JPS5989081A - Television synchronous receiver - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To ensure good tuning reception without using the inductance tuning by eliminating the disturbance of the base band video signal of the desired channel of the carrier chrominance and carrier sound signals of lower adjacent channels. CONSTITUTION:The input signal supplied from a high frequency input part undergoes a synchronous wave detection through a synchronous wave detectors 10 and 11 of a costus loop and then undergoes a low band filtering through LPF12 and 13 having a frequency range of a base band video signal and a low band range of frequency of a sound IF signal. Thus the greater part of energy is eliminated for the carrier video signals of lower adjacent channels. Furthermore the video signal undergoes a comb- shaped filtering with frame frequency intervals through an LPF39 of the time direction. Thus the greater part of disturbance is eliminated to the desired base band video signal of carrier chrominance and carrier sound signals of lower adjacent channels, and a video output 41 is delivered after D/A conversion 40. Then the sound signal undergoes frequency discrimination 23, and a demodulated signal is delivered 42 with sounds.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機およびＶＴＲビデオチュー
ナーに用いることができるテレビジョン同期受ｔ＝　Ｓ
に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention provides a television synchronization receiver t=S that can be used in television receivers and VTR video tuners.
It is related to.

従来例の（１に成とその問題点 近年、テレビジョン受像機やＶＴＲビデオチューナーに
は、可変容量ダイオードを同調素子に用いたいわゆる電
子チューナーが広く使われている。Conventional Example (1) and its Problems In recent years, so-called electronic tuners using variable capacitance diodes as tuning elements have been widely used in television receivers and VTR video tuners.

電子チューナーは、無接点であるので接点不良の問題が
ないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等多機能に
便利なことなどの利点を有している。Electronic tuners have advantages such as being non-contact, so there is no problem of contact failure, and being electronically controllable, making them convenient for multiple functions such as remote control.

しかし可変容量ダイオードの特性にバラツキがあること
、同調にインダクタンスを必要とすることのために、そ
の製造の無調整化、自動化に困難を伴う。However, due to variations in the characteristics of variable capacitance diodes and the need for inductance for tuning, it is difficult to make adjustments and automate their manufacturing.

そこで可変容量ダイオードとインダクタによる同調回路
を用いることなく、そして集積化しやすい受信機を構成
するだめに、同期受信方式を用いることが考えられる。Therefore, in order to configure a receiver that is easy to integrate without using a tuning circuit using a variable capacitance diode and an inductor, it is possible to use a synchronous reception method.

同期受信方式には種々あるか、微弱なテレビジロン信号
に同期搬送波を位Ａ゛目同期させるには同期搬送波再生
方式が適している。There are various synchronous reception methods, but the synchronous carrier regeneration method is suitable for synchronizing the synchronous carrier wave with the weak televised signal at the A'th position.

この方式はコスタスル−プ（Ｃｏ５ｔａｓ　１ｏｏｐ）
方式として知られている。This method is called Costas Loop (Co5tas 1loop).
known as the method.

第１図は従来のコスタスル−プによる同期搬送波再生方
式間）ｇ３受信機の構成を示す要部ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a main part showing the configuration of a conventional G3 receiver using a synchronous carrier regeneration method using a Costas loop.

１は変調搬送波入力の同相成分を同期検波する第１の同
期検波器、２は直交成分を同期検波する第２の同期検波
器、３および４はこれら２つの同期検波器１，２の各々
の出力を低域濾波する低域濾波器、５はこれら２つの低
域濾波器３および４の出力を電圧乗算することにより変
調搬送波に夕゛・１する同１ｇｌ搬送波の位相を検出す
る位相検出器、６はこの位相検出ＨＨの出力を低域濾波
する低域濾波器、了はこの低域濾波器６の出力で制御さ
れる電圧制御発振器、８ばこの電圧制御発振器７の出力
を９０°　　後打１する９０’　移相器である。1 is a first synchronous detector that synchronously detects the in-phase component of a modulated carrier input; 2 is a second synchronous detector that synchronously detects a quadrature component; 3 and 4 are each of these two synchronous detectors 1 and 2; A low-pass filter filters the output, and 5 is a phase detector that detects the phase of the same 1gl carrier wave that is equal to the modulated carrier wave by multiplying the outputs of these two low-pass filters 3 and 4 by voltage. , 6 is a low-pass filter that low-pass filters the output of this phase detection HH, and 8 is a voltage-controlled oscillator controlled by the output of this low-pass filter 6. It is a 90' phase shifter with one stroke.

このコヌタスル−１方式同期受信機では、第１および第
２の同期検波器１，２から得た同＋目および［１ｙ交成
分の信号を位旧］検出器５に加え、この位イ：１１検出
器Ｓから、受信機入力すなわち変調搬送波とｌＦ！圧制
御発振器７の出力すなわち同期搬送波との位相誤差に比
例しだ電圧を得、この電圧を電圧制御発振器７に帰還す
ることによって、上記位を目誤差が○になるように制御
される。In this conuta-through-1 type synchronous receiver, in addition to the detector 5 which repositions the signals of the same + and 1y cross components obtained from the first and second synchronous detectors 1 and 2, this From the detector S, the receiver input ie the modulated carrier and IF! By obtaining a voltage proportional to the output of the voltage controlled oscillator 7, that is, the phase error with the synchronous carrier wave, and feeding this voltage back to the voltage controlled oscillator 7, the above-mentioned error is controlled to be zero.

第１図に示す従来例をそのままテレビジョン受信機に応
用すると、受信希望チャンネルのベースパン１−映像信
号を同期検波によって得、また音声中間周波信号を得る
ことができるが、同時に下側１査接チヤンネルの搬送色
信号および搬送音声信号を発生する。この下側隣接チャ
ンネルの搬送色信号および搬送音声信号は同期検波され
たベースバンド映像信号に妨害信号として混入する。If the conventional example shown in Fig. 1 is applied directly to a television receiver, the basepan 1-video signal of the desired channel to be received can be obtained by synchronous detection, and the audio intermediate frequency signal can also be obtained. generates a carrier color signal and a carrier audio signal for the contact channel. The carrier color signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel are mixed into the synchronously detected baseband video signal as an interference signal.

その刀策として、高周波入力部に可変容量ダイオードと
インダクタによる同調回路を設けて下側１隣接チヤンネ
ルを除去することも考えられるが、これではこれらの素
子を用いないで受信機を（１４成しようとする当初の目
的からはずれてしまう。As a countermeasure, it may be possible to remove the lower one adjacent channel by installing a tuning circuit using a variable capacitance diode and an inductor in the high frequency input section, but this would make it difficult to construct a receiver (14) without using these elements. This deviates from the original purpose.

発明の目的 本発明の目的は、下側隣接チャンネルの搬送色信号およ
び搬送音声信号の、受信希望チャンネルのベースバンド
映像信号への妨害を除去することができるテレビ同期受
信機を提供することにある。OBJECTS OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a television synchronization receiver that can eliminate interference of the carrier color signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel with the baseband video signal of the desired channel. .

