JPS6016178A - Power source circuit - Google Patents
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- JPS6016178A JPS6016178A JP58125244A JP12524483A JPS6016178A JP S6016178 A JPS6016178 A JP S6016178A JP 58125244 A JP58125244 A JP 58125244A JP 12524483 A JP12524483 A JP 12524483A JP S6016178 A JPS6016178 A JP S6016178A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源回路に関し、特にスイッチング方式の電源
の効率の改善をしようとするものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Field of Application] The present invention relates to a power supply circuit, and particularly aims to improve the efficiency of a switching type power supply.
スイッチング方式の電源は一般に、第１図に示すように
入力端子Ｕ１の直流入力Ｓ１を入カドランス１の一部巻
ｆｆＭＩＡに接続すると共に、この−次巻線ＩＡ Ｋｍ
列にスイッチング素子例えばトランジスタ２を接続し、
スイッチングトランジスタ２がオンオフすることにより
二次巻＋ｖｉ！１Ｂに発生する交流出力を整流素子３に
よって整流して直流出力８２に送出するようになされ１
いる。この直流出力Ｓ２は矩形波発振回路４及びその出
力をノくルス幅変調するパルス幅変−回路５に動作入力
として与え、回路５のパルス出力Ｓ３をドライブトラン
ス６１に通じてスイッチングトランジスタ２のベースに
与える。Generally, a switching type power supply connects the DC input S1 of the input terminal U1 to a partial winding ffMIA of the input transformer 1, as shown in FIG.
A switching element such as transistor 2 is connected to the column,
By turning on and off the switching transistor 2, the secondary winding +vi! The AC output generated at 1B is rectified by the rectifying element 3 and sent to the DC output 82.
There is. This DC output S2 is applied as an operating input to a rectangular wave oscillation circuit 4 and a pulse width variable circuit 5 that performs Norms width modulation on its output, and the pulse output S3 of the circuit 5 is passed through a drive transformer 61 to the base of the switching transistor 2. give to
第１図の構成の電源において、パルス幅変調回路５は出
力端子Ｕ２に接続される負荷に供給すべき電力に応じて
パルス出力Ｓ３のパルス幅を制御するようになされてい
るので、負荷が小さく従って供給すべき電力が小さい場
合にもパルス幅変調回路５を動作させて自励発振動作を
させるので、供給すべき電力が小さいにもかかわらず制
御及びスイッチング損失は負荷が大きい場合と同様の大
きさになるので、効率が悪くなることを避は得ない。因
みに例えばテレビジョン受像機やビデオテープレコーダ
等においては電源スィッチがオンの時接続される一般回
路の外に、電源スィッチをオフにした時動作する必要が
あるリモートコントロール操作器やデジタル時計等の負
荷が接続されるが、この付帯機器に供給すべき電力は一
般回路に供給すべき電力と比較して格段的に小さくなる
のが普通である。このように格段的に小さい負荷に対し
て大きな負荷である一般回路に実用上充分な大きさの電
力を供給し得る能力を持つ電源回路を動作させることは
制御手順上無駄が大きい。In the power supply having the configuration shown in FIG. 1, the pulse width modulation circuit 5 is configured to control the pulse width of the pulse output S3 according to the power to be supplied to the load connected to the output terminal U2, so that the load is small. Therefore, even when the power to be supplied is small, the pulse width modulation circuit 5 is operated to perform self-oscillation, so the control and switching losses are the same as when the load is large, even though the power to be supplied is small. Therefore, it is inevitable that efficiency will deteriorate. For example, in television receivers, video tape recorders, etc., in addition to the general circuits that are connected when the power switch is on, there are also loads such as remote control devices and digital clocks that need to operate when the power switch is turned off. is connected, but the power to be supplied to this auxiliary equipment is usually much smaller than the power to be supplied to the general circuit. It is wasteful in terms of control procedures to operate a power supply circuit that has the ability to supply a practically sufficient amount of power to a general circuit that is a large load for such a significantly small load.
この問題を解決するため従来は大きい負荷に対する大電
力供給用電源の外に小さな容量の付帯機器に小さい電力
を供給するための電源出力を別途用意するようになされ
ていた。しかしこのように付帯機器専用の電源を設ける
ことはその分電諒回路全体としての構成を複雑にする間
融がある。In order to solve this problem, conventionally, in addition to a power supply for supplying large power to a large load, a separate power supply output for supplying small power to small capacity auxiliary equipment has been prepared. However, providing a dedicated power source for ancillary equipment in this way complicates the overall configuration of the power supply circuit.
本発明は以上の点′ｌｔ考慮して成されたもので、−膜
回路のような大電力負荷に対する構成を用いて、付帯機
器のような格段的に小さい電力容量の負荷に対してそれ
に見合った大きさの電力を効率よく供給できるようにし
た電源回路を提案しようとするものである。 ４
〔発明の概要〕
かかる目的を達成するため本発明においては、パルス幅
変調回路を側路してスイッチ素子に対する発振帰還信号
を得る帰還回路とスイッチング素子との間に間欠発振手
段を介挿し、小電力供給時には間欠発振させることによ
りパルス幅変調回路による自励発振時の電力より小さい
電力の直前出力を得るようにする。The present invention has been made in consideration of the above points.--Using a configuration for large power loads such as membrane circuits, it is suitable for loads with significantly small power capacity such as ancillary equipment. The purpose of this paper is to propose a power supply circuit that can efficiently supply a large amount of power. 4 [Summary of the Invention] In order to achieve the above object, in the present invention, intermittent oscillation means is inserted between the switching element and the feedback circuit that bypasses the pulse width modulation circuit to obtain an oscillation feedback signal for the switching element, When small power is supplied, intermittent oscillation is performed to obtain an immediately preceding output of power smaller than the power during self-oscillation by the pulse width modulation circuit.
