JPS60142411A - 定電圧電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は定電圧電源回路に係り特に出力回路が短絡状態
になった場合の電流制限回路に関し、電流制限回路に定
電流を供給する定電流回路を基準電圧源と分圧回路とに
接続する構成とする事により、制限電流付近でのシャー
プなフォールドパック特性を実現でき、制限電流の最大
及び最小値を自由に設定でき、非安定電源電圧の使用効
率の高い定電圧電源回路を提供する事を目的とする。

第１図は従来の定電圧回路の１例を示す。　１は非安定
電源の入力端子、２．４はアース端子、３は安定化電圧
の出力端子、Ｄは基準電圧源用のツェナーダイオード、
Ｑｌは制御用トランジスタ、抵抗Ｒ，，Ｒ２は分圧抵抗
、Ｒ３，Ｒ，、及びＲｓｃは過大負荷電流の検出用抵抗
、５は出力端子３の分圧電圧とツェナーダイオードＤの
基準電圧Ｖｚ　とを比較する誤差検出回路（比較増ＩＪ
器）、Ｑ２は電流制限用のトランジスタを示す。

安定化された出力は、最大出力電流ＩＮ迄出力電波が増
加していくと、減少していた負荷抵抗が短絡状態の負荷
となり、つまりフォールドバックし、短絡電波Ｉ　ｓｃ
　ｗｉｎへ移行する。　この電流制限特性曲線を第２図
に示す。

第１図中、短絡状態のときには抵抗Ｒ，，Ｒ。

に渡れる電流も増加するので、トランジスタＱ２を介し
てＱ□へ帰還がかかり、出力電流を減少させる様に動作
する。

この様な定電圧回路における電流制限回路は以下の欠点
を冶する。

屯がＣ制限検出用のトランジスタＱ２の願方向特性を使
用しているので、第２図Ａに示す電茨制限特性曲線の折
れ曲げ点（最大短絡電流Ｉ　ｓｃ　ｗａｘ）（＝１近に
おける折返しがシャープでない為（トランジスタＱｌか
１ケと少なくゲインが小さい為）、折れ曲がりに時間を
要し、制御用トランジスタの破壊を招く恐れかあった。

　又、燗四温度の変動に応じて折れ曲げ点の最大短絡電
流Ｉ　ｓｃ　ｍｉｎも変動する。　又、Ｑ２をオン状態
にする為には０．７丁以上を必要とする為、抵抗Ｒｓｃ
に比較的太なる抵抗を必要とし、その抵抗の電圧ドロッ
プの為。

非安定化入カフ程圧’Ｖ　ｉ　を効率よく出力電圧Ｖｏ
とする事ができない。　更に短絡時の電流Ｉ　ｓｃ　ｗ
ｉｎを精度良く設定する事が困難であり、又、出力電圧
Ｖｏｕｔの可変型ではその都度調整する必要がある等の
数々の問題点を有している。

本発明はかかる従来の問題点に鑑み成されたもので以下
図面と共に本発明の実施例について説明する。

第３図は本発明の第１実施例になる定゛屯圧電源回路を
示す。　尚、第１図と回一部分には回−符合を伺し、そ
の説明は省略する。　誤差増巾器５の出力には抵抗Ｒ６
及び駆動ｌ・ランシスタＱ３か４２γ６；されている。

　入力端子ｌには抵抗Ｒｓｃ及びＲｏか接続され、それ
らの他端は反転及び非反転入力端子を有する比較器６の
入力端へ夫々接続される。　分圧抵抗Ｒ，，Ｒ２の分圧
点にはオペレーショナルアンプ（演算増巾器）７の非反
転入力か接続される。　このオペレーショナルアンプ７
、トランジスタＱ４及び抵抗Ｒ６で定電流源が形成され
る。　ツェーナーダイオードＤのカソードにはオペレー
ショナルアンプ８の非反転入力端が接続され、このオペ
レーショナルアンプ、トランジスタＱｓ及び抵抗Ｒ７に
より定電疏回路が形成される。　これらトランジスタＱ
、、Ｑ、のコレクタは相＃一に接続され、その接続点は
比較器６の非反転入力に接続される。　この比較器６の
出力はトランジスタＱ６を介して駆動トランジスタＱ、
のベースへ接続される。

