

第１図は固定ヘッド形ＰＣＭ録音再生機の従来技術を示
す要部ブロック図であって、胛知のように音声入力信号
はアンチェリアシングのためのローパスフィルタ（１）
で帯域制限されてから、例えば４４．１ＫＨｚのサンプ
リング周波数でＡ　／　Ｉ’）変換器（２）においてデ
ィジタル化される。ディジタル出力は、符号化部（３）
において同期信号、誤り検出・訂正符号の付加、データ
インクリーブなどの処理を受けでからＰＣλ１データと
して変調部（４）でＮＩＬＺＩなどの記録信号に変調さ
れ、更に記録アンプ嗜イコライザ（５）で波形ｆ［され
でから記ｒ、ヘッド（６）によって磁気テープ（７）に
記録される。再生時には、再生ヘッド（８）の出力は再
生アンプ・イコライザ（９）によって符号量干渉を減じ
るように波形補正されてからディジタル信号にＪ３　衆
され、更に復調部（ＩＱで、Ｐ　ＣＭデータに戻される
と共に時間軸補正が行われる。Ｐ　ＣＭデータは復号化
部（１１）においてディンターリブ、誤り訂正などの処
理を受け、Ｄ／Ａ変換器Ｑ２１によってアナログ信号を
こ変換され、更に復調用ローパスフィルタ０３）で高調
波成分が取除かれてから音声出力−とじて導出される。FIG. 1 is a block diagram of the main parts showing the conventional technology of a fixed head type PCM recorder/player. As shown in FIG.
and then digitized in an A/I' converter (2) with a sampling frequency of, for example, 44.1 KHz. The digital output is from the encoder (3)
After receiving processing such as addition of a synchronization signal, error detection/correction code, and data increment, it is modulated into a recording signal such as NILZI in a modulation section (4) as PCλ1 data, and then the waveform is converted into a recording signal such as NILZI in a recording amplifier and an equalizer (5). f [The data is recorded on the magnetic tape (7) by the head (6). During playback, the output of the playback head (8) is waveform-corrected by a playback amplifier/equalizer (9) to reduce code amount interference, and then converted into a digital signal, which is then returned to PCM data by a demodulator (IQ). The PCM data is subjected to processing such as dinterib and error correction in the decoding section (11), converted into an analog signal by the D/A converter Q21, and further processed through a low-pass filter for demodulation. 03), the harmonic components are removed and the audio output is then derived.

第１図のＰＣＭ録音再生機において、他の方式との整合
を・考慮してサンプリンクレートを例えば３２ＫＨｚ／
４４．ＩＫＨｚ／４８ＫＨｚのように切換可能にする場
合には、これらの周波数に対応させて、入力側（Ａ／Ｄ
変換前）の帯域制限用ローパスフィルタ（１）（アンチ
ェリアシングフィルタ）や出力側（Ｄ／Ａ変換変換後高
域除去用ローパスフィルタ側の特性苓夫々切換えなけれ
ばならない。これらのアンチェリアシングフィル゛りや
復調用フィルタはサンプリング周波数の１／２以上の周
波数成分を遮断する非常に急岐な特性を備える必要があ
り、従ってサンプリンクレートの変更に伴って遮断周波
数を切換えるようにすると、回路槽底が非常に複維で大
規模なものとなってしまう。更に、記録／再生部匿おい
てイコライザ（５）　（９１を使用している場合には、
これらの周波数特性も切換えなければならない。In the PCM recording/playback device shown in Figure 1, the sampling rate is set to, for example, 32KHz/32KHz in consideration of compatibility with other systems.
44. When making it switchable like IKHz/48KHz, the input side (A/D
The characteristics of the low-pass filter (1) for band limiting (before conversion) (anchoring filter) and the low-pass filter for high frequency removal after D/A conversion (D/A conversion) must be changed. The demodulation filter needs to have very sharp characteristics that cut off frequency components of 1/2 or more of the sampling frequency. Therefore, if the cutoff frequency is changed as the sampling rate changes, the circuit The bottom becomes extremely complex and large.Furthermore, if you are using an equalizer (5) (91) in the recording/playback section,
These frequency characteristics must also be switched.

これらのアナログフィルタの特性をか小のサンプリング
周波数（例えば３２にムｉｚ）に合わせて固定すること
も考えられるが、この場合１、高いサンプリング周波数
（例えば４８Ｋ１１ｚ）にしたとき！へ伝送帯域が入力
または出力側のフィルタによって制限されてしまうよう
電工都合がある。It may be possible to fix the characteristics of these analog filters to a small sampling frequency (for example, 32 Hz), but in this case, 1, when the sampling frequency is set to a high sampling frequency (for example, 48K11z)! However, it is convenient for electricians to limit the transmission band by the filter on the input or output side.

発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、サンプリングレートを
切換えるに際してのアナログフィルタの特性の切換えが
全く不要な信号変換装置を提供することを目白すとする
。OBJECTS OF THE INVENTION In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a signal conversion device that does not require any switching of analog filter characteristics when switching the sampling rate.

発明の概要 本発明では、オーバーサンプリングの手法を用いて高Ｎ
波抑圧の主たる作用をテイジタルフイルりに担イつせ、
ディジタルフィルタで発生する高域の折返し成分をアナ
ログフィルタで抑圧するようにし、これらのディジタル
フィルタ及びアナログ調時の高域抑圧）が行われるよう
にしている。またサンプリングレートを切換えたときに
、それに応じてディジタルフィルタの遮断周波数が自動
シフトすることを利用しで、アナログフィルタの特性切
換えを不要にしている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention uses oversampling techniques to
The main effect of wave suppression is carried out by digital filters,
The high-frequency aliasing components generated by the digital filter are suppressed by the analog filter, and high-frequency suppression (high-frequency suppression) is performed during these digital filters and analog synchronization. Furthermore, by utilizing the fact that when the sampling rate is switched, the cutoff frequency of the digital filter is automatically shifted in accordance with the switching, it is no longer necessary to switch the characteristics of the analog filter.