以下図面について本発明の一実施例を詳述しよう。第１
図との対応部分に同一符号を付して示す第２図において
直流入力Ｓ１は出カドランス１の一次巻線６Ａの負側端
に接続され、その正側端にスイッチングトランジスタ２
が接続されている。An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. 1st
In FIG. 2, where parts corresponding to those in the figure are given the same reference numerals, the DC input S1 is connected to the negative end of the primary winding 6A of the output transformer 1, and the switching transistor 2 is connected to the positive end of the primary winding 6A.
is connected.
また二次巻線１Ｂに発生される交流出力は負側端に接続
された整流素子３及び正側端に接続されたコンデンサ４
によって整流されて出力端子Ｕ２に直流出力Ｓ２として
送出される。直流出力Ｓ２の信号ラインには電流検出用
抵抗１１が介挿され、その両端にエミッタ及びベースを
接続してなるトランジスタ１２のコレクタに抵抗１１を
流れるＭ流電流に相轟する検出信号８１１を得・これを
矩形波発振回路４及びパルス幅変−回路５に動作出力と
して与える。かくして回路４及び５は直流出力Ｓ２の電
流が一般回路に供給すべき負荷電流程度に大きくなった
時（換言すれば供給すべき電力が大きくなったとき）動
作してパルス出力Ｓ３をスイッチング制御用トランジス
タ１４のベースに与え、これに対して負荷電流が小さく
なった時回路４及び５に検出出力８１１が与えられない
ことにより回路４及び５は動作せず、かくして出力パル
スＳ３が送出されない状態になる。スイッチング節制御
用トランジスタ１４はドライブトランス６の一次巻線６
Ａを通じさらに抵抗１５ヲ通じてＦＭ、Ｒ出力Ｓ２の信
号ラインに接続され、かくしてトランジスタ１４がパル
ス出力Ｓ３によってオンオフ動作すればそのパルス幅に
応じた時間だけ一次巻線６ＡＫ電流を流し、その給米二
次巻線６Ｂの正１１！ｌ端に発生する交流出力が間欠発
振用コンデンサ１６及びダイオード１７の並列回路を通
じてスイッチング用トランジスタ２０ベースに与えるよ
うになされている。In addition, the AC output generated in the secondary winding 1B includes a rectifying element 3 connected to the negative end and a capacitor 4 connected to the positive end.
It is rectified by and sent to the output terminal U2 as a DC output S2. A current detection resistor 11 is inserted in the signal line of the DC output S2, and a detection signal 811 is obtained that resonates with the M current flowing through the resistor 11 at the collector of a transistor 12 whose emitter and base are connected to both ends of the current detection resistor 11. - This is given to the rectangular wave oscillation circuit 4 and the pulse width variation circuit 5 as an operating output. Thus, circuits 4 and 5 operate when the current of the DC output S2 becomes large enough to match the load current to be supplied to the general circuit (in other words, when the power to be supplied becomes large), and output the pulse output S3 for switching control. When the load current becomes small, the circuits 4 and 5 do not operate because the detection output 811 is not applied to the base of the transistor 14, and thus the output pulse S3 is not sent out. Become. The switching node control transistor 14 is connected to the primary winding 6 of the drive transformer 6.
A is further connected to the signal line of the FM and R outputs S2 through the resistor 15. Thus, when the transistor 14 is turned on and off by the pulse output S3, the primary winding 6AK current flows for a time corresponding to the pulse width, and its supply is Positive 11 of rice secondary winding 6B! The AC output generated at the l end is applied to the base of the switching transistor 20 through a parallel circuit of an intermittent oscillation capacitor 16 and a diode 17.
以上の構成に加えて次のような構成の間欠発振ループが
形成されている。丁なわち二次巻線ＩＢの負側端はコン
デンサ２１及び抵抗器の直列回路でなる帰還回路を通じ
てドライブトランス６の一次巻線の正側端に接続されて
いる。さらにスイッチングトランジスタ２０ベースには
間欠発振同波数変調回路加が接続される。すなわちトラ
ンジスタ２０ベースに抵抗器及び２４を通じて偏流入力
Ｓ１が与えられ、抵抗お及びあの接続中点に抵抗２５ヲ
介して制御用トランジスタ謳のコレクタが接続され、そ
のエミッタが抵抗２７Ｙ通じてアースに接続され、トラ
ンジスタあのベースに抵抗路及び２９によって入力信号
Ｓ１を分圧して与えるようになされている。In addition to the above configuration, an intermittent oscillation loop having the following configuration is formed. That is, the negative end of the secondary winding IB is connected to the positive end of the primary winding of the drive transformer 6 through a feedback circuit consisting of a series circuit of a capacitor 21 and a resistor. Further, an intermittent oscillation same wave number modulation circuit is connected to the base of the switching transistor 20. That is, the drift input S1 is applied to the base of the transistor 20 through the resistor and 24, the collector of the control transistor is connected to the midpoint between the resistors and the connection through the resistor 25, and its emitter is connected to ground through the resistor 27Y. The voltage of the input signal S1 is divided and applied to the base of the transistor through a resistor path and 29.