発明の構成 本発明のテレビジボン同期受信機は、電圧制御発振器と
、この電圧制御発振器の出力の位相を９０’移相させる
９０°移Ａ：１１器と、上記電圧制御発振器の出力と上
記９０°移相器の出力とをそれぞれ同期搬送波としこの
それぞれの同期搬送波で映像搬送波信号の同相および直
交成分を同期検波する第１および第２の同期検波器と、
この第１および第２の同期検波器の出力を映像信号ベー
スバントおよび音声中間周波信号の周波数範囲で低域薊
波する第１お」：び第２の低域濾波器と、この第１と第
２の低域濾波器の出ノＪの位杜差を検出する位旧１（灸
出器と、この位Ａ゛［１検出器の出力を上記電圧、ｌｒ
ｌ蹄１ｊ発振器へ帰還する手段と、」二記第１の低域婚
波ＨＨの出力を増幅する信号増幅器と、この信号増幅器
の出力の中のベースバンド映像信号をアナワク。ディジ
タル変換するＡ／Ｄ変換器と、同じ信号増幅器の出力か
らプレビジョン同期信号寸だはカラーハース１−信号を
分離し、そのいずれかの信号によってクロック信号を制
御して発生ずるクロック発生器と、」二記Ａ／Ｄ変換器
から出力される信−リを人力とし上記クロック発生器か
ら出力されるクロック信号をクロックとして動作する時
間方向低域濾波器と、この時間方向低域濾波器の出力を
ディジクル、アナログ変換するＤ／Ａ変換器とからなる
ように（７？ｃ成したものであり、上記第１の低域濾波
器によって下側隣接チャンネルの映像信−υのエネルギ
ーの主たる部分を除去するとともに、」二記時間方向低
域濾波器によって下側隣接チャンネルの搬送色信号およ
び音声中間周波信号のベースバンド映像信号への妨害を
低減するものである。Composition of the Invention The television dibon synchronous receiver of the present invention includes a voltage controlled oscillator, a 90° shifter for shifting the phase of the output of the voltage controlled oscillator by 90', and a 90° shifter for shifting the phase of the output of the voltage controlled oscillator by 90'. first and second synchronous detectors each using the output of the phase shifter as a synchronous carrier wave and synchronously detecting the in-phase and quadrature components of the video carrier signal using the respective synchronous carrier waves;
A first and second low-pass filter that filters the outputs of the first and second synchronous detectors into a low frequency range in the frequency range of the video signal baseband and the audio intermediate frequency signal; The output of the detector 1 (moxibustion device) to detect the difference in the level of the output J of the second low-pass filter, and the output of the detector A
means for feeding back to the oscillator; a signal amplifier for amplifying the output of the first low frequency harmonic wave HH; An A/D converter that performs digital conversion, and a clock generator that separates a preview synchronization signal or a color hearth signal from the output of the same signal amplifier, and generates a clock signal by controlling one of these signals. , 2. A time-direction low-pass filter that operates manually using the signal output from the A/D converter and using the clock signal output from the clock generator as a clock; It consists of a D/A converter (7?C) that converts the output from digital to analog, and the main part of the energy of the video signal -υ of the lower adjacent channel is In addition, the two temporal low-pass filters reduce the interference of the carrier color signal and audio intermediate frequency signal of the lower adjacent channel with the baseband video signal.

実施例の舒１明 以下本発明の一実施例について、図面を参照しなから説
明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第２図は本発明の一実施例におけるテレビジョン同期受
信機の要部ブロック図を示すものである。FIG. 2 shows a block diagram of essential parts of a television synchronous receiver according to an embodiment of the present invention.

第２図において、９は高周波入力部、１ｏは第１０同Ｊ
９Ｊ検ｌＮ、器、１１は第２の同期検波器、１２および
１３は第１および第２の低域濾波器、１４およ０・１５
は信号増幅器、１６および１７は第３およＯ−第４の低
域濾ｌ！ｊ、器、１８は位Ａ目検出器、１９はコヌタス
ル−プの低域濾波器、２０は電圧制御発振器、２１は９
０°移札器であり、これらによりコメタヌループを（１
４成する。２２は音声中間周波増幅器、２３は周波数弁
別器、２４は電圧減算器、２５は低域濾波器で、これら
により周波数引込み回路を構成し、その出力は電圧加算
器２６で上記コヌタスル−プの低域濾波器１９の出力に
加算される。２アは電圧記憶装置、２８は電圧選択器、
２９は制預（１人力装置で、これらは選局電圧発／１．
＋ｉ！］路をｉ’１ｌ１１成する。電［（選択器２８の
出力電圧はまた電圧加Ｊｔ器２６で上記コメタヌループ
の低域濾波器１９の出力と加算される。３０は上記信号
増幅器１４の出力をアナログ、ディジタル変換するＡ／
Ｄ変換器、３１は同じく上記信号増幅器１４の出力から
テレビジョン同Ｊ４Ｊ］信号”またはカラーバーヌト信
号を分子Ａ１１シ、そのいずれかの信号によってクロッ
ク信号を制御して発生するクロック発／１器である。３
２は上記Ａ／Ｄ変換器３０の出力にＩ−Ｋを乗じた信号
と下記のフレームメモリー３３の出ツノにＫを乗じた信
号を加算する演算器、３３はこの演算器の出力をフレー
ム毎に記憶するフレームメモリー、３４はこのフレーム
メモリーに記憶されたカラーテレビジョン信号の色信号
を−ｙ　ｖ　−ム毎Ｖ−位相Ｊｘ転させるクロマインバ
ータ−５３５はこのクロマインバータ−の出力と上記Ａ
／Ｄ変換器３０の出力との差からフレーム間における画
像の動きを検出する動き検出器、３６はこの動き検出器
の出力によって」二記係数Ｋを決定する係数発生器、３
７は上記クロック発生器３１からのクロック信号によっ
て」二記フレームメモリーの７トレヌを決定するアドレ
ス発生器、３８はこのアドレス発生器で決定されたアド
レスに従ってフレームメモリーを書込み、消去するメモ
リー制御器であり、これらは動き適応形の時間方向低域
濾波器を（ｔｌｔ成する。３９は映像信号濾波器、４０
はこの映像信号濾波器の出力をディジタル、アナログ変
換するＤ／Ａ変換器、４１は映像出力回路、４２は音声
出力回路である。In Fig. 2, 9 is the high frequency input section, 1o is the 10th
9J detector, 11 is the second synchronous detector, 12 and 13 are the first and second low pass filters, 14 and 0.15
is a signal amplifier, 16 and 17 are third and O-fourth low-pass filters l! 18 is the A-th detector, 19 is a conuta loop low-pass filter, 20 is a voltage controlled oscillator, 21 is 9
0° transfer device, and these make the cometanulop (1
4. 22 is an audio intermediate frequency amplifier, 23 is a frequency discriminator, 24 is a voltage subtractor, and 25 is a low-pass filter, which constitute a frequency pull-in circuit. It is added to the output of the filter 19. 2A is a voltage storage device, 28 is a voltage selector,
29 is a one-man powered device, these are channel selection voltage generators/1.
+i! ] path i'1l11 is formed. The output voltage of the selector 28 is also added to the output of the low-pass filter 19 of the cometanu loop by the voltage adder 26. 30 is an A/D converter for converting the output of the signal amplifier 14 from analog to digital.
Similarly, the D converter 31 is a clock generator/unit that generates a clock signal by controlling the clock signal by controlling the numerator A11 of the television signal or the color burnout signal from the output of the signal amplifier 14. .3
2 is an arithmetic unit that adds a signal obtained by multiplying the output of the A/D converter 30 by I-K and a signal obtained by multiplying the output corner of the frame memory 33 described below by K; 33 is an arithmetic unit that adds the output of this arithmetic unit for each frame. A frame memory 34 stores the color signal of the color television signal stored in this frame memory, and a chroma inverter 535 inverts the color signal of the color television signal stored in this frame memory by V-phase Jx every -y v frame.
a motion detector that detects the motion of the image between frames from the difference between the output of the /D converter 30; and 36 a coefficient generator that determines a coefficient K based on the output of this motion detector;
Reference numeral 7 designates an address generator that determines the 7th train of the frame memory in accordance with the clock signal from the clock generator 31, and 38 a memory controller that writes and erases the frame memory according to the address determined by this address generator. These constitute a motion-adaptive temporal low-pass filter (tlt). 39 is a video signal filter, 40
4 is a D/A converter that converts the output of the video signal filter into digital and analog; 41 is a video output circuit; and 42 is an audio output circuit.