実施例 第２図は本発明を適用した固定ヘッド形Ｐ　ＣＭ録音再
生様のブロック図であって、第１図き対応する部分には
同一の符号が付されている。第２図において、音声入力
信号は後述の入力変換部（２１）においてディジタル信
号に変換されてから、第１図と同様に符号化部（３ｊ１
変調部（４）、記録アンプ・イコライザ（５）及び記録
ヘッド（６）を介して磁気テープ（７）に記録される。Embodiment FIG. 2 is a block diagram of a fixed head type PCM recording/playback system to which the present invention is applied, and corresponding parts in FIG. 1 are given the same reference numerals. In FIG. 2, an audio input signal is converted into a digital signal by an input converter (21), which will be described later, and then converted into a digital signal by an encoder (3j1) as in FIG.
The signal is recorded on a magnetic tape (7) via a modulator (4), a recording amplifier/equalizer (5), and a recording head (6).

再生信号は再生ヘッド（８）から再生アンプ・イコライ
ザ（９１、復調部００）、復号化部（１１）を通で・て
後述の出力変換部（２２）においてアナログ音声何月に
変換され、外部に導出される。The playback signal passes from the playback head (8), through the playback amplifier/equalizer (91, demodulation section 00), and the decoding section (11), and is converted into an analog audio signal by the output conversion section (22), which will be described later. is derived.

入力変換部（２１１は、比較重縁やかな高域減衰特性を
：ｄするローパスフィルタ（２３）、Ａ／Ｄ変換器（２
）及び帯域除去用ディジタルフィルタ（２イ）から成り
、ローパスフィルタ（２３）とディジタルフィルタｅ４
１とが、サンプリング周波数の１／２以上の（Ｗ　％４
を抑圧する第１図のアンチェリアシング・ローパスフィ
ルタ（１）の機能を担っている。また出力変換部（２２
１は、帯域除去用ディジタルフィルタ１７５１．Ｉ）／
Ａ変換器θ２及び比較的緩やかな高域減衰特性を有する
ローパスフィルタＣ２６）から成り、ディジタルフィル
タ（２５１とローパスフィルタ（２６）とが、高調波成
分を除去する第１図の復調用ローパスフィルタ（１（資
）の機能を担っている。The input conversion unit (211) includes a low-pass filter (23) that has a comparatively sharp high-frequency attenuation characteristic, and an A/D converter (211).
) and a band-removal digital filter (2a), a low-pass filter (23) and a digital filter e4.
1 is 1/2 or more of the sampling frequency (W %4
It has the function of the antialiasing low-pass filter (1) in FIG. 1, which suppresses the In addition, the output converter (22
1 is a band elimination digital filter 1751. I)/
It consists of an A converter θ2 and a low-pass filter C26 having a relatively gentle high-frequency attenuation characteristic. 1 (capital) function.

第２図のＰ　Ｃｆｖｊ　Ｑ音百生様は、サンプリング周
波数ｆｓ（標本化レート）を例えば５２ＫＨ２／４４．
１ＫＨｚ　／　４８　ＫＩ−１ｚに切換えることが可能
になっている。切換指令はシステムコントローラ（図示
せず）からマスタークロツタ発振器（２゛θに与えられ
、この発振器（２７）から指定されたサンプリング周波
数ｆＳに対応した各種のタイミンククロックが、入力変
換部（２＋１、符号化部（３１、変ｔｉ■部（４）、街
調部（１す、後号化部（ｌυ及び出力変換部（２２など
に供給される。またサンプリング周波数を切換えでも磁
気テープ（７）の記録密度が一定となるように、即ち、
記録波長の限界を越えることが無いように、・リンブリ
ング周波数ｆｓ　に対応してテープ速度が切換えられる
ようになっている。このためにマスタークロツタ発振器
（２ｎからｆｓに応じて変化するクロックがキャプスタ
ンサーボ回路（２８）に与えられ、その出力でもってキ
ャプスタンモータ（２！′Ｉｌが制御されて、サンプリ
ング周波数が高くなったときにテープ速度が増加するよ
うになされている。Mr. P Cfvj Qon Hyakusei in Fig. 2 sets the sampling frequency fs (sampling rate) to, for example, 52KH2/44.
It is possible to switch to 1KHz/48 KI-1z. The switching command is given to the master clock oscillator (2゛θ) from the system controller (not shown), and various timing clocks corresponding to the specified sampling frequency fS are sent from this oscillator (27) to the input converter (2+1, It is supplied to the encoding section (31), the conversion section (4), the street sampling section (1), the post-coding section (lυ) and the output conversion section (22).Also, even if the sampling frequency is changed, the magnetic tape (7) so that the recording density of is constant, that is,
In order to avoid exceeding the recording wavelength limit, the tape speed is switched in accordance with the rimbling frequency fs. For this purpose, a clock that changes according to the master clock oscillator (2n to fs) is given to the capstan servo circuit (28), and its output controls the capstan motor (2!'Il), increasing the sampling frequency. The tape speed is increased when the

更に、マスタークロック発振器（２７１から入力変換部
（２＋１及び出力変換部（２７１のディジタルフィルタ
Ｃ！４１　（２５１゜Ａ／Ｄ％Ｄ／Ａ変換器（２＋（１
２１の夫々には、後述のオーバーサンフリングのための
ｆ、のｙ倍のクロックｙｆｓが供給されている。ｙは例
えば２．４・・・・・・・・・・・・などの固定の整数
倍数である。Furthermore, from the master clock oscillator (271) to the input converter (2+1) and the output converter (271) digital filter C!
21 is supplied with a clock yfs that is y times as large as f for oversunfling, which will be described later. y is a fixed integer multiple such as 2.4, for example.

第２図のシステムにおいて、サンプリング周波数ｆｓを
切換えた場合、入力変換部（２１）及び出力変換部（２
２１のディジタルフィルター（２４１（２５１に力える
クロック’！ｆｓｆＪｓｆｓに応じて変わることにより
、フィルタ特性（遮断周波数ｆｃ）がｆ８に対応して自
動的に変化する。このため入力側及び出力側のアナログ
のローパスフィルタ（２１）（２）の特性をｆｓに応じ
で切換える必要はなく、これらは成る固定の比較的緩い
高域減衰特性を持つフィルタでよい。即ち、サンプリン
グ周波数に対応して発振器（２１の発振周波数を切換え
るだけで、システムのハードウェアを変更する（切換え
る）必要は全く無い。In the system shown in Fig. 2, when the sampling frequency fs is switched, the input conversion section (21) and the output conversion section (2
21 digital filter (241 (251 It is not necessary to switch the characteristics of the low-pass filters (21) and (2) depending on fs, and these may be fixed filters with relatively gentle high-frequency attenuation characteristics.In other words, the characteristics of the oscillator (21) and There is no need to change (switch) the system hardware by simply switching the oscillation frequency of the system.