以上の構成においてスイッチングトランジスタ２は出力
端子１１Ｊ２から送出される電力が一般回路の電源程度
に大きければ、検出出力８１１が得られることによりパ
ルス幅変調回路５からノ（ルス出力Ｓ３が送出され、こ
れによりトランジスタ１４、ドライブトランス６、ダイ
オード１７ヲ介してスイッチングトランジスタ２がオン
オフ動作し、これにより出カドランス１の二次巻、１ｆ
ｉｌＢに交流出力が得られることにより直流出力Ｓ２が
出力端子Ｕ２に送出される。かくして自励発振動作が行
なわれ、出力端子Ｕ２に接続された負荷に見合った電力
の電源が出力端子Ｕ２から送出されることになる。In the above configuration, if the power sent out from the output terminal 11J2 is as large as the power supply of the general circuit, the switching transistor 2 obtains the detection output 811, and the pulse width modulation circuit 5 sends out the pulse output S3. As a result, the switching transistor 2 is turned on and off via the transistor 14, the drive transformer 6, and the diode 17, and the secondary winding of the output transformer 1, 1f.
By obtaining an AC output at ilB, a DC output S2 is sent to the output terminal U2. In this way, a self-excited vibration operation is performed, and a power source corresponding to the load connected to the output terminal U2 is sent out from the output terminal U2.
これに対して出力端子Ｔ２に接続される負荷が例えばリ
モートコントロール操作器程度に一段と小さければ、検
出出力Ｓ１１が送出されないことによりパルス幅変調回
路５から出力Ｓ３が送出されなくなるので、トランジス
タ１４はオフ状態のま１になる。On the other hand, if the load connected to the output terminal T2 is much smaller, such as a remote control operator, the detection output S11 will not be sent out and the output S3 will not be sent out from the pulse width modulation circuit 5, so the transistor 14 will be turned off. The state becomes 1.
この状態においてスイッチングトランジスタ２０ベース
には抵抗路及び２４ヲ通じて直流入力Ｓ１が与えられる
ことによりベース電位が上昇して行き、やがてトランジ
スタ２がオンになり、これにより出カドランスの一部巻
線ＩＡに電流が流れることにより二次巻ｉ１Ｂに電圧が
発生する。この電圧はコンデンサ２１及び抵抗部の帰還
回路を通ってドライブトランス６の一次巻線６Ａに与え
られることによりその二次巻線６ＢＫ電圧が発生する。In this state, the DC input S1 is applied to the base of the switching transistor 20 through the resistance path and 24, so that the base potential increases, and eventually the transistor 2 is turned on. A voltage is generated in the secondary winding i1B by the current flowing through the secondary winding i1B. This voltage is applied to the primary winding 6A of the drive transformer 6 through a feedback circuit including a capacitor 21 and a resistor, thereby generating a voltage at the secondary winding 6BK.
この二次巻＆６Ｂの電圧はコンデンサ１６ヲ通じてスイ
ッチングトランジスタ２０ベースに与エラれてその電位
を上昇させ、かくしてトランジスタ２を流れる電流が急
速に大きくなって行く。やがてトランジスタ２を流れる
電流が飽和すると、出カドランス１の一部巻線ＩＡのＷ
流の増加がなくなるので一部巻線ＩＡの両端の電圧が反
転すると共に、二次巻線ＩＢの両端電圧が反転してこの
反転電圧がドライブトランス６の二次巻線６Ｂに生じ、
かくしてスイッチングトランジスタ２０ペース電位が急
速に低下してトランジスタ２がオフ状態になる。この時
トランジスタ２０ペースには再度抵抗路及び友を通じて
血流入力Ｓ１が与えられることによりベース電位が上昇
して行き、やがてトランジスタ２がオンになると以下上
述したと同様にして出カドランス１、コンデンサ２１及
び抵抗路の帰還回路、ドライブトランス６、コンデンサ
１６を通じてトランジスタ２を流れる電流を増大させる
ような帰還信号が与えられる。以下同様にして出カドラ
ンス１の一部巻線ＩＡに繰返し互いに反転する電流が加
れることにより二次巻線ＩＢに交流出力が得られること
になり、これが整流素子３及びコンデンサ４によって整
流されて直流出力Ｓ２として出力端子Ｕ２ ＜送出され
る。The voltage of the secondary winding &6B is applied to the base of the switching transistor 20 through the capacitor 16, increasing its potential, and thus the current flowing through the transistor 2 increases rapidly. Eventually, when the current flowing through transistor 2 saturates, W of part of the winding IA of output transformer 1
Since there is no increase in current, the voltage across the partial winding IA is reversed, and the voltage across the secondary winding IB is reversed, and this reversed voltage is generated in the secondary winding 6B of the drive transformer 6.
Thus, the potential of the switching transistor 20 rapidly decreases, and the transistor 2 turns off. At this time, the blood flow input S1 is again applied to the transistor 20 through the resistance path and the connection, so that the base potential increases, and when the transistor 2 is turned on, the output transformer 1 and the capacitor 21 are connected in the same manner as described above. A feedback signal is provided to increase the current flowing through the transistor 2 through the feedback circuit of the resistor path, the drive transformer 6, and the capacitor 16. Similarly, by repeatedly applying mutually inverted currents to a partial winding IA of the output transformer 1, an AC output is obtained in the secondary winding IB, which is rectified by the rectifying element 3 and the capacitor 4. The output terminal U2 is sent out as a DC output S2.