以上のようＫ　（、て（１４成された本実施例のテレビ
ジョン同期受信機について以下その動作を説明する。高
周波入力部９に入力された受信希望チャンネルの映像搬
送波信号をυＶ（ｔ）　、音声搬送波信号をｖＳ（ｔ）
とする。Ｚ／Ｖ（ｔ）は残留側波帯変調されているから
次式のように表せる。The operation of the television synchronous receiver of this embodiment, which is constructed as described above, will be explained below. The audio carrier signal is expressed as vS(t)
shall be. Since Z/V(t) is subjected to residual sideband modulation, it can be expressed as follows.

ｖｖ（ａ　−Ｒｅ　　（ＣＩ（ｔ）−１−ｊ　　Ｑ（ｔ
））ｅｘｐｊ　　（ωｖ　　ｔ＋ψｖ、Ｊ）−Ｉ（ｔ）
ｃｏｓ（ωＶｔ＋９’）Ｖ）　　Ｑ（ｔ）ｓｔｎ（ωｖ
ｔ＋ψｖ）・・・・・・・・・・・（１） ここで、Ｒｅは（）　内の式の実数部である。vv(a −Re (CI(t)−1−j Q(t
))expj (ωv t+ψv, J)−I(t)
cos(ωVt+9')V) Q(t)stn(ωv
t+ψv)・・・・・・・・・・・・(1) Here, Re is the real part of the expression in ().

Ｉ（ｔ）は搬送波に対し同相成分の信号でこの中に映像
信号を含む。Ｑ　（ｔ）は搬送波に列し直交成分の信号
、ωＶは映像搬送波の角周波数、ψＶは映像搬送波の位
相である。I(t) is a signal having an in-phase component with respect to the carrier wave, and includes a video signal. Q (t) is a signal of orthogonal components aligned with the carrier wave, ωV is the angular frequency of the video carrier wave, and ψV is the phase of the video carrier wave.

さらに秋帯域力ウス雑音ｎ　（ｔ）を ｎ　（ｔ）　＝　ｎＯ（ｔ）　ｃｏｓ（（ｖｖｔ＋ψｖ
　）−ｎｓ（ｔ）　ｓｉｎ　（ωｖｔ十ψＶ）・・・・
・・・・・・・・（２） とし、上記ｖｖ（ｔ）とこのｎ（ｔ）が第１と第２の同
期検波器１０および１１のそれぞれの一方の端子に加わ
るものとする。Furthermore, the fall band power noise n (t) is expressed as n (t) = nO(t) cos((vvt+ψv
)−ns(t) sin (ωvt×ψV)・・・・
(2) Assume that the above vv(t) and this n(t) are applied to one terminal of each of the first and second synchronous detectors 10 and 11.

いま電圧制御発振器２０の出力を ′ｖＱ（ｔ）−人。ｃｏｓ（ω。ｔ＋ψ。）・・・・・
・・・（３）とし、これを電圧乗算器から成る第１の同
期検波器１００他方の端子に加えると、その出力７ノｐ
　ｖ　（ｔ）は、 ｖｐｖ（ｔ）　−Ａ□（Ｕｙ（ｔ）＋　ｎ　（ｔ）：）
　　ｃｏｓ　（ω□　ｔ　」−’／’０　）０ −７（Ｉ（ｔ）＋ｎｃ（ｔ））　（ｃｏｓ＠ｖ＋ω。）
ｔ＋ψ７＋ψ。〕＋ｃｏｓ〔（ωＶ−ω。）ｔ＋ψｖ−
ψ。〕　）Ｏ −丁（Ｑ（ｔ）＋ｎ５（ｔ）　）（ｓｔｎ（（ωｖ＋ω
ｏ　）ｔ　＋９）Ｖ　＋ｃｐ。〕−ｔ−ｓ＋ｎ（（ωＶ
−ωｏ）ｔ＋ψＶ−ψｏ）　）・・・・・・（４）電圧
制御発振器出力が、映像搬送波に同期すると、ωＯ−ω
Ｖであるから、 ｖｐｖ（ｔ） Ｏ ＝　７ＣＩ（ｔ）＋ｎｃ（ｔ））（ｃｏｓ（２ωｖｔ＋
９＋ｖ＋ψｏ）＋ｃｏｓ（’／”　　９’０））人０ 、　　（Ｑ（ｔ））ｎｓ（ｔ））（ｓｉｎ（２ωｖｔ＋
ψＶ＋ψ。）＋５ｉｎ（ψＶ−ψ。））・・・・・・・
・・・・・　（５） 低域倣波器１２で２ωＶ信号を除去すると、０ ｖｐｖ（ｔ）−７ＣＩ（ｔ）＋ｎ。（ｔ）〕　弼ψＯ （Ｑ　（ｔ）＋　ｎ　５（ｔ）　）　ｓｉｎψ　・・・
・・・・・・−（６）ここで、ψはψＶ−ψ。で、映像
搬送波と電圧制御発振器出力との位相差である。もしψ
−０ならば、Ｏ ｖｒ、ｖ（ｔ）−１，〔工（ｔ）＋ｎｏ（ｔ）〕　　　
　　・・・・・・・・・・・・　　（了）となる。すな
わち映像搬送波に刺し同＋１１成分の信号と雑音が検波
出力として得られる。しかし直交成分は検波されない。Now, the output of the voltage controlled oscillator 20 is expressed as 'vQ(t)-person. cos(ω.t+ψ.)・・・・・・
...(3), and when this is applied to the other terminal of the first synchronous detector 100 consisting of a voltage multiplier, the output is 7 nops.
v(t) is vpv(t) −A□(Uy(t)+n(t):)
cos (ω□ t ”-'/'0)0-7(I(t)+nc(t)) (cos@v+ω.)
t+ψ7+ψ. ]+cos[(ωV-ω.)t+ψv-
ψ. ] ) O − ding(Q(t)+n5(t) )(stn((ωv+ω
o ) t + 9) V + cp. ]-t-s+n((ωV
-ωo)t+ψV-ψo))... (4) When the voltage controlled oscillator output is synchronized with the video carrier wave, ωO-ω
Since V, vpv(t) O = 7CI(t)+nc(t))(cos(2ωvt+
9+v+ψo)+cos('/"9'0)) person0, (Q(t))ns(t))(sin(2ωvt+
ψV+ψ. )+5in(ψV−ψ.))・・・・・・・
... (5) When the 2ωV signal is removed by the low-frequency imitator 12, 0 vpv(t)-7CI(t)+n. (t)] 弼ψO (Q (t)+ n 5(t)) sinψ...
......-(6) Here, ψ is ψV-ψ. is the phase difference between the video carrier wave and the voltage controlled oscillator output. If ψ
If -0, O vr, v(t)-1, [k(t)+no(t)]
・・・・・・・・・・・・ (Complete). In other words, a signal of +11 components added to the video carrier wave and noise are obtained as a detection output. However, orthogonal components are not detected.