なお本発明の好ましい実施例によれば、第２図に示すよ
うに再生アンプ・イコライザ（９）は再生アンプ側、Ａ
／Ｄ変換器０乃及びディジタルイコライザＣ（３１から
構成されている。伝送（記録再生）による歪を伴ったデ
ィジタルの再生信号は再生アンプＧυからＡ／Ｄ変換器
（３旧こ−りえられ、骨子化される。According to a preferred embodiment of the present invention, as shown in FIG.
It consists of a /D converter 0~ and a digital equalizer C (31).The digital reproduction signal with distortion due to transmission (recording and reproduction) is sent from the reproduction amplifier Gυ to the A/D converter (31). Be summarized.

記録フォーマットにもよるが、例えば２０トラツクのマ
ルチチャンネルヘッドを用いて２Ｍビット／ｓｅｃの伝
送を行っている場合、１トラック当りの伝送レートは１
００にピッ）／ｓｅｃであり、従って再生信号の帯域は
Ｄ〜約１［１［］ＫＨｚであるから、Ａ／Ｄ変換器０２
におけるサンプリング周波数は約２Ｑ　Ｑ　ＫＨｚであ
る。また量子化レベルは７〜８ビツトである。Although it depends on the recording format, for example, if a 20-track multichannel head is used to transmit 2M bits/sec, the transmission rate per track is 1
Since the frequency of the reproduced signal is D~about 1 [1 [] KHz, the A/D converter 02
The sampling frequency at is approximately 2Q Q KHz. Further, the quantization level is 7 to 8 bits.

Ａ／Ｄ変換器（３りの出力はディジタルイコライザ（３
３１によって符号量干渉を減じるように波形等化される
。このイコライザＣ３３１は例えば非巡回形ディジタル
フィルタで構成することができる。The output of the A/D converter (3) is the digital equalizer (3).
31, the waveform is equalized to reduce code amount interference. This equalizer C331 can be composed of, for example, an acyclic digital filter.

Ａ／Ｄ変換器Ｃ１２１及びディジタルイコライザ０濁に
寿えるクロ・ツクはマスタークロック発振器（、＋７１
から寿えられる。従つ−Ｃシステムのサンプリング周波
ｎ　ｆｓが切換えられたとき、Ａ／Ｄ変換器（３２１及
びディジタルイコライザ（像に与えられるクロックもｆ
Ｓ尾対応してシフトされ、サンプリング周波数及びフィ
ルタ特性が自動的に切−換えられる。このためイコライ
ザをアナログフ１イルタて構成する第１図の場合のよう
にハードウェアを切換える必要は無くなる。The A/D converter C121 and the digital equalizer are connected to the master clock oscillator (+71
You can live a long life. Therefore, when the sampling frequency nfs of the -C system is switched, the A/D converter (321) and the digital equalizer (the clock given to the image also change fs).
The S tail is shifted correspondingly, and the sampling frequency and filter characteristics are automatically switched. Therefore, there is no need to change the hardware as in the case of FIG. 1, where the equalizer is configured with an analog filter.

次に第２図の入力変換部（２１）及び出力変換部（２２
１についてより詳細に説明する。Next, the input conversion section (21) and output conversion section (22) shown in FIG.
1 will be explained in more detail.

第３図は出力変換部（２２１における名部の周波数スペ
クトラムを示すクラツであって、ディジタルフィルタ（
２旧こは第６図Ａに示すようなサンプリングレートｆｓ
のデータが与えられる。第３図ＡのａＯは伝送されたア
ナログ情報と同じ周波ｆ２帯域のスペクトラムであり％
ａｌ、ａ２・・・・・・・・・・・・は標木仕により追
加されたスペクトラム分布であって％’Ｓ％２ｆＳｓ　
３’Ｓ　・・・・・・・・・・・・　で折返したような
分布となっている。ディジタルフィルタも同様な折返し
形の特性を有し、従って、ディジタルフィルタでもって
原信号のスペクトルａＯのみを残して他のスペクトル８
１．ａ２　・・・・・・・・・・・・を抑圧することは
原理的に不可能であって、ａｏのみを抽出するには、第
１図で説明したように急峻な減衰特性のアナログのロー
パスフィルタ（１３）がＤ／Ａ変換の後に必要となる。FIG. 3 shows the frequency spectrum of the output converter (221) and the digital filter (221).
2. This is the sampling rate fs as shown in Figure 6A.
data is given. aO in Figure 3 A is the spectrum in the same frequency f2 band as the transmitted analog information, and is %
al, a2...... are the spectrum distributions added by marking wood, and are %'S%2fSs
The distribution appears to be folded back at 3'S... Digital filters also have similar folding characteristics, and therefore, digital filters leave only the spectrum aO of the original signal and filter out the other spectra 8.
1. It is impossible in principle to suppress a2 ・・・・・・・・・, and in order to extract only ao, it is necessary to use an analogue with steep attenuation characteristics as explained in Fig. 1. A low pass filter (13) is required after D/A conversion.

そこでディジタルフィルタ（２５）においては、まずデ
ータのサンプリングレートＶＶｆｓにシフトするオーバ
ーサンプリング処理が行われる。ｙを例えば２とした場
合、これは１サンプルテータおきにデータ０を間挿する
作業であって、これによりサンプリングレートは第３図
Ｂのように２ｆｓにシフトされる。なおデータＤは無効
な（定義されていない〕データであって、このオーバー
サンプリングによって伝送信号のスペクトル分布が変化
することはなく、第３図Ａと同じスペクトル分布Ｊｌ。Therefore, in the digital filter (25), oversampling processing is first performed to shift the data sampling rate to VVfs. If y is set to 2, for example, this is a task of interpolating data 0 every other sample data, and thereby the sampling rate is shifted to 2fs as shown in FIG. 3B. Note that the data D is invalid (undefined) data, and the spectral distribution of the transmission signal does not change due to this oversampling, and the spectral distribution Jl is the same as in FIG. 3A.

ａｌ、・・・・・・・・・・・・が保存されている。al,...... are saved.

次にディジタルフィルタ（２５）においては、第３図Ｂ
の斜線部分を抑圧するフィルタリング処理が行われる。Next, in the digital filter (25),
A filtering process is performed to suppress the shaded portion.