かかる発振状態においてスイッチングトランジスタ２の
ベース電位従ってコンデンサ１６０ベース側端の電位の
変化′ｆｆ、考えると、トランジスタ２がオフの状態で
は抵抗路及び冴を通じてコンデンサ（９）
１６に電流１１ が流れ込むことによってコンデンサ１
６のベース側端の電位を上昇させて行ってトランジスタ
２なオン動作させるのに対して、トランジスタ２がオン
状態になるとコンデンサ１６からトランジスタ２のベー
ス拳エミッタを通じてアースにｔｍｔ２か流れることに
よりトランジスタ２０ペース電位が低下して行くことに
なる。ところがコンデンサ１６に流れ込む電流ｉ□ の
量とコンデンサ１６から流れ出す電流１２ とを比較し
てみれば、電流１２ の方が大きいためトランジスタ２
のベース電位ＶＢ２はトランジスタ２が１回オンオフ動
作する毎に徐々に電位が低下して行くことになる（第３
図囚）。このベース電位の低下は第３図の時点ｔ１ に
おいてトランジスタ２がオンオフ動作を開始した後時点
ｔ２ においてトランジスタ２がオフ状態になるまで続
き、トランジスタ２がオフ状態になるとコンデンサ１６
から流出する電流１２がなくなることによりコンデンサ
１６に流れ込む電流ｉ□によってトランジスタ２０ベー
ス電位は上昇して行く。やがて時点ｔ３ においてトラ
ンジスタ２の（１０）
ベース電位ＶＢ□がトランジスタ２をオン動作させる電
位に上昇すると、再びトランジスタ２がオンオフ動作を
開始するのでそのベース電位ＶＢ２は再度低下して行く
ことになる。従って第３図かられかるように時点ｔ１〜
ｔ３の時間Ｔ’に周期として、そのうち時点ｔ１〜’ｒ
ｒ２ｃｙ＞時間Ｔ１ の間トランジスタ２−出力トラン
ス１−コンデンサ２１及び抵抗ｎの帰還回路−ドライブ
トランス６−コンデンサ１６−トランジスタ２の発振ル
ープによって発振動作が行なわれ、かつ時点１ −１
の時間Ｔ２ において３
はこの発振動作が停止され、かくして周期Ｔ毎に間欠的
に発振系が発振動作をすることになる。In such an oscillation state, the base potential of the switching transistor 2 and therefore the potential at the base side of the capacitor 160 change 'ff. Considering that when the transistor 2 is off, the current 11 flows into the capacitor (9) 16 through the resistance path and the capacitor 160. capacitor 1
When the transistor 2 is turned on, tmt2 flows from the capacitor 16 to the ground through the base emitter of the transistor 2, causing the transistor 20 to turn on. The pace potential will continue to decline. However, when comparing the amount of current i□ flowing into the capacitor 16 and the current 12 flowing out from the capacitor 16, the current 12 is larger, so the transistor 2
The base potential VB2 of the transistor 2 gradually decreases each time the transistor 2 turns on and off once (the third
(Illustrated prisoner). This decrease in base potential continues after transistor 2 starts on/off operation at time t1 in FIG. 3 until transistor 2 turns off at time t2. When transistor 2 turns off, capacitor 16
As the current 12 flowing out from the capacitor 16 disappears, the base potential of the transistor 20 increases due to the current i□ flowing into the capacitor 16. Eventually, at time t3, the (10) base potential VB□ of the transistor 2 rises to a potential that turns on the transistor 2, and as the transistor 2 starts to turn on and off again, the base potential VB2 falls again. Therefore, as can be seen from Fig. 3, from time t1 to
As a cycle at time T' of t3, time t1~'r
oscillation operation is performed by the oscillation loop of transistor 2 - output transformer 1 - feedback circuit of capacitor 21 and resistor n - drive transformer 6 - capacitor 16 - transistor 2 during time T1, and at time 1 -1
At time T2, this oscillation operation is stopped, and thus the oscillation system performs oscillation operation intermittently every period T.
このようにして発振系が間欠的に発振動作をすると、か
かる発振動作をしている時間の間だけ出カドランス１の
二次巻線１Ｂに交流出力が得られることになりこれが整
流素子３及びコンデンサ４によって整流されて第３図（
Ｃ）に示すように発振動作期間Ｔ１ の間電位が上昇し
かつ発振停止期間Ｔ２において電位が徐々に低下して行
くような直流出力Ｓ２が得られることになる。When the oscillation system performs an oscillating operation intermittently in this way, an AC output is obtained at the secondary winding 1B of the output transformer 1 only during the period of the oscillating operation, which is connected to the rectifying element 3 and the capacitor. Figure 3 (
As shown in C), a DC output S2 is obtained in which the potential increases during the oscillation operation period T1 and gradually decreases during the oscillation stop period T2.
そしてこの周期Ｔはトランジスタ２６ヲ含む間欠発振同
波数変訓回路加によって直流人力Ｓ１の電圧変化に応じ
て自動的に変更制御される。″ｇ゛なわち［ｍ入力Ｓ１
の変化は抵抗路及び２９によって分圧されてトランジス
タあのベースに与えられてそのコレクタ・エミッタ間の
インピーダンスヲ変化させるからこのトランジスタあの
インピーダンスを含んで抵抗器及び２４の接続中点に抵
抗５、トランジスタ部、抵抗２７の直列インピーダンス
回路がアースとの間に介挿される。このことはコンデン
サ１６に流れ込む電流、ｉ□ の値が直流入力ｓ１が変
化すればこれに応じて変化することを意味し、かくして
間欠周期Ｔが直流入力Ｓ１に応じて変化することになる
。その結果間欠周期Ｔは第３図Ｃ）において放電期間Ｔ
２ が長くなることにより長くなるので直流出力Ｓ２の
レベルが低下することになる。This period T is automatically changed and controlled by an intermittent oscillation same-wavenumber adjustment circuit including a transistor 26 in accordance with voltage changes of the DC human power S1. "g" is [m input S1
The change in voltage is divided by the resistor path and 29 and applied to the base of the transistor, changing the impedance between the collector and emitter of the transistor. A series impedance circuit of a resistor 27 is inserted between the ground and the ground. This means that the value of the current flowing into the capacitor 16, i□, changes in accordance with a change in the DC input s1, and thus the intermittent period T changes in accordance with the DC input S1. As a result, the intermittent period T is the discharge period T in Fig. 3C).