この検波出力は映像検波出力として、低域濾波器１２を
経て信号増幅器１４で増幅されＤ／Ａ変換器４０を経て
後述する時間方向低域薊波器に出力される。低域濾波器
１２の濾波特性は第３図に示されている。映像信号はこ
の図に示すようにベースバンドで濾波される。This detection output is output as a video detection output through a low-pass filter 12, amplified by a signal amplifier 14, and outputted through a D/A converter 40 to a time-direction low-pass filter to be described later. The filtering characteristics of the low-pass filter 12 are shown in FIG. The video signal is filtered at baseband as shown in this figure.

従来のスーパーヘテロダイン受信方式でテレヒション信
号を受信したときは、その中間周波増幅器のナイキヌト
濾波特性のために、綜合的なベースバンド周波数特性は
平坦であるとみなせるが、本発明のような同期受信方式
では、第４図（ａ）のようになっているとみなさなけれ
はならない。すなわち低域部の電圧利得は高域部の利得
の２倍となっている。そこで第２図の実施例では映像信
号増幅器３ｏの周波数特性を第４図（ｂ）のようにして
これを補正している。When a television signal is received using the conventional superheterodyne reception method, the overall baseband frequency characteristic can be considered to be flat due to the Nyknut filtering characteristics of the intermediate frequency amplifier. Then, we must assume that the situation is as shown in Figure 4(a). That is, the voltage gain in the low frequency range is twice the gain in the high frequency range. Therefore, in the embodiment shown in FIG. 2, the frequency characteristics of the video signal amplifier 3o are corrected as shown in FIG. 4(b).

テレビジョン放送の音声搬送波信号ｖｓ（ｔ）は周波数
変ｍｒ８されているから、 ７２ｓ　（ｔ）−人ｓ冗〔（ω、　十５（ｔ））　ｔ＋
　ψ８〕　・・・・・・・（８）で表せる。Since the audio carrier wave signal vs(t) of television broadcasting is frequency-varied mr8, 72s (t) - 15(t)) t+
ψ8〕 can be expressed as (8).

ここで、Ａｓは音声搬送波信号の振幅、ω８は音声搬送
波信号の角周波数、　５（ｔ）は音声信号、ψ５は音声
搬送波信号の位相である。Here, As is the amplitude of the audio carrier signal, ω8 is the angular frequency of the audio carrier signal, 5(t) is the audio signal, and ψ5 is the phase of the audio carrier signal.

このｖｓ（ｔ）と式３のｌ）ｏ　（ｔ）を同期検波器１
０に加えると、その出力は、 ｖｐ　ｓ　（ｔ）　−Ａ　５ｃｏｓ（（ω８＋５（ｔ）
）　ｔ＋ψ、）Ａ（、ｃｏｓ（ω。ｔ＋ψ。）・・・・
・・・・・・・・　（９） 低域濾波器１２でω８＋ω。の周波数成分を除去すると
、 ・・・・・・・・・・・（１ｏ） ωＩＦ”＝”Ｓ−ω。、ω。＝ω７　とすると、式（１
０）のＺ７ｐｓ（ｔ）は式（８）で示される音声搬送波
信号を、角周波数がω０．の音声中間周波信号に変換し
たものにほかなら安い。This vs(t) and l)o(t) of Equation 3 are converted to
0, its output is vp s (t) −A 5cos((ω8+5(t)
) t+ψ,) A(, cos(ω.t+ψ.)...
・・・・・・・・・ (9) ω8+ω at low-pass filter 12. When the frequency component of is removed, ・・・・・・・・・・・・(1o) ωIF”=”S−ω. , ω. = ω7, then the formula (1
Z7ps(t) of 0) is the audio carrier signal shown by equation (8) with an angular frequency of ω0. It is cheap if it is anything other than the one converted to an audio intermediate frequency signal.

低域ン）・と波に１２の綾波特性は、第３図のように音
声中間周波信号の周波斂ω工、をカバーするようになっ
ている。箔声中間周波信七・はこの低域濾波器１２を経
て、信号増幅器１４およＯ・音声中間周波増幅３ｉ：２
２で増幅される。その出力は周波数ブ「別器２３で復調
され、音声信号５（ｔ）が得られる。As shown in FIG. 3, the 12 twill wave characteristics cover the frequency contrast of the audio intermediate frequency signal. The voice intermediate frequency signal 7 passes through this low-pass filter 12, and is then connected to the signal amplifier 14 and the voice intermediate frequency amplification 3i:2.
It is amplified by 2. The output is demodulated by a frequency converter 23 to obtain an audio signal 5(t).

５（ｔ）は音声出力回路４２に供給される。5(t) is supplied to the audio output circuit 42.

搬送テレビジョン信号は第５図ａ　ｆｃ示すような周波
数関係にある信号から成り立っている。右側に受信希望
チャンネル、左側に下側隣接チャンネルを示ず。受１：
”？　Ｓ望チャンネルのテレビジョン（Ｕ、刃は同期検
肢′器１０で同期検波され、第５図すに示すようなベー
スハンＩ・映像信七、搬送色信号。The carrier television signal is made up of signals having a frequency relationship as shown in FIG. 5a-fc. The desired channel to receive is shown on the right, and the lower adjacent channel is shown on the left. Receiver 1:
"? The television on the S desired channel (U) is synchronously detected by the synchronous limb detector 10, and the base han I video signal 7 and carrier color signal as shown in Figure 5.

）送波音戸Ｉ償七に変換され、下側１腓接チヤンネルの
テレビジョン信号は同じく同期検波器１ｏて、第５図Ｃ
に示すような隣接搬送映像信号、隣接搬送色ｆ′ｆｉ号
、隣接搬送音声信号に変換される。) The television signal of the lower 1st channel is converted into the transmitted wave Ondo I compensation 7, and the television signal of the lower 1st channel is also sent to the synchronous detector 1o, as shown in Fig. 5C.
The signal is converted into an adjacent carrier video signal, an adjacent carrier color f'fi number, and an adjacent carrier audio signal as shown in FIG.