出力電圧Ｖｏｕｔは、 Ｖ　ｏｕｔ　＝　Ｖ　ｚ（１＋　？）　−、、、、、−
−・（１）で表わされる。　抵抗Ｒｓｃを波れる電波及
び出力電流（負荷゛電流）をＥ　ｓｃ及びＩ　ｔとすれ
ば、（Ｑｌ　のｈＦＥ、≧１とする） Ｉ　ｓｃ　＝ｉ　１．　＋＋＋　＋＋＋　＋＋＋　（：
１の関係がある。　抵抗ＲＯを流れる電流を１０とすれ
ばｉｏは、 １ｏ＝ｉ４＋ｉ５　・・・・・・・・・（３）となる。

　但し、Ｉ６．及び”■、はトランジスタＱ６．及びＱ
、のコレクタ電流で、これらの電流は又、次式で表わさ
れる。（比較器６の入カインピタンスは非常に高いので
、それに流れ込む電波は無視÷きる） Ｖｏｕｔ′ Ｒ６・・・・・・・・・（４） 但し、Ｖｏｕｔ′は、 Ｖｏｕｔ’　＝　＊　Ｖｏｕｔ′　−＝・・・・・（５
）Ｒ，＋Ｒ２ で表わされる電圧である。　即ち、出力電圧を抵抗Ｒ，
，Ｒ２で分圧した電圧である。

ｖ２　・・・・・・・・・（６） ７ 抵）１’ＣＲｏの両端に発生する電ｉｆ　Ｖ　ｏは、Ｖ
　ｏ　＝　Ｒｏ　ｅ　ｉ　ｏ　−・（７）Ｖｏｕｔ’ Ｖ　ｏ　＝　Ｒｏ　（−■−−＋　％　）　・”　・＝
　−（８）で表わされる。

電流、制限回路は抵抗Ｒｓｃ、Ｒｏ及び比較器６により
構成されている。　この電波制限回路が動作し始めるの
は、Ｖｓｃ≧■０になったときである。

イリし、このＶｓｃは抵抗Ｒｓｃの両端の電圧を表わす
。　そこで、抵抗Ｒｓｃを瀉れる電流ｉｓｃは、０ １ＳＣ：Ｒ２Ｏ ＝　Ｒｏ−（Ｖ幻工＋ｎ＝）　・・・・・・・・・（９
）Ｒｓｃ　Ｒ、Ｒ。

で表わされ、これより電流制限回路の動作開始最大型温
ｌＥｍａＸは、 ｉ　ｓ　ｃ　ｌａａ　Ｘ　＝　ＦＬＬ（”’工＋””　
）　・−−−−−−−−（＋ｏｌＲｓｃ　Ｒ６Ｒ７ となり、出力端子３．４か短絡状態時で、電流制限回路
が動作ＬＴいるときの電流ｉ　ｓｃ　ｆｆ１ｉｎは、Ｒ
ｏ　Ｖｚ　・・・・・・・・・（・１）ｉ　ｓｃ　ｍｌ
ｎ＝　「−＊　１丁 となる。　Ｖｓｃ＞Ｖｏになると比較器６の出力はハイ
レベルとなりＱ６に電流が茨れ始めてＱｌの′電流を制
限する様に働イ。　■−記（１Ｇ）及び（１１）式に示
す様に電流ｉ　ｓｃ　ｍａｗ及びｉ　ｓｃ　ｍｉｎは別
々に高精度に、没定可能である。

ト記木発明の１実施例における゛屯論制限特性曲線を第
２図Ｂに示す。　この図から明らかな様に電流制限回路
の動作開始最大電流ｉ　ｓｃ　ｗａｘにおける特性曲線
の折れ曲がりがシャープである（ゲインの高いオペレー
ショナルアンプ６で増ｆｉｌ　ｌ、ている為）。　よっ
て、制御用トランジスタの破壊（焼損）の恐れがない。