2 becomes longer, so the level of the DC output S2 decreases.
従って発振動作期間Ｔ□ と発振停止期間Ｔ２ との比
率を必要に応じて選定することにより直流出力Ｓ２の電
力をリモートコントロール操作器などのような附帯機器
に必要な電力に見合うように選定すれば、スイッチング
電源の制御動作及び発生される電力を負荷に見合ったも
のＫすることができ、かくして負荷が格段的に不さい電
力を必要とするような場合にも確実に適応動作する電源
回路ケ得ることができる。Therefore, by selecting the ratio between the oscillation operating period T In this way, it is possible to make the control operation of a switching power supply and the generated power commensurate with the load, thus providing a power supply circuit that can reliably operate adaptively even when the load requires significantly less power. be able to.
第４図は本発明の他の実施例を示す。この場合第２図と
の対応部分に同一符号を付して示すように、出カドラン
ス１の二次巻＆ｌＩＢ側に得られる直流出力Ｓ２が小電
力負荷（例えばリモートコントロール操作器又はタイマ
ー等でなる）４１に接続される小電力負荷用端子Ｕ２１
に送出されると共に、切換スイッチ４２を通じて大電力
負荷４３が接続される出力用端子Ｕ２２に送出される。FIG. 4 shows another embodiment of the invention. In this case, as shown by assigning the same reference numerals to the parts corresponding to those in FIG. ) 41 for small power load terminal U21
It is also sent to the output terminal U22 to which the large power load 43 is connected through the changeover switch 42.
また血流出力ｓ２はスイッチ４２を通じさらに抵抗４４
を通じて間欠発振停止用トランジスタ４５のベースに与
えられる。In addition, the blood flow output s2 is further passed through a resistor 44 through a switch 42.
is applied to the base of the transistor 45 for stopping intermittent oscillation.
この実施例の場合間欠帰還ループを構成する抵抗及びコ
ンデンサは抵抗２２Ａ及び２２Ｂ、コンデンサ２］ Ａ
及び２１ ＢＫ２分されコンデンサ２１Ａ及び２１Ｂの
接続中点がトランジスタ４５ヲ通じて接地されている。In this embodiment, the resistors and capacitors that constitute the intermittent feedback loop are resistors 22A and 22B, and capacitor 2] A
and 21BK, and the connection midpoint of capacitors 21A and 21B is grounded through transistor 45.
また矩形波発振回路４及びパルス幅変調回路５に対する
駆動出力としてスイッチ４２を通じて得られるＭＲ出力
Ｓ２が用いられる。Further, the MR output S2 obtained through the switch 42 is used as a drive output for the rectangular wave oscillation circuit 4 and the pulse width modulation circuit 5.
第４図の構成において小電力負荷４１だけに電源を供給
する場合は切換スイッチ４２”ｌオフ状態にする。この
ようにすると大電力負荷用端子Ｕ２２には直流出力Ｓ２
が送出されずかつ発振回路４及びパルス幅変調回路５に
対しても駆動出力が与えられず、さらに間欠発振停止用
トランジスタ４５のベースにも制御信号が与えられない
ことによりこのトランジスタ４５がオフ状態になる。従
ってスイッチングトランジスタ２−出力トランス１−抵
抗２２Ａ、コンデンサＲＩＡ、ｆｌＢ及び抵抗２２Ｂの
帰還回路−ドライブトランス６−コンデンサ１６−スイ
ッチングトランジスタ２の間欠発振ループを通じて第２
図について上述したと同様にして間欠発振が行なわれ、
これにより出力端子Ｕ２１に小電力の直流出力が送出さ
れる。この時直流出力には切換スイッチ４２がオフ動作
しているので大電力負荷用端子Ｕ２２には送出されない
。In the configuration shown in FIG. 4, when power is supplied only to the small power load 41, the selector switch 42"l is turned off. In this way, the DC output S2 is connected to the large power load terminal U22.
is not sent out and no drive output is given to the oscillation circuit 4 and pulse width modulation circuit 5, and furthermore, no control signal is given to the base of the intermittent oscillation stop transistor 45, so this transistor 45 is in the off state. become. Therefore, the second
Intermittent oscillation is performed in the same manner as described above with respect to the figure,
As a result, a low power DC output is sent to the output terminal U21. At this time, since the changeover switch 42 is turned off for DC output, no signal is sent to the large power load terminal U22.