第６図Ｃの斜線で示した部分は、同期検波器℃の出力か
低域緒波器１２を通過するときに除去される。この部分
に隣接搬送映像信号の大部分が含捷れる。しかし、第５
図Ｃの斜線の部分以外の信号は第５図すのベースバンド
映像信号に混入する。The shaded portion in FIG. Most of the adjacent carrier video signal is included in this portion. However, the fifth
Signals other than the shaded portion in Figure C are mixed into the baseband video signal in Figure 5.

ベースバント映像信号・に混入したこの隣接搬送映像信
号と隣接搬送音声信号は除去する動作について次に説明
する。The operation for removing the adjacent carrier video signal and adjacent carrier audio signal mixed into the base band video signal will be described next.

９０’移（・口器の出力ｖ０（ｔ）１ｒｉ電圧制御発振
器２ｏの出力と９０°の位相差を持つから、 ｖｏ（ｔ）　＝　Ａ□　ｓｉｎ　（ωｏｔ＋ψｏ）　　
　・＝＝＝−（１２）これを式（１）のυＶ　（ｔ）と
ともに電圧乗算器から成る第２の同期検波器１１に加え
、その出力７ノ、。（１）を低域濾波器１３を通過させ
ると、式（６）を求めたときを同様にして、 ｖＩ’　Ｑ（ｔ）　−一（Ｉ　（ｔ）　＋ｎｃ（ｔ）　
）　ｃｏｓψ−−７（Ｑ（ｔ）＋ｎ５（ｔ）　）　ｓｉ
ｎ　ψ・−−＝　（１３）ただし７、ω０−ωＶとする
。このｖｐ、（ｔ）は信号増幅器１５で増幅され、位イ
：］］検出器１８に加えられる。90' shift (・Output of mouthparts v0(t) 1ri Since it has a phase difference of 90° with the output of voltage controlled oscillator 2o, vo(t) = A□ sin (ωot+ψo)
・===−(12) Add this together with υV (t) of equation (1) to the second synchronous detector 11 consisting of a voltage multiplier, and its output 7. When (1) is passed through the low-pass filter 13, vI' Q(t) −1(I (t) + nc(t)
) cosψ−−7(Q(t)+n5(t)) si
n ψ・−= (13) However, 7, ω0−ωV. This vp,(t) is amplified by a signal amplifier 15 and applied to a detector 18.

電圧乗算器から成る位イ゛目検出器１８ではｖｐｖ（ｔ
）とｖｐ、（ｔ）が電圧乗算され、その結果、制御電圧
υ。（ｔ）が発生する。In the digit detector 18 consisting of a voltage multiplier, vpv(t
) and vp, (t) are voltage multiplied, resulting in a control voltage υ. (t) occurs.

ｖｃ（ｔ） 一υＶ（ｔ）・ｖｐ　Ｑ　（ｔ） Ａ’。vc(t) 1υV(t)・vp　Q(t) A'.

＝　−−、−（１連（ｔ）＋ｎｏ（ｔ））２−（ｌｌＪ
ｔ）＋ｎ８（ｔ）ｌ：］２）ｓｉｎθ−Ａ２゜ 一；　（Ｉ（ｔ）　＋ｎｏ（ｔ）　Ｘ　Ｑ（ｔ）　十ｎ
８（ｔ））　ｃｏｓ　＝−＝−・・−（１４）ここでθ
−２９である。ただし第１と第２の信写増幅器の増幅度
はここでは１とする。= −−, −(1 series (t) + no (t)) 2−(llJ
t)+n8(t)l:]2) sinθ-A2゜1; (I(t) +no(t) X Q(t) 10n
8(t)) cos =-=-...-(14) where θ
-29. However, the amplification degrees of the first and second copying amplifiers are assumed to be 1 here.

映像搬送波信号ｖｖ（ｔ）は残留側波帯伝送されている
が、その伝送特性は通例の残留側波帯伝送と異なり、両
側波帯伝送による部分と単側波帯伝送による部分とから
成っている。すなわち第６図ａに示ず映像搬送波信号’
ｌ）　Ｖ　（ｔ）の残留側波帯特性は第６図すに示す両
側波帯特性と第６図Ｃに示す単側波帯特性を重畳したも
のである。The video carrier signal vv(t) is transmitted through vestigial sideband transmission, but its transmission characteristics are different from normal vestigial sideband transmission, as it consists of a double sideband transmission part and a single sideband transmission part. There is. That is, the video carrier signal 'not shown in FIG.
l) The vestigial sideband characteristic of V (t) is a superposition of the double sideband characteristic shown in FIG. 6S and the single sideband characteristic shown in FIG. 6C.

両１ｌｉｌｌ波帯伝送による信号は搬送波の位相に対し
同４目成分のみから成り、単側波帯伝送による信号は同
相成分と直交成分からなる。いま、工□（１）を両側波
帯伝送に・よる信号’ｌ）ｙ　（ｔ）の同相成分、ＩＵ
（ｔ）を単側波帯伝送による信号７ノｖ　（ｔ）　　の
同相成分。The signal transmitted by both 1lill wavebands consists of only the fourth component with respect to the phase of the carrier wave, and the signal transmitted by single sideband transmission consists of in-phase components and orthogonal components. Now, the in-phase component of the signal 'l)y (t) due to double-sideband transmission of (1), IU
(t) is the in-phase component of the signal 7 nov (t) due to single sideband transmission.

Ｑ、ｕ（ｔ）を単側波帯伝送による信号’Ｑ　ｖ　（ｔ
）の直交成分とすると式（１４）は、 ｖＣ（ｔ） ２０ ＝　−−；　（（ＩＬ（ｔ）＋Ｉｕ（ｔ）　＋ｎｃ（ｔ
））２（Ｑｔ＋（ｔ）＋　ｎ５（ｔ）　））ｓｉｎθも
し低域濾波器１６および１了の低域瞳波特性を第７図ま
たは第７図よりも狭帯域であると、・・・・・・・・・
・・・（１６） タタシ・ｎ’ｃ（ｔ）およびｎ’ｓ　（ｔ）　　は狭帯
域力゛ウヌ雑音ｎ（ｔ）の低域曲波器１６通過後の同相
および直交成分である。Q, u(t) as a signal 'Q v (t
), equation (14) becomes vC(t) 20 = −−; ((IL(t)+Iu(t) +nc(t
))2(Qt+(t)+n5(t)))sinθIf the low-pass pupil wave characteristics of the low-pass filter 16 and 1 are shown in FIG. 7 or narrower than that shown in FIG.・・・・・・・・・
...(16) T<n'c(t)> and n's(t) are the in-phase and quadrature components of the narrow-band power noise n(t) after passing through the low frequency waveform generator 16.