又、この本発明の第１実施例によれば、電流制限回路の
オペレーショナルアンプ（比較器）を使用しており、即
ち、比較器６の２入力端の電位差は極めて小さく（数ｍ
Ｖ以下）、その為、抵抗Ｒｓｃでの電圧降下を小さくす
る東ができ、入力電圧Ｖ　ｉ　ｆ）＠圧降下゛を小さく
、Ｖｌに近い電圧Ｖｏｕｔが得られる。　ｉ　ｓｃ　ｗ
ａｘ及びｉ　ｓｃ　ｍｉｎの設定を別々（ご自由に行い
得、且つ、ｉ　ｓｃ　ｍｉｎをほぼ零付近に設定しても
定常状態（短絡状７ｇを脱した場合）への復帰が容易に
行える。　又、出力電圧が可変であってもｉ　ｓｃ　ｍ
ａｘ及びｉ　ｓｃ　ｍｉｎは一定である。　等の数々の
特長を有するものである。

次に第４図に示す本発明の第２の実施例について説明す
る。　尚、第３図と同・部分には同一符合を付しその説
明は省略する。

第３図との相違点は、抵抗ＲｓｃがトランジスタＱ１の
ベースとＱ３のコレクタ間に接続され、比較器６の反転
入力端がＱ３のコレクタと抵抗Ｒｓｃの接続点に、ヌ、
非反転入力端がＱ、のベースと抵抗Ｒｓｃとの接続点に
夫々接続されている。　トランジスタＱ、のエミッタと
ベース間に抵抗Ｒ８が接続されている。　電流制限に関
する動作は第３図に示す回路の動作と基本的には同じで
ある。

又、各部の電流及び電圧の算出式は７２）式（ｉ　ｓｃ
’ｑ　Ｉ　＋−）において相違するのみで、他は同一式
となる。　第４図における（２）式に対応する式は１、
−Ｉｔ ＩＳＯ−−］了Ｔ１−　・・・・・・・・・（１２）と
なる。　（ｈＦＥ、はＱｌの電流増巾率）負荷が小さく
なって負荷電流Ｉ　＋−が小となるとトランジスタＱ１
のベース電流は抵抗ＲＯを流れＩ　＋。

る電流工。の為１．８　＞’　ｈ　ＦＥ　、の関係とな
り（ｉｎはＱｌのベース電流）、Ｑ３を制御できない為
。

軽負荷時にｉｏを波す為の抵抗Ｒ１がＱｌのエミツタ、
ベース間に接続されている。

この本発明にな第２実施例も第３図の第１実施例と同様
の効果を有する。

第５図は本発明の第３の実施例を示す。　第３図と同一
部分には同一符合を付し、その説明は省略する。　第３
図との相違点は、分圧抵抗Ｒ，、Ｒ２の接続点に接続さ
れたＰＮＰ型のトランジスタＱ７のエミッタに抵抗Ｒ８
を介して定電流源９か接続されている。　この定電流源
９と抵抗Ｒ６との接続点にトランジスタＱ、が接続され
、そのエミッタに接続された抵抗Ｒ９とで定電流回路が
形成され、このトランジスタＱ８のコレクタには抵抗Ｒ
Ｏを論れる電流ｉ　０が供給される。

′電流制限回路の動作開始最大電流ｉ　ｓｃ　ｗａｘは
、ｉ　ｓｃ　ｍｑスス一旦」し　・　ｙニス□エニーｑ
旦ａ　ＲＪ−・・・　・・・・・・（１３）Ｒｓｃ　Ｒ
９ となる。　但し！′＠Ｉｃｅは定ｉ［流源９からの′「
電流である。　又、負荷短絡状態における電流ｊ　ｓｃ
　ｗｉｎは、 ｉ　ｓｃ　ｍ１ｎ＝旦ａ−Ｉ　ｃｃ＊　Ｒ、、、、、、
、、値１４１Ｒｓｃ　Ｒ。