そのハードウェアは例えば第４図に示すような非巡回形
のディジタルフィルタであってよく、入力データのサン
プリング周期に等しい遅延量を有する遅延器（３４−１
）（３４−２）（３４−、り）・・・・・・・・・・・
・と、各遅延出力に係数に１、ｋ２、ｋ３・・・・・・
・・・・・・を捌ける乗算器（３５−１）（３５−２）
（３５−３）・・・・・・・・・・・・と、各乗算出力
を加算する加算器（３６１とでもって構成することがで
きる。遅延器（３４−１）（５４−２）　・・・・・・
・・・・・・　はシフトレジスタ、ＲＡＭ等で構成され
、その動作クロックはｆｓのｙ倍（この例では２ｆｓ　
）であって、既述のようにマスタークロック発振器（２
７）からｆｓ　（３２ＫＨｚ／４４、　Ｉ　ＫＨｚ／　
４８ＫＨｚ　）に対応して供給される。The hardware may be, for example, an acyclic digital filter as shown in FIG.
)(34-2)(34-,ri)・・・・・・・・・・・・
・And the coefficients for each delay output are 1, k2, k3...
Multiplier (35-1) (35-2) that handles ...
(35-3) It can be configured with an adder (361) that adds each multiplication output. Delay device (34-1) (54-2)・・・・・・
...... consists of a shift register, RAM, etc., and its operating clock is y times fs (2fs in this example).
), and as mentioned above, the master clock oscillator (2
7) to fs (32KHz/44, I KHz/
48KHz).

このディジタルフィルタ（２５１によって第３図Ｂの斜
線部の領域が抑圧され、第６図Ｃの実線で示すスペクト
ラム分布の信号が抽出される。フィルタの減衰特性はｆ
ｓに対して対称形に現われ、元信号のスペクトルａｏに
対応する折返し成分が２ｆｓの下側波帯に残ることにな
る。フィルタ出力はＤ／Ａ変換器０りに供給され、クロ
ック発振器０′７１から寿えられるクロックｙｆｓ　（
２ｆｓ　）に基いて２ｆｓのレートでＤ／Ａ変換が行わ
れる。Ｄ／Ａ変換器ｔｔｚの出力は第３図りの特性のロ
ーパスフィルタ（２６）に供給されて、第５図Ｅに示す
必要なスペクトル帯域ａＯが抽出されると共に、高調波
成分が抑圧される。This digital filter (251) suppresses the shaded area in FIG. 3B, and extracts the signal with the spectrum distribution shown by the solid line in FIG.
An aliased component that appears symmetrically with respect to s and corresponds to the spectrum ao of the original signal remains in the lower sideband of 2fs. The filter output is supplied to the D/A converter 0, and the clock yfs (
2fs), D/A conversion is performed at a rate of 2fs. The output of the D/A converter ttz is supplied to a low-pass filter (26) having the characteristics shown in FIG. 3, and the necessary spectral band aO shown in FIG. 5E is extracted, and harmonic components are suppressed.

ローパスフィルタＱに）は第３図りに示すように、元信
号の帯域の上限ｆｓ／２以上にロールオフ周波数を有し
、元信号の折返し分が残っている２ｆｓ−デ以上の帯域
で十分な減衰量二が得られるような減衰傾斜の緩いもの
でよい。従って非常に簡単な構成のアナロクフィルタで
もって必要な特性を得ることができる。As shown in the third diagram, the low-pass filter (Q) has a roll-off frequency above the upper limit fs/2 of the band of the original signal, and a band above 2fs-de, where the aliasing portion of the original signal remains, is sufficient. It may be one with a gentle attenuation slope so that the attenuation amount 2 can be obtained. Therefore, the necessary characteristics can be obtained with an analog filter having a very simple configuration.

第２図の入力変換部（２１）では、上述の出力変換部（
２２）とは全く逆の信号操作が行われる。即ち、音声入
力信号は第３図りと同様な緩やかな減衰特性のローパス
フィルタ（２３）で帯域制限された後、マスク−クロッ
ク発振器（２７）から与えられる）’ｆｓ（２ｆｓ）　
のクロックにより２ｆｓのサンプリングレートでＡ／Ｄ
変換器（２）においてディジタル信号に変換される。In the input conversion section (21) in FIG. 2, the above-mentioned output conversion section (
22), a completely opposite signal operation is performed. That is, after the audio input signal is band-limited by a low-pass filter (23) with a gentle attenuation characteristic similar to that in the third diagram, it is given from a mask-clock oscillator (27))'fs (2fs).
A/D at a sampling rate of 2fs by the clock of
It is converted into a digital signal in a converter (2).

１）　／　Ａ変換器（２）に入力されるアナログ信号の
帯域は第！、図りに示すローパスフィルタ（２３）のＩ
浮性と一致するが、サンプリンク周波数が２ｆｓである
ので、サンプリン、グによって付加される２ｆｓに関す
る下側波帯（折返し分〕は入力音声信号の帯域の上限ｆ
　ｓ　／　２以下才で延びるこさはなく、従って元音声
信号に対する折返し雑音の妨害は無い。1) / The band of the analog signal input to the A converter (2) is ! , I of the low-pass filter (23) shown in fig.
However, since the sampling link frequency is 2fs, the lower sideband (folding portion) related to 2fs added by sampling is the upper limit f of the input audio signal band.
There is no tendency to increase the speed below s/2, so there is no interference of aliasing noise to the original audio signal.

Ａ／Ｄ変換出力は第４図と同様な構成及び特性のディジ
タルフィルタ（２４１においてフィルタリング処理され
、第６図Ｃに示すようなスペクトラム分の帯域が抑圧さ
れる。フィルタリング処理された信号は、−二ｆ、のレ
ートで後段の回路に導出される。即ち、ディジタルフィ
ルタ（２４）の出力段において１つおきのデ゛−夕が間
引かれで出力される。The A/D conversion output is filtered by a digital filter (241) having the same configuration and characteristics as shown in FIG. 4, and the spectrum band shown in FIG. 6C is suppressed.The filtered signal is - In other words, every other data is thinned out and output at the output stage of the digital filter (24).

この間引き処３ｍ、　（タウンサンブリンク）によって
サンプリング周波数は２ｆｓからｆｓにシ：７トダウン
され、また２ｆｓに付随したスペクトル成分も第６図Ａ
のようにｆｓの回りに移行される。The sampling frequency is downgraded from 2fs to fs by this thinning process 3m (Town Sun Blink), and the spectral components associated with 2fs are also
It is migrated around fs like this.