Ｉｔ、（ｔ）≧”ｃ（ｔ）　−ＩＬ（ｔ）　≧ｎ’５（
ｔ）とするとｖＣ（ｔ）＝　−（ＩＬ（ｔ））２ｓｔｎ
θ−字ＣＩ＋、（ｔ）Ｘｎ’５（ｔ））−〇・・・・・
・・・・・・（１７） （、’、　Ｉ　Ｌ　（ｔ）　）　２寺０であるから、ル
ープ帯域幅が式（１７）の第２項成分を除去するのに十
分狭ければ、電圧制御発振器２０ばθ−０となるように
制御される。It, (t)≧”c(t) −IL(t)≧n'5(
t), then vC(t) = −(IL(t))2stn
θ-character CI+, (t)Xn'5(t))-〇...
......(17) (,', I L (t)) 2 Since 0, if the loop bandwidth is narrow enough to remove the second term component in equation (17), the voltage The controlled oscillator 20 is controlled so that θ-0.

すなわち映像搬送波信−号７）ｖ（ｔ）と電圧制御発振
器２０　ノ出力Ｚ７ｏ（ｔ）　ｃＤ　位４・１１ｆｌ！
′：差ψは、ψ−０の状態となる。That is, the video carrier signal 7) v(t) and the output of the voltage controlled oscillator 20 Z7o(t) cD rank 4.11fl!
': The difference ψ becomes a state of ψ-0.

ここでル−プ帯域幅をψ−０とするのに十分狭くとった
としても、ψの平均１直がＯになることであり、式（１
７）の第２項で示される雑音成分はある（“ｃ度残る。Here, even if the loop bandwidth is set narrow enough to ψ-0, the average 1-division of ψ will be O, and the equation (1
There is a noise component shown in the second term of 7) (“c degree remains.

この岩１音成分は電圧制御発振器２Ｑの出力位相１およ
び出力周波数にゆらぎを与える。This rock 1 tone component gives fluctuations to the output phase 1 and output frequency of the voltage controlled oscillator 2Q.

しかし、式（１７）の第２項を式（１５）の第２項と比
へるとき、その振幅の差は格段に大きい。However, when comparing the second term of equation (17) with the second term of equation (15), the difference in amplitude is significantly large.

Ｑｕ（ｔ）　≧ｎ５（ｔ）＋　”ｓ面”〒円ｉｉであり
、また式（１７）には工ｕ（ｔ）が含まれないからであ
る。This is because Qu(t) ≧n5(t)+ "s-plane"〒circle ii, and equation (17) does not include Qu(t).

ただしｎ５（ｔ）２．ｎ′５（ｔ）２　はそれぞれｎ５
（ｔ）　’ｉよび”５（ｔ）の分散である。However, n5(t)2. n'5(t)2 are each n5
(t) is the variance of 'i' and '5(t).

すなわち、低域濾波器１６および１７を第２図のように
挿入することにより、雑音成分すなわち式（１６）の第
２項ま／ヒは式（１４）の第２項の影響を大幅に減少す
ることができる。In other words, by inserting the low-pass filters 16 and 17 as shown in Figure 2, the influence of the second term in equation (14) on the noise component, that is, the second term in equation (16), is greatly reduced. can do.

さらに低域濾波器１６および１７の帯域を狭くとれば、
”５（ｔ）の分散司１−　は帯域に比例して小さくなる
。その分だけ電圧制御発振器２０の出力位相および出力
周波数のゆらぎは小さくなる。Furthermore, if the bands of the low-pass filters 16 and 17 are made narrower,
5(t) becomes smaller in proportion to the band. The fluctuations in the output phase and output frequency of the voltage controlled oscillator 20 become smaller accordingly.

しかし、この周波数のゆらぎは全く無くなってしまうこ
とはなく、わずかではあるが残留する。この残留した周
波数のゆらぎは同期検波器１０で受信昂望チャンネルの
音声信号搬送波、下側１隣接チャンネルの映像搬送波お
よび音声搬送波に周波数のゆらぎを与える。なぜならば
同期検波器１ｏは電圧乗算器から成っており、この電圧
乗算器は高周波入力部９からの信号を電圧制御発振器２
ｏからの出力で周波数変換するからである。However, this frequency fluctuation does not completely disappear, but remains, albeit slightly. This residual frequency fluctuation causes frequency fluctuations in the synchronous detector 10 to the audio signal carrier of the reception desired channel, the video carrier and the audio carrier of the lower one adjacent channel. This is because the synchronous detector 1o consists of a voltage multiplier, and this voltage multiplier converts the signal from the high frequency input section 9 into the voltage controlled oscillator 2.
This is because the frequency is converted using the output from o.

テレビジョン音声信号は周波数変調されておりその最大
周波数偏移は±２５　Ｋ１１ｚである。もし受信希望チ
ャンネルの置市信号搬送波に与えるゆらぎが２０〜３ｏ
１１ｚ程度であれは、復調された音声信号の信号対雑音
比は６０ｄＢ程度であり、この程度の信号対雑音比は許
される。一方下側隣接チヤンネルの映！ｇ１．搬送波に
数１１ｚないし２０〜３０１１ｚ程度の周波数ゆらぎを
与えると、下側隣接チャンネルの搬送σル信号の周波数
ヌベクトラムも同程度ゆらぐことＫＯす、受信名望チャ
ンネルのべ一ヌハント映像信号および搬送色信号のヌベ
クトルのようにフレー１．周波数（３０ＩＩＺ　）　ｆ
ｙにエネルギーが集中したヌベクトラムとはならない。The television audio signal is frequency modulated and its maximum frequency deviation is ±25 K11z. If the fluctuation given to the Okiichi signal carrier wave of the desired receiving channel is 20~3o
11z, the signal-to-noise ratio of the demodulated audio signal is about 60 dB, and this level of signal-to-noise ratio is permissible. On the other hand, the image of the lower adjacent channel! g1. When a frequency fluctuation of several 11z to 20 to 3011z is given to the carrier wave, the frequency nuvectrum of the carrier σ color signal of the lower adjacent channel also fluctuates to the same extent. Fray 1 like Nuvector. Frequency (30IIZ) f
It does not become a nubectrum with energy concentrated in y.

また下側隣接チャンネルの搗声搬送波も同程度ゆらぐこ
とになるが、音声搬送波は周波数変調されているために
搬送音声信号のスベク［ルはもともと±１００Ｋ　Ｉ＋
　：二程度の周波数幅を持っている。Also, the voice carrier wave of the lower adjacent channel will fluctuate to the same extent, but since the voice carrier wave is frequency modulated, the amplitude of the carrier voice signal is originally ±100K I+
: Has a frequency width of about 2.

ｊ寅’Ｉ器３２　、フレームメモＩＪ　−３３、クロマ
インバータ−３４，動き検出器３５．係数発生器３６、
ア）・レヌ発生器３ア、メモリー制御器３８から成る時
間方向低域濾波器はノイズリデューサ−として知られて
いる。この時間方向低域濾波器は映像信号の１フレーム
の遅延素子を有する再帰バ１シフ仁ルターであって、映
像信号をフレーム周期ごとに時間的に平均化する回路で
ある。その周波数特性は第８図に示すとおり、フレーム
周波数で繰り返すくし形である。しかもこの周波数特性
の谷の深さは係数Ｋに従って変化する。そしてこの係数
には動き検出器３５で検査されたフレーム間差信号の関
数である。j-tora'I device 32, frame memo IJ-33, chroma inverter 34, motion detector 35. coefficient generator 36;
a) The temporal low-pass filter consisting of the Renu generator 3a and the memory controller 38 is known as a noise reducer. This temporal low-pass filter is a recursive one-shift filter having a delay element for one frame of the video signal, and is a circuit that temporally averages the video signal for each frame period. As shown in FIG. 8, its frequency characteristic is a comb shape that repeats at the frame frequency. Moreover, the depth of the valley in this frequency characteristic changes according to the coefficient K. This coefficient is then a function of the interframe difference signal examined by the motion detector 35.