となる。

この本発明になる第°３の実施例においても第３図の本
発明になる第１の実施例と同様の効果を有するみ 次に、第６図に本発明の第４の実施例を示す。

第１〜第５図迄の各図と同一部分には同一符合をイ」シ
、その説明を省略する。

制御用トランジスタＱ９はカレントミラーのものが使用
され、その分波コレクタは比較器６の非反転入力端に接
続され、それは更に抵抗Ｒｓｃを介してアースされてい
る。　比較器６の反転入力は抵抗ＲＯを介してアースさ
れている。　電流制限回路（比較器６．抵抗Ｒｏ　、　
Ｒｓｃ）　ｉｒ定電流を供給スる回路はオペレーショナ
ルアンプ１０と抵抗Ｒ，とでホルテージホロワーが形成
され、そのオペレーショナルアンプの非反転入力は分圧
回路Ｒ，，Ｒ２の接続中点に接続され、その出力端はＲ
，を介して比較器６の反転入力端に接続されている。　
更に、この非反転入力にツェナータイオードＤのカソー
ドが抵抗Ｒつを介して接続されている。

分流コレクタに流れる電流１　ｓｃは、Ｉ　ｓ　ｃ　＝
　ＫＩ　Ｌ　・・・・・・・・・（＋５）となる。　但
し、ＫはＩｓｃとＩｌ−の分波比を表わす。

電流制限回路の動作μ（始最大電流ｉ　ｓｃ　ｗａｘは
、ｒ　ｓｃ　ｍａｘ＝−Ｌ−Ｌ（ｉ　ｕｏ　＋　ｉ　ｎ
　’）　−１１６）Ｒｓｃ となり、短絡状態時での電流ｉ　ｓｃ　ｆｆ１ｉｎは、
Ｒ，。

ｉＳＣｍ１ｎ＝　Ｒｓｃ　Ｉｌ　ｉｌｏ　・・−−−−
−・−（１７１で表わされる。

この第４実施例は前記第１〜第３実施例と同様の効果を
有している。

抵抗Ｒｓｃはこれに流れる電流ｉｓｃが負荷′電流ＩＬ
の１／にと小さいのでその分Ｒ，ｓ’ｃの抵抗値を大き
くでき、Ｒｓｃのバラツキを小さくする事ができる。　
尚、本発明の第１〜第４実施例の各々の基準電圧源にバ
ンドキャップ型のものを使えば温度特性を改善できる。

ト述した未発明になる定′屯圧電源回路は電流制限回路
（比較器６、抵抗Ｒｓｃ、Ｒｏ）に定＠茨を流す為の定
電流回路を分圧回路及び基準電圧源に接続し、更に電流
制限回路の比較器にオペレーショナルアンプを使用する
構成としている為、ロス電圧が小さく入力端子をあまり
降下させずに有効に出力電圧とする事ができ、拝つ、最
大制限電流付近での折れ曲がりがシャープにできる。

ｉ　ｓｃ　ｍａｗ及びｉ　ｓｃ　ｗｉｎの設定が個別に
自由にでき、月一つ、１５ｃｍ１ｎをほぼ零付近に設定
しても定帛状態への復帰が容易である６　又、出力電圧
を０ｒ変しても電Ｊｌｆ、　ｉｓｃ　ｗａｘ及びｉ　ｓ
ｃ　ｗｉｎは変らず一定である等の効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の定電圧゛電源回路、第２図のＡ及びＢは
、従来及び本発明の電流制限特性１ｍ夫々示す。　第３
図は本発明の第１の実施例、第４図は本発明の第２の実
施例、第５図は本発明の第３の実施例、及び第６図は本
発明の第４の実施例を大々示す。 Ｑ□・・・制御用トランジスタ、Ｑ、・・・駆動用トラ
ンジスタ、１．２・・・非安定電源入力端子、３．４・
・・安定化電圧出力端子、６・・・比較器、５，７．８
・・・オペレーショナルアンプ、Ｒｓｃ、　Ｒｏ　−Ｍ
、　抗、Ｄ・・・ノ、（半型１Ｅ椋、Ｒ□　＋　Ｒ２・
・・分圧抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 制御用素子と、この制御用素子の出力に接続さ−れた分
   圧回路と、この分圧回路の電圧と基準電源とを比較する
   誤差検出回路と、この誤差検出回路の出力により該制御
   用素子を制御する定電圧回路において、該制御用素子に
   接続された電流制限回路と、該分圧回路及び該基準電圧
   源に接続され該電流制限回路に定″ｒＬ？ｉを供給する
   定電波回路とからなる事を特徴とする定電圧電源回路。