この結果、第６図Ａに示すようなスペクトル分布のディ
ジタル信号が得られる。この信号スペクトルは、第１図
においてアンチェリアシングのローパスフィルタ（１）
でｆ　ｓ　／　２以上を十分ｌこ抑圧してからＡ／Ｄ変
換器（２）でｆｓのレートでＡ／Ｄ変押した場合のスペ
クトルと全く同一である。As a result, a digital signal with a spectral distribution as shown in FIG. 6A is obtained. This signal spectrum is filtered by an antialiasing low-pass filter (1) in Figure 1.
The spectrum is exactly the same as the spectrum obtained when fs/2 or higher is sufficiently suppressed and then the A/D converter (2) converts the A/D at a rate of fs.

従って出力変換部（２２１と同様に入力変換部（２１）
のローパスフィルタＣ９３）も減衰傾斜の緩い簡単なア
ナログフィルタで構成でき、また急峻な特性のフィルタ
を用いなくてよいから、高域信号についての位相回転が
少なく、高品質の信号伝送を行うこ七ができる。Therefore, similar to the output conversion section (221), the input conversion section (21)
The low-pass filter C93) can also be constructed with a simple analog filter with a gentle attenuation slope, and there is no need to use a filter with steep characteristics, so there is little phase rotation for high-frequency signals and high-quality signal transmission is possible. I can do it.

（以下余白、次頁に続く） 及び出力変換部（ＪＡ　’ｃ　１＋ｉえる第２図のシス
テムにおいて、サンプリング周波数ｆｓを切換えた場合
、ディジクルフィルタＣ７４）　（２５＋に与えられる
クロックｙｆｓが変化して′その遮断周波数が変化し、
システムの周波数特性は切換えられた新らしいサンプリ
ング周波数に自動的に適応するようになる。(Margins below, continued on next page) and output converter (JA 'c 1+i) In the system shown in Figure 2, when the sampling frequency fs is switched, the clock yfs given to the digital filter C74) (25+ changes). 'The cutoff frequency changes,
The frequency response of the system will automatically adapt to the new switched sampling frequency.

このことを第４図のようなＮ個の乗算係数を持つＮ−１
段の非巡回形（Ｆ　Ｉ　Ｉｔ、　）フィルタを用いた場
合について考察すると、ますディジクルフィルタ（２（
１（２５）に必要な周波数特性をＦ（ｏ））と１−たと
き。This can be expressed as N-1 with N multiplication coefficients as shown in Figure 4.
Considering the case of using a stage acyclic filter (F I It,
When the frequency characteristics required for 1(25) are F(o)) and 1-.

そのインパルス応答は。What is its impulse response?

となる。周波数特性Ｆ（ωンとして第５１２ＩＫ示す理
想ローハスフィルタラ考えると、そのインパルス応答は
、 となる。第２式を離散時間の関数として宵直ずと、とな
る。但し、ｔ＝ｋＴ　（Ｔ＝１７ｆｓ、１（は１数）、
ω０＝２πｆｃ（ｆｃは遮断周波数）とする。なおｆｓ
はオーバーサンブリンクの場合ｙｆｓである。becomes. Considering the ideal locus filter represented by the 512th IK as the frequency characteristic F(ω), its impulse response is as follows.The second equation is expressed as a function of discrete time, and it becomes as follows.However, t=kT (T= 17fs, 1 (is the number 1),
Let ω0=2πfc (fc is the cutoff frequency). Furthermore, fs
is yfs for oversun linking.

ディジタルフィルタの単位サンプル応Ｓ　’ｃ　）１（
Ｆつ（ｎ＝１〜Ｎ）とし、これに対応するアナログフィ
ルタのインパルス応答を）ｌａ（りとする。この両者の
応＠特性をゲインも含めて等しくするにｔｊｌ、ｈ（ｎ
）＝Ｔｂａ（ｎＴ）　−・”・・ｔ４１にすればよい。Digital filter unit sample response S'c)1(
Let there be F (n=1 to N), and the impulse response of the corresponding analog filter is )la(ri).To make the response characteristics of both of them equal including the gain, tjl, h(n
)=Tba(nT) −・”...t41.

なおり　ｈａを１倍するのは相方の関数の単位面積で比
較するためのノーマライズのためである。第６式と第４
式とを対応名ゼることによ！Ｊ　、　８（４４図の）−
イジタルフィルタの各’５＋’、　３１係斂ｋｎ（ｎ＝
ｉ〜Ｎ％Ｎは奇数）は、次のように定まる。Note: The purpose of multiplying ha by 1 is to normalize the comparison using the unit area of the other function. 6th formula and 4th formula
By making the expression correspond to the name! J, 8 (of Figure 44)-
Each '5+' of the digital filter, 31 coefficients kn (n=
i~N%N is an odd number) is determined as follows.

なお纂５式においては、’Ｌ’　＝１／ｆＳとし、また
ディジタルフィルタのインノ（ルス応答１り］数か１〜
Ｎの第５式のｓｉｎ　ｘ　の項は１となるＯｍ　５式に
示すように、ディジタフレフィルタの乗多′と係数に１
．を固定すれは、ｆＣ／ｆＳは一定となり、従って、サ
ンブリンク周波数ｆｓを変更したとき、これに追従（比
Ｉ’ｌｌ　）　して遮断周波数ｆＣか変化するこトニナ
ル。ｉ／１１え＆ｉｆ３　ｉｓ　３２　］（Ｈｚから、
ＮＪｉぐＨ２（１，５イ音）に切換えられたとき、ｆＣ
も１．５倍シフトアップすることになる。なお第５式に
お＆Ｊるｆ５　ＩＳ’、　、第２図１のシステムへの応
用においてｔまオーツ（−−リーンブリングの族１皮数
ｙｆ５に相当する。In Equation 5, 'L' = 1/fS, and the inno(lus response 1) of the digital filter is 1~
The term sin x in the fifth equation of N is 1.
．． If fC/fS is fixed, therefore, when the sunblink frequency fs is changed, the cutoff frequency fC follows this (ratio I'll) and changes. i/11e & if3 is 32] (from Hz,
When switched to NJiguH2 (1,5 A sound), fC
will also be shifted up by 1.5 times. In addition, in the fifth equation, f5 IS', , corresponds to Leanbling's group 1 number yf5 when applied to the system shown in FIG.