同期検波器１ｏで周波数変換された下側隣接チャンネル
の搬送色信号、搬送音声信号および搬送映像信号の一部
は、そのヌベクトフムはゆらいでいるから」二記動き適
応形時間方向低域濾波器によってその大部分が除去され
る。この場合動き適応形であるから、動画部ではＸ−＞
Ｏとしぼけを低減し、画像が静止画に近いときはＫを大
きくしてｖｊ害倍信号除去の程度を大きくする。このよ
うにして受信希望チャンネルのベーヌバンド映像信号に
混入した下側＠接チャンネルからの妨害を除去できる。Part of the carrier color signal, carrier audio signal, and carrier video signal of the lower adjacent channel frequency-converted by the synchronous detector 1o is processed by the motion-adaptive temporal low-pass filter as described in 2. Most of it is removed. In this case, since it is a motion adaptive type, in the video part
O is used to reduce blurring, and when the image is close to a still image, K is increased to increase the degree of vj harm signal removal. In this way, interference from the lower @ adjacent channel mixed into the Beine band video signal of the channel desired to be received can be removed.

最後に本実施例のテレビジョン受信機が、受信希望チャ
ンネルを選択し、受信状態に入る動作を説明する。制御
入力装置２９から入力された受信希望のチャンネルに対
応して、電圧記憶装置２γに記憶された選局電圧を電圧
選択器２８で選択し、これを電圧加１９器２６に加える
。この選局電圧によって電圧制御発振器２０が制御され
同期搬送波ｌノ。（ｔ）が発生する。音声搬送波′ｖＳ
（ｔ）トコノ同期搬送波Ｖ。（１）が同１ｉ；１１検波
器１ｏに加えられ、その結果音声中間周波信号υｐＳ（
ｔ）が発生する。前記周波数引込み回路によってこの音
声中間周波信号７ノ。ｓ　（ｔ）の周波数か放送されて
来る映像搬送波？）　ｖ（ｔ）の搬送周波数ωＶ（ｔ）
　　と痛声搬送波？）ｓ　（ｔ）の搬送周波数ω８の差
すなわちω、２に等しくなるように、」−記同期搬送波
Ｖ。（ｔ）の周波数が制御される。この周波数がコスタ
スループの周波数甲込み範囲に入ると、コスタスループ
は急速に付札同期の状態に入る。コヌタスル−プが位相
同期すると同期検波器１０から（ｄ映像信号Ｚ７ｐｙ（
ｔ）と音声中間周波信号７．Ｊｐｓ（ｔ）が得られる。Finally, the operation of the television receiver of this embodiment to select a desired channel to receive and enter the receiving state will be described. The channel selection voltage stored in the voltage storage device 2γ is selected by the voltage selector 28 in accordance with the desired reception channel inputted from the control input device 29, and is applied to the voltage adder 19 26. The voltage controlled oscillator 20 is controlled by this channel selection voltage to generate a synchronous carrier wave. (t) occurs. Audio carrier wave ′vS
(t) Tokono synchronized carrier wave V. (1) is added to the detector 1i; 11, and as a result, the audio intermediate frequency signal υpS(
t) occurs. This audio intermediate frequency signal 7 is output by the frequency pull-in circuit. Is it the frequency of s (t) or the video carrier wave being broadcast? ) carrier frequency ωV(t) of v(t)
And a pain carrier wave? )s (t) of the carrier frequency ω8, i.e., ω, equal to 2, ”−the synchronized carrier V. (t) frequency is controlled. When this frequency falls into the frequency range of the Costas loop, the Costas loop rapidly enters tag synchronization. When the conuta loop is phase synchronized, the synchronous detector 10 outputs (d video signal Z7py (
t) and an audio intermediate frequency signal7. Jps(t) is obtained.

これらの信号は低域濾波器１２等を経て、映像信号は映
１象出力回路４１にｔイ声中間周波信号は周波数弁別器
２３で復調されてその復調化−号である音声信号が音声
出力回路４２に出力さ力、る。These signals pass through a low-pass filter 12, etc., and the video signal is sent to the image output circuit 41.The voice intermediate frequency signal is demodulated by the frequency discriminator 23, and the demodulated signal, which is the audio signal, is output as audio. A force is output to the circuit 42.