これに対して小市力角荷４１及び大電力負荷４３の両方
に電源を供給する場合は、切換スイッチ４２をオン動作
させる。この特出カドランス１の二次巻線ＩＢ側に得ら
れる１ｌｆ１５１ｆ出力Ｓ２は小電力負荷用端子Ｕ２］
に送出されると共にスイッチ４２を通じて大富力用端子
Ｕ２２にも送出され、また回路４及び５に対する駆動出
力として与えられかつトランジスタ４５の制御信号とし
て与えられる。従って回路４及び５によって発生された
パルス出力Ｓ３がスイッチング制御用トランジスタ１４
ヲオンオ７制御することにより抵抗１５及びドライブト
ランス６の一部巻ａ６Ａを通じて電Ｒ，を流すことによ
り、パルス出力のパルス幅に相当する制御信号をドライ
ブトランス６及びダイオード４６を介してスイッチング
トランジスタ２に与えるようになる。かくしてスイッチ
ングトランジスタ２−出力トランスｌ−パルス変調回路
５−スイッチング制御用トランジスタ１４−ドライブト
ランス６−ダイオード４６−スイッチングトランジスタ
２０自励発振系を通じて直流出力Ｓ２によって負荷４１
及び４３に供給される電力に応じてスイッチング区間が
制御されることにより、供給される電力に適応する電力
の直流出力Ｓ２’＆得ることができる。On the other hand, when power is to be supplied to both the Koichi Rikikaku load 41 and the large power load 43, the changeover switch 42 is turned on. The 1lf151f output S2 obtained on the secondary winding IB side of this special quadrant 1 is the small power load terminal U2]
It is also sent to the Otomi terminal U22 through the switch 42, and is also given as a drive output to the circuits 4 and 5 and as a control signal to the transistor 45. Therefore, the pulse output S3 generated by the circuits 4 and 5 is transmitted to the switching control transistor 14.
By controlling the WonO7, a current R is caused to flow through the resistor 15 and a part of the winding a6A of the drive transformer 6, and a control signal corresponding to the pulse width of the pulse output is sent to the switching transistor 2 via the drive transformer 6 and the diode 46. Start giving. Thus, the switching transistor 2 - the output transformer l - the pulse modulation circuit 5 - the switching control transistor 14 - the drive transformer 6 - the diode 46 - the switching transistor 20 through the self-excited oscillation system, and the load 41 by the DC output S2.
By controlling the switching section according to the power supplied to the power supply terminals 43 and 43, it is possible to obtain a DC output S2'& of power adapted to the supplied power.
かかる動作時において、間欠発振停止用トランジスタ４
５はオン動作しているのでコンデンサ２１Ａ及び２１
Ｂの接続中点が接地されることにより、上述の間欠発振
ループを形成させないようにする。During such operation, the intermittent oscillation stop transistor 4
Since capacitor 5 is on, capacitors 21A and 21
By grounding the connection midpoint of B, the formation of the above-mentioned intermittent oscillation loop is prevented.
因みに切換スイッチ４２をオン動作させた状態において
は、間欠発振系は自励発振系を起動させるための起動回
路として動作する。すなわち回路は全体として停止状態
にある初期状態から直流入力Ｓ１が到来しだ時自励発振
系だけでは直流出力Ｓ２が得られないために発振動作を
開始できないが、この実施例の場合はまず直流入力Ｓ１
が抵抗２３を介してスイッチングトランジスタ２のペー
スに与工られて間欠発振系を通じて発振動作を開始する
。Incidentally, when the changeover switch 42 is turned on, the intermittent oscillation system operates as a starting circuit for starting the self-oscillation system. In other words, when the DC input S1 starts to arrive from the initial state where the circuit as a whole is in a stopped state, the self-excited oscillation system cannot start the oscillation operation because the DC output S2 cannot be obtained by the self-excited oscillation system alone. Input S1
is applied to the pace of the switching transistor 2 via the resistor 23 and starts oscillation operation through the intermittent oscillation system.
なおこの時間欠発振停止用トランジスタ４５は直流出力
Ｓ２が得られていないのでオフ動作している。Note that this intermittent oscillation stopping transistor 45 is in an OFF operation since the DC output S2 is not obtained.
このようにして間欠発振系によって出カドランス１の二
次巻線ＩＢに交流出力が発生すると整流器（１５）
子３及びコンデンサ４によって整流された旧派出力Ｓ２
が得られる状態になり、これがスイッチ４２を通じて矩
形波発振回路４及びパルス幅変−回路５に与えられるこ
とにより自励発振系が発振状態に引き込まれる。この状
態では直流出力Ｓ２が得られるのでトランジスタ４５は
オン製作して間欠発振系を形成させない状態に制御し、
かくしてトランジスタ４５が間欠発振系に対する動作停
止回路として動作することになる。In this way, when an alternating current output is generated in the secondary winding IB of the output transformer 1 by the intermittent oscillation system, the old-fashioned output S2 is rectified by the rectifier (15) 3 and the capacitor 4.
This is applied to the rectangular wave oscillation circuit 4 and the pulse width varying circuit 5 through the switch 42, thereby pulling the self-excited oscillation system into an oscillation state. In this state, the DC output S2 is obtained, so the transistor 45 is turned on and controlled to prevent the formation of an intermittent oscillation system.
Thus, the transistor 45 operates as an operation stop circuit for the intermittent oscillation system.
このように第４図の構成によれば小電力負荷４１に電跡
を供給したい場合（例えばテレビジョン受像器やビデオ
テープレコーダにおいて装置本体を停止状態にしてリモ
ートコントモール操作器によって装置本体を動作させた
いような場合）、切換スィッチ４２ヲオフ動作させてお
けば間欠発振系によって小電力負荷に見合った電力の直
流出力を送出し得、またこれに加えて大電力負荷４３に
も電源を供給したいような場合（テレビジョン受像器、
ビデオテープレコーダの場合装置本体をオン動作させた
状態でリモートコントロール操作器によつ（１６）
て制御したいような場合）、自励発振系によってパルス
幅変調回路５を用いて大電力負荷４３に見会った電力の
直流出力Ｓ２’＆送出することかできる。According to the configuration shown in FIG. 4, when it is desired to supply an electric trace to a small power load 41 (for example, in a television receiver or video tape recorder, the device main body is stopped and the device main body is operated by a remote control operator). If you want to turn off the selector switch 42, you can use the intermittent oscillation system to send out DC output with a power suitable for a small power load.In addition, if you want to supply power to a large power load 43, (television receiver,
In the case of a video tape recorder, when it is desired to control the device using a remote control operator (16) while the main body is turned on, a self-excited oscillation system is used to control the high power load 43 using the pulse width modulation circuit 5. It is possible to send out the DC output S2' of the electric power obtained.