第６図ケｊ、サンブリンク周波数を切換えたときのｉ　
２１ＵＩのディジタルフィルタＣ４）″または（利のフ
ィルタ特則の駕化を示すスペクトラム図である。シスフ
ィルタｔ２，１＋　（２特においてはｙ倍の周波後Ｋ）
’ｆＳ−でメ゛−バーサンブリンクを行うとすると％　
”５＝Ｉａのときには、ディジタルフィルタの抑圧帯域
椋第６図Ａに示すように（ａ／２から０’　２　）ｆａ
　？＃での範囲である。次にｆｓ：＝　Ｚ　ｆａにシフ
トアップすると、ディジタルフィルタの抑圧帯域は第６
〔ンＩＢに示すように３：ｆａ／２から０’　２）”ａ
　’１’での範囲となる。つまフ抑圧帯域の低域１１す
の辿断周波数ｆｃはｆｓの変化に応じてｆａ／　２から
”ｆａ／２　ｖｃ、移動する。Figure 6 kej, i when switching the sunblink frequency
21 UI digital filter C4)" or (This is a spectrum diagram showing the reduction of the filter special law of interest. Cis filter t2,1+ (K after y times the frequency in 2 special)
If you perform a main link with 'fS-,%
``When 5=Ia, the suppression band of the digital filter is (a/2 to 0' 2 ) fa as shown in Figure 6A.
? The range is #. Next, when shifting up to fs:=Z fa, the suppression band of the digital filter becomes the 6th
[3:fa/2 to 0'2)"a as shown in IB
The range is '1'. The cut-off frequency fc of the low frequency band 11 of the stumble suppression band moves from fa/2 to "fa/2 vc" in response to a change in fs.

このこと７Ｊ）らアナログのローパスフィルタ０３１又
は（２６）に要求される特性を決定することができる。From this fact (7J), the characteristics required for the analog low-pass filter 031 or (26) can be determined.

即ち、ディジタルフィルタの通過’ｉＤ域か革も広くな
っている年６図Ｂ　（７Ｊ　ｔＪ　−ｔｒ　ｆＨ／　２
の帯域において、アナログフィルタは第６図Ｃのように
Ｕｄ１３（誠おＥなし）でフラットな！ｒ♀注を持たな
りれはならない。In other words, the digital filter's passage 'iD range is also wider (7J tJ -tr fH/2
In the band of , the analog filter is flat at Ud13 (without E) as shown in Figure 6C! Must not have r♀note.

またリンブリンク周波敬ｆｓが最も１氏くて（＝ｆａ）
、ディジタルフィルタで抑圧て＠ない＋ｒ；Ｉ＋波缶盾
分が第６略ＩＡのえりに最も低域側に近りく状紗１にお
いて、アナログフィルタは錫６図０のように周ｅ数（ｙ
−’）ら（ＩｌｌｌＩ波帝の下限少においで１−分な減
渡Ｌ１ニー八ｄ１３を持′ｆｃなけれはならない。ただ
しＡは必要な減衰舅で通常は７０〜？　（Ｊ　ｄＢ″′
Ｃある。Also, the ring link frequency value fs is the highest (=fa)
, the digital filter does not suppress +r; the I+ wave shield is closest to the low frequency side at the collar of the 6th IA, and the analog filter has a frequency e (y
-') et al. (IllllI Wave Emperor must have a 1-minute reduction L1 knee 8 d13 at the lower limit of the wave. However, A is the necessary attenuation, which is usually 70~? (J dB'')
There is C.

従ってアナログフィルタの転移帽体、 （ｙ　）ｆａ／ニ＝互辻　・・・・・・・−・（６）２
　２ｒ とな夛、この転移領域での減屓傾斜は、ｙ−１ −Ａ／　ｌｏｇ２　（−−−）　（ｄＢｌｏ（ｊＴ）　
・・・・・・・・・　（力χ となる。例えは、ｆｓが３２　ＫＨｙ、／　４４．　’
Ｉ　ＩぐＬＩｚ　／　４８　Ｋ　）ｌｚのように切換え
られる場合、ｒ、＝１．５であル、ゼＥつで２倍のオー
バーサンプリンクを行えは（ｙ＝２）、−Ａ　（ｄＢｌ
ｏ（Ｊ’ｌ’　）　（７Ｊ減衰行性０）　フィルタテよ
い０またｙ＝４であれは減躾特性妹−Ａ、／２．２　（
ｄＦ３１０ＵＴ）となる。つまりディジタルフィルタに
おける米箕、加算の演算速度に制限がなけれは、ｙが大
になるほどローパスフィルタｔ２３１　（２Ｇｌの減壮
頃斜昧より緩やかになる。Therefore, the transition cap body of the analog filter, (y) fa/d = reciprocal... (6) 2
2r, the attenuation slope in this transition region is y−1 −A/log2 (−−−) (dBlo(jT)
・・・・・・・・・(The force is χ. For example, fs is 32 KHy, / 44.'
If the link is switched as follows: (y=2), -A (dBl
o(J'l') (7J damping behavior 0) Filterte is good 0 and y=4, that is the reduced discipline sister -A, /2.2 (
dF310UT). In other words, unless there is a limit to the computation speed of the digital filter and the addition, the larger y becomes, the slower the low-pass filter t231 (2Gl's waning slope becomes).

なお上述の簡明で杖、第２図の出力処゛換部Ｇ！ΔのＤ
／Ａ変換器（１２１の出力にテグリツチャー・か介在し
ている場合を想定しているが、ｌ）／Ａタニ換器ｕ４の
出力のＰＡＭ（パルス振ｒｌＪ変虐）波をデクリッジせ
ずに階段状の波形としｆｃ、場合には、アノ（−チャ効
果により側波帯レベルが低下するので、ローノぐスフイ
ルタ（２０の滅訳イ頃余）はより糾いものでもよいこと
になる。In addition to the above-mentioned simple explanation, the output processing section G in Fig. 2! D of Δ
/A converter (121 output is assumed to have a tegriture or other intervening, l) In the case where the waveform is fc, the sideband level is lowered due to the -cha effect, so it is possible to use a harder filter.

アパーチャ効果は、サンブリング周波ａｆｓのと１！、 なる周波数特性を示し、ｙ倍のオーバーサンプリンク時
には、Ｙｆｓをｆｓに代入しＣ１５ｉｎπｆ／Ｙｆｓ ｆ（（す＝□−・・・・・・・・・　（９）πｆ／Ｙｆ
ｓ なる周波数ｌ■性を持つ。従ってアナログフィルタに要
求される手作は、 ｆ　＝　３：ｆａ　／　２で　Ｕ　ｄＢとなる。このた
め誠状傾斜か （ｄ１３１０（ｊ’Ｊ’　） のフィルタでよいことになる。例えは。The aperture effect is 1 with the sampling frequency afs! , When oversampling by y times, Yfs is substituted for fs and C15inπf/Yfs f((S=□−・・・・・・・・・ (9) πf/Yf
It has a frequency l■ property of s. Therefore, the manual work required for the analog filter is f = 3:fa/2 and U dB. Therefore, a filter with a sincerity gradient (d1310(j'J')) will suffice.For example.