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明ではコスタスル
ープによって同期検波したベースバンド映像信号を、ベ
ースバンド映像信づ・の周波数範囲と音声中間周波信号
の／ｉ’Ｊ波数を低域濾波１而囲とする低域濾波器で低
域濾波することにより、下側隣接チャンネルの搬送映像
信号のエネルギーの大部分を除去し、さらにこのベース
バンド映像信号を時間方向低域濾波器でフレーム周波数
間隔くし形濾波しているので、下側隣接チャンネルの搬
送色信号および搬送音声信号の受信希望ベースバンド映
１象信号への妨害の大部分を除去することができる。ま
た上記時間方向低域濾波器を動き適応形としているので
、特に受信希望映像信号が静止画に近いときは、上記妨
害除去の効果が大きい。Effects of the Invention As is clear from the above explanation, in the present invention, the baseband video signal synchronously detected by the Costas loop is converted into a frequency range of the baseband video signal and /i'J wave number of the audio intermediate frequency signal in the low range. By low-pass filtering with a low-pass filter, most of the energy of the carrier video signal of the lower adjacent channel is removed, and this baseband video signal is further filtered into frames by a temporal low-pass filter. Because of the frequency-spaced comb filtering, most of the interference of the carrier color signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel to the baseband video signal desired to be received can be removed. Furthermore, since the temporal low-pass filter is of a motion-adaptive type, the interference removal effect is particularly great when the desired video signal to be received is close to a still image.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来例におけるテレビジョン同期受信装置要部
ブロック図、第２図は本発明の一実施例の要部ブロック
図、第３図は同期検波器出力を濾波する低域濾波器の周
波数特性図、第４図？Ｌは映像信号のベースバンド周波
数特性図、＄４図すは映像１１．２月１１ｊ″、・枝２
：；の周波数特性図、第５図ａはテレヒンヨ／イ、シじ
の受［ａ希望チャンネルと下側１１斉１映チャンネルの
周波数関係を示す図、第５図すは受信希望チャノイルの
周波数変換関係を示す図、第６図Ｃは］・側隣接チャン
ネルの周波数変換関係を示す図、第６図ａはテレビジョ
ン信号の残留側帯波伝送の特性図、第６図すはテレビジ
ョン信号の残留側波帯伝送中の両側波帯伝送を示す特性
図、第６図Ｃはテレビジョン信号の残留側波帯伝送中の
単側波帯伝送を示す特性図、第７図は第３および第４の
低域濾波器の周波数特性図、第８図は動き適応形時間方
向低域濾波器の周波数特性である。 １０・・・・第１の同期検波器、１１・・・・・第２の
同期検波器、１２・・・・・・第１の低域濾波器、１３
・・・・第２の低域濾波器、１８・・・・・・位４ζ目
検出器、２０・・・・・・電圧制御発振器、２１・・・
・・・９０’移Ａζ目器、３２・・・・・演算Ｈ１３３
・・・・・・フレームメモリー、３５・・・・・・動き
検出器、３６・・・・・・係数発生器。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第５ 第　３　図 ３ユ、（ｌ′） Ｒ４ヲ７１３に、（Ｍ目ｌ）　　　　　　　　　　　　
　　　７Ｍ？＆ｉ（Ｍｌ刊ｚ）第６図 −１２５−ＯＮ　　Ｏ０７６１２６、、之数（／−１ｈ
ｚ）００、’７５１２５　　　　　４２４５周周数数Ｍ
Ｈす 第７図 第８図Fig. 1 is a block diagram of the main part of a conventional television synchronous receiver, Fig. 2 is a block diagram of the main part of an embodiment of the present invention, and Fig. 3 is a frequency diagram of a low-pass filter that filters the output of a synchronous detector. Characteristic diagram, Figure 4? L is the baseband frequency characteristic diagram of the video signal, $4 is the video 11.February 11j'', branch 2
: ; Frequency characteristics diagram, Figure 5a is a diagram showing the frequency relationship between the desired channel and the lower 11 broadcast channel, Figure 5 is the frequency conversion of the channel you want to receive. FIG. 6C is a diagram showing the frequency conversion relationship of adjacent channels on the side, FIG. 6a is a characteristic diagram of residual sideband transmission of a television signal, and FIG. Figure 6C is a characteristic diagram showing double sideband transmission during sideband transmission; Figure 6C is a characteristic diagram showing single sideband transmission during vestigial sideband transmission of a television signal; FIG. 8 shows the frequency characteristics of the motion-adaptive temporal low-pass filter. 10...First synchronous detector, 11...Second synchronous detector, 12...First low-pass filter, 13
...Second low-pass filter, 18...4th ζ-th detector, 20...Voltage controlled oscillator, 21...
...90' shift Aζ eye device, 32... operation H133
... Frame memory, 35 ... Motion detector, 36 ... Coefficient generator. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person No. 1
Figure 5 3 Figure 3 U, (l') R4 713, (M item l)
7M? &i (Ml publication z) Figure 6-125-ON O076126,, number (/-1h
z) 00, '75125 4245 Number of laps M
Figure 7 Figure 8

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出力の
位相を９００移Ａ’■させる９００移朴器と、上記電圧
制御発振器の出力と上記９０°移ＡＳ目器の出力とをそ
れぞれ同期搬送波としこのそれぞれの同期搬送波で映像
搬送波信号の同相および直交成分を同期検波する第１お
よび第２の同期検波器と、この第１および第２の同期検
波器の出力を映像信号ベース／ペン１〜′および音声中
間周波信号の周波数範囲で低域濾波する第１および第２
の低域濾波器と、この第１の第２の低域濾波器の出力の
位相差を検出する位＋１］検出器と、この位相検出器の
出力を上記電圧制御発振器へ帰還する手段と、上記第１
の低域濾波器の出力を増幅する信号増幅器と、この信号
増幅器の出力の中のベースバンド映像信号をアナログ、
ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、同じ信号増幅器の
出力からテレビジョン同期信号またはカラーバースｌ−
信号を分離し、そのいずれかの信号によってクロック信
号を制御して発生するクロック発生器と、」二記Ａ／Ｄ
変換器から出力される信号を入力とし上記クロック発生
器から出力される信号をクロックとして動作する時間方
向低域濾波器と、この時間方向低域濾波器の出力をディ
ジクル。アナログ変換するＤ／Ａ変換器とによってｉｌ
、７成し、とのＤ／Ａ変換器の出力を映像信号とするこ
とを特徴とするテレビジョン同期受信装置。(1) A voltage controlled oscillator, a 900 phase shifter that shifts the phase of the output of the voltage controlled oscillator by 900 A'■, and a synchronous carrier wave that converts the output of the voltage controlled oscillator and the output of the 90° shifted A/S unit into synchronous carrier waves. Toshiko's first and second synchronous detectors synchronously detect the in-phase and quadrature components of the video carrier signal using respective synchronous carrier waves, and the outputs of the first and second synchronous detectors are used as a video signal base/pen 1~ ' and a first and a second low-pass filter in the frequency range of the audio intermediate frequency signal.
a low-pass filter; a +1] detector for detecting a phase difference between the outputs of the first and second low-pass filters; and means for feeding back the output of the phase detector to the voltage-controlled oscillator; 1st above
A signal amplifier amplifies the output of the low-pass filter, and converts the baseband video signal in the output of this signal amplifier into an analog,
The A/D converter that performs digital conversion and the output of the same signal amplifier produce a television synchronization signal or colorverse l-
A clock generator that separates signals and generates a clock signal by controlling one of the signals;
A time-direction low-pass filter operates with the signal output from the converter as input and the signal output from the clock generator as a clock, and the output of this time-direction low-pass filter is digitally output. il by a D/A converter that performs analog conversion.
, 7, and the output of the D/A converter as a video signal. （２）時間方向低域濾波器がＡ／Ｄ変換器の出力にＩ−
Ｋを乗じた信号と下記のフレームメモリーの出力にＫを
乗じた信号とを加算する演算器と、この演算器の出力を
フレーム毎に記憶するフレームメモリーと、上記Ａ／Ｄ
変換器の出力とこのフレームメモリーの出力との差から
フレーム間における画像の動きを検出する動き検出器と
、この動き検出器の出力によって上記係数Ｋを決定する
係数発生器と、この係数発生器の出力を上記演算器に入
力する手段と、上記クロック発生器からのりｌ’１ツク
信号によって上記フレームメモリーのアドレスを決定す
るアドレス発生器と、このアドレス発生器で決定された
アト“レヌに従ってフレームメモリーを書込み、消去す
るメモリー制御器と、このメモリー制御器の出力をフレ
ームメモリーに入力する手段とからなるように構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のテレビジ
ョン同期受１言装置。(2) A temporal low-pass filter connects the output of the A/D converter to I-
An arithmetic unit that adds a signal multiplied by K and a signal obtained by multiplying the output of the frame memory described below by K, a frame memory that stores the output of this arithmetic unit for each frame, and the A/D described above.
a motion detector that detects the motion of an image between frames from the difference between the output of the converter and the output of this frame memory; a coefficient generator that determines the coefficient K based on the output of this motion detector; and this coefficient generator. an address generator for determining the address of the frame memory according to the signal from the clock generator; 1. A television synchronized receiver 1 according to claim 1, characterized in that it comprises a memory controller for writing and erasing memory, and means for inputting the output of this memory controller to a frame memory. language device.