第５図は本発明の更に他の実施例を示し、第４図との対
応部分に同一符号を付して示す。この実施例の場合第４
回において小電力負荷４１に接続される出力端子Ｕ２１
を省略すると共に、出カドランス１に二次巻＆！ＩＣを
設ける。この二次巻側は二次巻線１Ｂに対して極性が逆
になるように巻装され、正側に整流素子５１を接続する
と共に負側にコンデンサ５２ヲ接続しかくして一部巻ｉ
１Ａの電圧変化に対応して二次巻線ＩＣに生じた交流出
力を整流器５１及びコンデンサ５２によって整流して直
流出力８２１として得る。この直流出力８２１は電圧低
減（ロ）路５３を通じて電１圧を低減された後直流出力
Ｓｎとして小電力負荷４１に接続される出力端子Ｕ２１
に送出される。FIG. 5 shows still another embodiment of the present invention, in which parts corresponding to those in FIG. 4 are designated by the same reference numerals. In this example, the fourth
Output terminal U21 connected to small power load 41 at
In addition to omitting , the second volume &! Install an IC. This secondary winding side is wound so that the polarity is opposite to that of the secondary winding 1B, and the rectifying element 51 is connected to the positive side, and the capacitor 52 is connected to the negative side.
The AC output generated in the secondary winding IC in response to a 1A voltage change is rectified by the rectifier 51 and the capacitor 52 to obtain a DC output 821. This DC output 821 has its voltage reduced through the voltage reduction path 53 and is then connected to the output terminal U21 as a DC output Sn to the small power load 41.
will be sent to.
第５図の構成において出カドランス１の二次巻１１１Ｂ
を通じて形成される間欠発振糸が動作した時及び自励発
振系が動作した時、それぞれこれに対応する大きさの直
流出力Ｓ ２１ ）ｉ−得ることができるが、この場合
８２１のレベルは三次巻線ＩＣが逆方向に巻装されてい
ることにより第６図に示すように２次巻線ＩＢから得ら
れる直流出力Ｓ２に対して逆極性の出力が得られること
になる。ここで直流出力８２１に基づいて得られる直流
出力８２２のレベルはレベル低減回路間によって第６図
において斜線を付して示すように自励周期Ｔにおいて二
次巻線ＩＢによって得られる直流出力Ｓ２のエネルギー
とｔｌは等しいエネルギーを持つ出力信号Ｓ２２を送出
できるようなレベルに低減するようになされている。こ
のようにすれば出カドランス１から引出される電源の効
率は最゛適条件を満足することになり、かぐして電源回
路全体としての効率を第４図の場合と比較して一段と高
めることができる。In the configuration shown in FIG. 5, the secondary winding 111B of the output transformer 1
When the intermittent oscillation string formed through the oscillator operates and when the self-oscillating system operates, a DC output S21) of a corresponding magnitude can be obtained, but in this case, the level of 821 is equal to the tertiary winding. Since the wire IC is wound in the opposite direction, an output having a polarity opposite to the DC output S2 obtained from the secondary winding IB is obtained as shown in FIG. Here, the level of the DC output 822 obtained based on the DC output 821 is determined by the level reduction circuit between the levels of the DC output S2 obtained by the secondary winding IB in the self-excitation period T, as shown with diagonal lines in FIG. The energy and tl are reduced to such a level that an output signal S22 with equal energy can be delivered. In this way, the efficiency of the power source drawn from the output transformer 1 will satisfy the optimum conditions, and the efficiency of the power supply circuit as a whole can be further increased compared to the case shown in Fig. 4. can.
第７図は第５図の変形例を示すもので、第５図において
電圧低減回路５３ヲ省略して三次巻線ＩＣ側の直流出力
８２１を直接小電力負荷４１の出力端子ＩＪ＆＋に接続
する。かかる構成に加えて第７図の場合は三次巻線１Ｃ
に対する整流回路を構成するコンデンサ５２の容量値を
、二次巻線ＩＢに対する整流回路ヲ構成するコンデンサ
４の容量値より大きい値に選定する。かくすれば第８図
に示すように自励発振周期Ｔのうち二次巻線ＩＢから得
られる直流出力Ｓ２の低下速度が三次巻線ＩＣの直流出
力８２１の低下速度より大きくなるので、斜線で示すよ
うに直流出力Ｓ２の電圧のレベルを＠流出力Ｓ２１の電
圧レベルより高い値に選定しても大電力負荷４３に供給
するエネルギーを小電力負荷４１に供給するエネルギー
とほぼ等しくすることができ、かくして電源回路として
の最適出力条件を満足させることができる。FIG. 7 shows a modification of FIG. 5, in which the voltage reduction circuit 53 is omitted and the DC output 821 on the tertiary winding IC side is directly connected to the output terminal IJ&+ of the small power load 41. In addition to this configuration, in the case of FIG. 7, the tertiary winding 1C
The capacitance value of the capacitor 52 constituting the rectifier circuit for the secondary winding IB is selected to be larger than the capacitance value of the capacitor 4 constituting the rectifier circuit for the secondary winding IB. In this way, as shown in FIG. 8, the rate of decrease of the DC output S2 obtained from the secondary winding IB during the self-sustained oscillation period T is greater than the rate of decrease of the DC output 821 of the tertiary winding IC. As shown, even if the voltage level of the DC output S2 is selected to be higher than the voltage level of the output S21, the energy supplied to the large power load 43 can be made almost equal to the energy supplied to the small power load 41. In this way, the optimum output conditions as a power supply circuit can be satisfied.