−ｚ＝＝１．５．　ｙ＝２−’Ｃ’１３、−（Ａ　１０
．４５）（ｄ１３，１０（Ｊ’ｌ’）ｘ：１５、ｙ＝４
では−（Ａ−１７，１２）　（ｄＢ、１０（Ｊ’ｌｌ’
　）の＋ｉ＋　定アナログフィルタでもってｆｓＯ）変
化に対応させることかできる。-z==1.5. y=2-'C'13,-(A10
．． 45) (d13,10(J'l')x:15,y=4
So -(A-17,12) (dB, 10(J'll'
) can be used to cope with changes in fsO) using a +i+ constant analog filter.

乃：お−上述の夷ｊｉｇ例の説明では、メーバーザンブ
リングの培率ｙを２．４・・曲・・・等の例数としたが
、第７Ｎのスペクトラム図に示ブようにオーバーサンプ
リンクとダウンシ゛ンブリングとを組合わせることによ
フ、任意の有理数Ｍ／Ｎ倍のフィルタリンク処理がｔｊ
Ｊ能である。即ち、■７図Ａに示ずサンプリンタレート
ｆｓのデータについて、Ｖ＋接デ〜り間にＭ−１個の０
をつめる操作を行えは、第７図Ｉ３のように見かり上の
サンプリンタレートがへ１ｆｓＩｃシフトされる。次に
第７図Ｂの不憫な荀域をディジタルフィルタで抑圧すれ
は第７図Ｃの帯域か抽出される。このデータに対してＮ
個に１個の割合でｌＪｊ力する間引き処理（ダウンサン
プリンタ）を行えは、第７図りのようにサンプリンプレ
ートをＮ”にシフトダウンしたデータが得られる〇アナ
ログフィルタには第７図りの高調波成分を抑圧するよう
なフィルタ特性が与えられることになる。No: O- In the explanation of the above-mentioned Yijig example, we assumed that the rate y of Maber Zumbling was 2.4... songs, etc., but oversampling was performed as shown in the 7N spectrum diagram. By combining linking and downsembling, filter link processing of any rational number M/N can be performed as tj
It is J-Noh. That is, regarding the data of the sampler rate fs (not shown in Figure 7A), there are M-1 0s between the V+ connection and the
When the operation for closing is performed, the apparent sampler rate is shifted by 1fsIc as shown in FIG. 7 I3. Next, by suppressing the unfavorable band shown in FIG. 7B using a digital filter, the band shown in FIG. 7C is extracted. N for this data
If you perform thinning processing (downsampler) that applies lJj to each sample at a rate of 1, you can obtain data with the sampling plate shifted down to N'' as shown in Figure 7. A filter characteristic that suppresses wave components is provided.

なお第２図のシステムにおいては、゛す゛ンブリング周
波数ｆｓが切換えられても、伝送フォーマットでのデー
タ１ワ〜ドのピント数を夫々一定にして信号処理が行わ
れている。β′！］えはｆｓが４４．１　ＫＨｚ及び４
　ｔｊ　Ｋｔｌｚにおいての１ワードのビット数を１６
ビツトとしたとき、ｆＳが３２　ＫＨｚに東更されたＪ
ＪＡ台には、必要ビット数は１２ビツトで足りるが、１
６ビツトのデータ語長の下位の使用されていないビット
にＯデータをつめることによシ、名−ｆｓにおいて全１
同＃なデータ処理が行われるとと九なる。In the system shown in FIG. 2, even if the sembling frequency fs is switched, signal processing is performed while keeping the number of focuses for each word of data in the transmission format constant. β′! ] fs is 44.1 KHz and 4
The number of bits in one word in tj Ktlz is 16
J with fS adjusted to 32 KHz when
For JA machines, 12 bits is sufficient, but 1
By filling the lower unused bits of the 6-bit data word length with O data, all 1 in the name -fs can be obtained.
If the same data processing is performed, the result will be 9.

以上本発明を実施例に基いて説明したが、本発明の技術
思想の範囲内で神々変更が可能であって。Although the present invention has been described above based on embodiments, modifications can be made within the scope of the technical idea of the present invention.

例えば本発明を回転ヘット”形ＰＯＭ録音再生機やディ
スク形１）ＵＭ録音杓生象に適用することも可能である
。For example, the present invention can be applied to a rotating head type POM recording/playback device or a disk type UM recording device.

発明の効果。Effect of the invention.