以上のように本発明によれば小電力負荷に電源を供給す
るときにはスイッチング素子を間欠発振系によってオン
オフ動作させるようにしたことによって、供給するｗ、
源の電力に見合った大きさの電力を供給できることによ
り電源回路全体としての効率を一段と向上し得ると共に
、従来の場合のように矩形波発振器及びパルス幅変調回
路のパルス出力によってスイッチングトランジスタな動
作させる自動発振系を不必要に動作させないようにでき
るので制御損失が小さい電源回路を容易に得ることがで
きる。As described above, according to the present invention, when supplying power to a small power load, the switching element is turned on and off by an intermittent oscillation system, thereby supplying power w,
By being able to supply a power commensurate with the power of the source, the efficiency of the power supply circuit as a whole can be further improved, and unlike the conventional case, switching transistors can be operated by the pulse output of the square wave oscillator and pulse width modulation circuit. Since the automatic oscillation system can be prevented from operating unnecessarily, a power supply circuit with low control loss can be easily obtained.
第１図は従来スイッチング方式の電源回路を示す接続図
、８２図は本発明による電源回路の一実施例を示す接続
図、第３図はその各部の信号を示す信号波形図、第４図
は本発明の他の実施例を示す接続図、第５図は本発明の
さらに他の実施例を示す接続図、第６図はその動作原理
を示す信号波形図、第７図は第５図の他の実施例を示す
接続図、第８図はその動作原理を示す信号波形図である
。
１・・・出カドランス、２−゛・スイッチングトランジ
スタ％ ６・・・トライブト、ランス、１６・・・間欠
発振用コンデンサ、咽〒加・・・間欠発振周波数変鉤回
路子シ・・・帰還回路用コンデンサ、抵抗。Fig. 1 is a connection diagram showing a conventional switching type power supply circuit, Fig. 82 is a connection diagram showing an embodiment of the power supply circuit according to the present invention, Fig. 3 is a signal waveform diagram showing signals of each part, and Fig. 4 is a connection diagram showing an embodiment of the power supply circuit according to the present invention. FIG. 5 is a connection diagram showing another embodiment of the present invention, FIG. 6 is a signal waveform diagram showing its operating principle, and FIG. 7 is a connection diagram showing still another embodiment of the invention. A connection diagram showing another embodiment, and FIG. 8 are signal waveform diagrams showing its operating principle. 1...Output transformer, 2-゛・Switching transistor% 6...Tribute, lance, 16...Capacitor for intermittent oscillation, throat addition...Intermittent oscillation frequency variable hook circuit...Feedback circuit capacitors and resistors.
Claims (1)
して用いてスイッチング素子な自励発振させることによ
り交流出力を得、この交流出力を整流して所定の電力の
電源直流出力を送出するようになされた電源回路におい
て、上記パルス幅変調回路を側路して上記スイッチング
素子に対する発振帰還信号を得る帰還回路と、上記帰還
回路及び上記スイッチング素子間に介挿された間欠発振
手段とｔ具え、上記帰還回路及び上記間欠発振手段によ
って間欠発振動作することにより上記パルス幅変調回路
による自励発振時の電力より小さい電力の上記直流出力
を得ることを特徴とする電源回路。An AC output is obtained by self-oscillating the DC input using the output pulse of a pulse width modulation circuit as a feedback signal, and this AC output is rectified to send out a power supply DC output of a predetermined power. A power supply circuit comprising: a feedback circuit bypassing the pulse width modulation circuit to obtain an oscillation feedback signal for the switching element; and an intermittent oscillation means interposed between the feedback circuit and the switching element, A power supply circuit characterized in that the DC output has a smaller power than the power during self-oscillation by the pulse width modulation circuit by performing an intermittent oscillation operation using the circuit and the intermittent oscillation means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58125244A JPS6016178A (en) | 1983-07-08 | 1983-07-08 | Power source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58125244A JPS6016178A (en) | 1983-07-08 | 1983-07-08 | Power source circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6016178A true JPS6016178A (en) | 1985-01-26 |
Family
ID=14905340
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58125244A Pending JPS6016178A (en) | 1983-07-08 | 1983-07-08 | Power source circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6016178A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6919943B2 (en) | 2000-12-25 | 2005-07-19 | Seiko Epson Corporation | Substrate for a liquid crystal device, method of manufacturing a substrate for a liquid crystal device, a liquid crystal device, a method of manufacturing a liquid crystal device, and an electronic apparatus |
| US7453243B2 (en) | 2004-11-04 | 2008-11-18 | Funai Electric Co., Ltd. | Switching power supply with multiple output voltages and an intermittent oscillation pulse in standby |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5226567U (en) * | 1975-08-14 | 1977-02-24 | ||
| JPS57178514A (en) * | 1981-04-25 | 1982-11-02 | Tdk Corp | Stabilized power source device |
-
1983
- 1983-07-08 JP JP58125244A patent/JPS6016178A/en active Pending
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| US7453243B2 (en) | 2004-11-04 | 2008-11-18 | Funai Electric Co., Ltd. | Switching power supply with multiple output voltages and an intermittent oscillation pulse in standby |
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