本発明は上述の如く、Ａ／Ｄ−！、たは１）／Ａ変換の
際の高域抑圧（制限）フィルタをアナログフィルタとデ
ィジタルフィルタとでもって格成し、サンプリンタ周波
数が切換えられたとき、それに追従してディジタルフィ
ルタの辿断周波数が自動的にシフトすることを利用して
、アナログフィルタの特性の切換えを不要にしｋもので
ある。従って本発明によれＱ」２．信号変換装置の（１
゛り成をよ、り簡単にしで、高品質の信号処理を行うこ
とがｆｌＪ能である。As described above, the present invention is based on A/D-! , or 1) The high-frequency suppression (limitation) filter for /A conversion is composed of an analog filter and a digital filter, and when the sampler frequency is switched, the trace frequency of the digital filter is changed accordingly. By utilizing the automatic shifting of the analog filter, it is unnecessary to switch the characteristics of the analog filter. Therefore, according to the present invention, Q'2. (1) of the signal converter
It is possible to perform high-quality signal processing with a simpler construction.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来の固定ヘッド形ＰＯＭ録音１１生偽の要部
ブロック図、第２図に本発明の実＃１例を示す固定ヘッ
ド形ＰＯＭ録音再生機の要部フロック図、第６図は第２
図の出力変換部（２〕）における各部の周波数スペクト
ラム図、第４図は第２図のディジタルフィルタの一例を
示すブロック１シ１．第５図は理想ローパスフィルタの
周波数特性図、第６　（１１はサンプリンタ周波数を切
］・ｃえｌヒときの第２図のディジタルフィルタ（ニジ
・１月７！ｉｌのフィルタ特性の変化を示すＪｆ’ｄ波
つ、（〔スペクトラム図％第７図は八・１／Ｎ倍のオー
バーサンプリングの手順をＩ況明するための周波数スペ
クトラＡＪである。 なお図面に用いられている？］号Ｉｆ、おいて。 （２）・・・・・・・川・・　Ａ／Ｄ変博器（６）・・
・・・・・・・・・・記録ヘッド（力・・・・・・・・
・・・・磁気テープ・（８１・・・・・・川・・青虫ヘ
ッド （１７Ｊ・・・・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器（２１
１°゛°°°゛°°°゛入力変換部（２♂・・・・・・
・・・・・・出力え換部ＣＪ：（ｌ・・・・・・曲・ロ
ーパスフィルタ１１４１５）　−ディジタルフィルタ １１ｉ１・・・・・曲・・・ローパスフィルタ（２７）
・・・・・・・・・・・・マスタークロック発振器（ｉ
ｉＱ・・・・・・曲・・キャフスタンサーボ回路（２！
１１・・・川・曲キャノ′スタンモータである。 代理人　土用　勝 〃　常　包　芳　男 〃　杉　浦　俊　八 第３図 第４図 第５図 （自発）手続補正書 ／＋− 昭和’、ｌ　ｊ１年１へ、、ｊ；Ｎ１０日特許庁長官殿 １、事件の表示 昭和５８年特許願第１０９５８０号 ：’Ｒ’！Ｉ′１）Ｓｆｐ　信号変換装置３、補正をす
る者 事件との関係　特許出願人 東京：’ＩＩ：品川区北用川６丁用１７　ｉｉｉ’：３
５号（２＋８＞ソニー４′１、式会荏 ５、補正命令の日付（発送日）　昭和　年　月　日６、
補正により増加する発明の瞥 （１）％明細書第６頁２０行目の「フィルタ（２１１（
２ｆｉｌＪを［フィルタ１２３１（２６１Ｊと訂正ツー
る。 （２）、同第２１ＲＯ）第８式を下記のとおりに訂正す
る。 記 （３）、同第２１頁の１から２行目の式を下記のとおり
に訂正する。 記 （４）、同第２２頁第１行目の式を一ト配のとおりにｉ
ＩＩ正する。 ｎ己 （５）、同第２２員５行目を下記のとおりに訂正１−る
。 ！＝１．５、Ｙ＝４では−（Ａ−１７，１２）／２．２
　（ｄ１３１０ＯＴ）−以上一Figure 1 is a block diagram of the main parts of a conventional fixed head type POM recording 11, Figure 2 is a block diagram of the main parts of a fixed head type POM recording/playback machine showing the first example of the present invention, and Figure 6 is Second
FIG. 4 is a frequency spectrum diagram of each part in the output converter (2) shown in the figure, and FIG. 4 is a block 1 1. Figure 5 is a frequency characteristic diagram of an ideal low-pass filter, and the change in filter characteristics of the digital filter in Figure 2 (Niji/January 7! ([Spectrum diagram % Figure 7 is a frequency spectrum AJ to clarify the procedure of 8.1/N times oversampling. Is it used in the drawing?] If, put it down. (2)... River... A/D converter (6)...
...... Recording head (force...
...Magnetic tape (81... River... Caterpillar head (17J)... D/A converter (21
1°゛°°°゛°°°゛Input conversion section (2♂...
...Output switching unit CJ: (l... Song/low-pass filter 11415) - Digital filter 11i1... Song... Low-pass filter (27)
・・・・・・・・・・・・Master clock oscillator (i
iQ...Song...Cafstan servo circuit (2!
11... It is a stern motor. Agents: Masaru Doyo, Yoshio Tsune, Shun Sugiura, Figure 3, Figure 4, Figure 5 (voluntary) procedural amendment/+- Showa', l j1, 1, j; N10 Commissioner of the Patent Office Dear 1, Indication of the incident 1982 Patent Application No. 109580: 'R'! I'1) Sfp signal conversion device 3, relationship with the amended person case Patent applicant Tokyo: 'II: Shinagawa-ku Kitayokawa 6-chome 17 iii':3
No. 5 (2+8>Sony 4'1, Shikikai E5, date of amendment order (shipment date) Showa year, month, day 6,
Increasing visibility of the invention due to amendment (1)% “Filter (211 (
2filJ [filter 1231 (corrected with 261J. (2), same 21st RO) Formula 8 is corrected as follows. (3), the formula in lines 1 to 2 on page 21 of the same is corrected as follows. (4), the formula in the first line of page 22 is written as follows: i
II Correct. (5) Correct the 5th line of the 22nd member as follows. ! =1.5, at Y=4 -(A-17,12)/2.2
(d1310OT) - Above one

Claims (1)

【特許請求の範囲】 Ａ／Ｄ又はＤ／Ａ変換器のアナログ側に結合されたアナ
ログフィルタと、上記変換器のテイジタル側に結合され
たディジタルフィルタと、上記変換器及びディジタルフ
ィルタにサンプリングレートｆｓのｙ倍（ｙ＞１　）の
動作クロックを供給する発振器と、上記サンプリングレ
ートｆｓをｆａからｘｆａ　（”＞　１　）に切換える
手段とを具備し、上記ディジタルフィルタはｆｓ／２か
ら０’　２．）’ｓまでの帯域を抑圧すると共にその処
理レー）　）’ｆｓとディジタルデータの伝送レートｆ
ｓとの差を解消するためにデータの間引き処理才たは０
データの間挿処理を行うように構成され、また上記アナ
ログフィルタはｒｆａ　／　２以上のロールオフ周波数
を有すす ると共に（ｙ　７）ｆａにおいて十分な減衰量を有する
ローパスフィルタで構成されていることを特徴とする信
号変換装置。[Scope of Claims] An analog filter coupled to the analog side of an A/D or D/A converter, a digital filter coupled to the digital side of the converter, and a sampling rate fs to the converter and the digital filter. an oscillator that supplies an operating clock y times (y>1), and means for switching the sampling rate fs from fa to xfa (">1), and the digital filter has an oscillator that supplies an operating clock of y times (y>1), and the digital filter has a switching rate from fs/2 to 0'2. ) 'fs and the digital data transmission rate f
Data thinning processing or 0 to eliminate the difference with s
The analog filter is configured to perform data interpolation processing, and the analog filter is configured as a low-pass filter having a roll-off frequency of rfa/2 or more and having sufficient attenuation at (y7)fa. A signal conversion device characterized by: