JPS5989081A - Television synchronous receiver - Google Patents
Television synchronous receiverInfo
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- JPS5989081A JPS5989081A JP19918682A JP19918682A JPS5989081A JP S5989081 A JPS5989081 A JP S5989081A JP 19918682 A JP19918682 A JP 19918682A JP 19918682 A JP19918682 A JP 19918682A JP S5989081 A JPS5989081 A JP S5989081A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビジョン受像機およびVTRビデオチュー
ナーに用いることができるテレビジョン同期受t= S
に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention provides a television synchronization receiver t=S that can be used in television receivers and VTR video tuners.
It is related to.
従来例の(1に成とその問題点
近年、テレビジョン受像機やVTRビデオチューナーに
は、可変容量ダイオードを同調素子に用いたいわゆる電
子チューナーが広く使われている。Conventional Example (1) and its Problems In recent years, so-called electronic tuners using variable capacitance diodes as tuning elements have been widely used in television receivers and VTR video tuners.
電子チューナーは、無接点であるので接点不良の問題が
ないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等多機能に
便利なことなどの利点を有している。Electronic tuners have advantages such as being non-contact, so there is no problem of contact failure, and being electronically controllable, making them convenient for multiple functions such as remote control.
しかし可変容量ダイオードの特性にバラツキがあること
、同調にインダクタンスを必要とすることのために、そ
の製造の無調整化、自動化に困難を伴う。However, due to variations in the characteristics of variable capacitance diodes and the need for inductance for tuning, it is difficult to make adjustments and automate their manufacturing.
そこで可変容量ダイオードとインダクタによる同調回路
を用いることなく、そして集積化しやすい受信機を構成
するだめに、同期受信方式を用いることが考えられる。Therefore, in order to configure a receiver that is easy to integrate without using a tuning circuit using a variable capacitance diode and an inductor, it is possible to use a synchronous reception method.
同期受信方式には種々あるか、微弱なテレビジロン信号
に同期搬送波を位A゛目同期させるには同期搬送波再生
方式が適している。There are various synchronous reception methods, but the synchronous carrier regeneration method is suitable for synchronizing the synchronous carrier wave with the weak televised signal at the A'th position.
この方式はコスタスル−プ(Co5tas 1oop)
方式として知られている。This method is called Costas Loop (Co5tas 1loop).
known as the method.
第1図は従来のコスタスル−プによる同期搬送波再生方
式間)g3受信機の構成を示す要部ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a main part showing the configuration of a conventional G3 receiver using a synchronous carrier regeneration method using a Costas loop.
1は変調搬送波入力の同相成分を同期検波する第1の同
期検波器、2は直交成分を同期検波する第2の同期検波
器、3および4はこれら2つの同期検波器1,2の各々
の出力を低域濾波する低域濾波器、5はこれら2つの低
域濾波器3および4の出力を電圧乗算することにより変
調搬送波に夕゛・1する同1gl搬送波の位相を検出す
る位相検出器、6はこの位相検出HHの出力を低域濾波
する低域濾波器、了はこの低域濾波器6の出力で制御さ
れる電圧制御発振器、8ばこの電圧制御発振器7の出力
を90° 後打1する90’ 移相器である。1 is a first synchronous detector that synchronously detects the in-phase component of a modulated carrier input; 2 is a second synchronous detector that synchronously detects a quadrature component; 3 and 4 are each of these two synchronous detectors 1 and 2; A low-pass filter filters the output, and 5 is a phase detector that detects the phase of the same 1gl carrier wave that is equal to the modulated carrier wave by multiplying the outputs of these two low-pass filters 3 and 4 by voltage. , 6 is a low-pass filter that low-pass filters the output of this phase detection HH, and 8 is a voltage-controlled oscillator controlled by the output of this low-pass filter 6. It is a 90' phase shifter with one stroke.
このコヌタスル−1方式同期受信機では、第1および第
2の同期検波器1,2から得た同+目および[1y交成
分の信号を位旧]検出器5に加え、この位イ:11検出
器Sから、受信機入力すなわち変調搬送波とlF!圧制
御発振器7の出力すなわち同期搬送波との位相誤差に比
例しだ電圧を得、この電圧を電圧制御発振器7に帰還す
ることによって、上記位を目誤差が○になるように制御
される。In this conuta-through-1 type synchronous receiver, in addition to the detector 5 which repositions the signals of the same + and 1y cross components obtained from the first and second synchronous detectors 1 and 2, this From the detector S, the receiver input ie the modulated carrier and IF! By obtaining a voltage proportional to the output of the voltage controlled oscillator 7, that is, the phase error with the synchronous carrier wave, and feeding this voltage back to the voltage controlled oscillator 7, the above-mentioned error is controlled to be zero.
第1図に示す従来例をそのままテレビジョン受信機に応
用すると、受信希望チャンネルのベースパン1−映像信
号を同期検波によって得、また音声中間周波信号を得る
ことができるが、同時に下側1査接チヤンネルの搬送色
信号および搬送音声信号を発生する。この下側隣接チャ
ンネルの搬送色信号および搬送音声信号は同期検波され
たベースバンド映像信号に妨害信号として混入する。If the conventional example shown in Fig. 1 is applied directly to a television receiver, the basepan 1-video signal of the desired channel to be received can be obtained by synchronous detection, and the audio intermediate frequency signal can also be obtained. generates a carrier color signal and a carrier audio signal for the contact channel. The carrier color signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel are mixed into the synchronously detected baseband video signal as an interference signal.
その刀策として、高周波入力部に可変容量ダイオードと
インダクタによる同調回路を設けて下側1隣接チヤンネ
ルを除去することも考えられるが、これではこれらの素
子を用いないで受信機を(14成しようとする当初の目
的からはずれてしまう。As a countermeasure, it may be possible to remove the lower one adjacent channel by installing a tuning circuit using a variable capacitance diode and an inductor in the high frequency input section, but this would make it difficult to construct a receiver (14) without using these elements. This deviates from the original purpose.
発明の目的
本発明の目的は、下側隣接チャンネルの搬送色信号およ
び搬送音声信号の、受信希望チャンネルのベースバンド
映像信号への妨害を除去することができるテレビ同期受
信機を提供することにある。OBJECTS OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a television synchronization receiver that can eliminate interference of the carrier color signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel with the baseband video signal of the desired channel. .
発明の構成
本発明のテレビジボン同期受信機は、電圧制御発振器と
、この電圧制御発振器の出力の位相を90’移相させる
90°移A:11器と、上記電圧制御発振器の出力と上
記90°移相器の出力とをそれぞれ同期搬送波としこの
それぞれの同期搬送波で映像搬送波信号の同相および直
交成分を同期検波する第1および第2の同期検波器と、
この第1および第2の同期検波器の出力を映像信号ベー
スバントおよび音声中間周波信号の周波数範囲で低域薊
波する第1お」:び第2の低域濾波器と、この第1と第
2の低域濾波器の出ノJの位杜差を検出する位旧1(灸
出器と、この位A゛[1検出器の出力を上記電圧、lr
l蹄1j発振器へ帰還する手段と、」二記第1の低域婚
波HHの出力を増幅する信号増幅器と、この信号増幅器
の出力の中のベースバンド映像信号をアナワク。ディジ
タル変換するA/D変換器と、同じ信号増幅器の出力か
らプレビジョン同期信号寸だはカラーハース1−信号を
分離し、そのいずれかの信号によってクロック信号を制
御して発生ずるクロック発生器と、」二記A/D変換器
から出力される信−リを人力とし上記クロック発生器か
ら出力されるクロック信号をクロックとして動作する時
間方向低域濾波器と、この時間方向低域濾波器の出力を
ディジクル、アナログ変換するD/A変換器とからなる
ように(7?c成したものであり、上記第1の低域濾波
器によって下側隣接チャンネルの映像信−υのエネルギ
ーの主たる部分を除去するとともに、」二記時間方向低
域濾波器によって下側隣接チャンネルの搬送色信号およ
び音声中間周波信号のベースバンド映像信号への妨害を
低減するものである。Composition of the Invention The television dibon synchronous receiver of the present invention includes a voltage controlled oscillator, a 90° shifter for shifting the phase of the output of the voltage controlled oscillator by 90', and a 90° shifter for shifting the phase of the output of the voltage controlled oscillator by 90'. first and second synchronous detectors each using the output of the phase shifter as a synchronous carrier wave and synchronously detecting the in-phase and quadrature components of the video carrier signal using the respective synchronous carrier waves;
A first and second low-pass filter that filters the outputs of the first and second synchronous detectors into a low frequency range in the frequency range of the video signal baseband and the audio intermediate frequency signal; The output of the detector 1 (moxibustion device) to detect the difference in the level of the output J of the second low-pass filter, and the output of the detector A
means for feeding back to the oscillator; a signal amplifier for amplifying the output of the first low frequency harmonic wave HH; An A/D converter that performs digital conversion, and a clock generator that separates a preview synchronization signal or a color hearth signal from the output of the same signal amplifier, and generates a clock signal by controlling one of these signals. , 2. A time-direction low-pass filter that operates manually using the signal output from the A/D converter and using the clock signal output from the clock generator as a clock; It consists of a D/A converter (7?C) that converts the output from digital to analog, and the main part of the energy of the video signal -υ of the lower adjacent channel is In addition, the two temporal low-pass filters reduce the interference of the carrier color signal and audio intermediate frequency signal of the lower adjacent channel with the baseband video signal.
実施例の舒1明
以下本発明の一実施例について、図面を参照しなから説
明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第2図は本発明の一実施例におけるテレビジョン同期受
信機の要部ブロック図を示すものである。FIG. 2 shows a block diagram of essential parts of a television synchronous receiver according to an embodiment of the present invention.
第2図において、9は高周波入力部、1oは第10同J
9J検lN、器、11は第2の同期検波器、12および
13は第1および第2の低域濾波器、14およ0・15
は信号増幅器、16および17は第3およO−第4の低
域濾l!j、器、18は位A目検出器、19はコヌタス
ル−プの低域濾波器、20は電圧制御発振器、21は9
0°移札器であり、これらによりコメタヌループを(1
4成する。22は音声中間周波増幅器、23は周波数弁
別器、24は電圧減算器、25は低域濾波器で、これら
により周波数引込み回路を構成し、その出力は電圧加算
器26で上記コヌタスル−プの低域濾波器19の出力に
加算される。2アは電圧記憶装置、28は電圧選択器、
29は制預(1人力装置で、これらは選局電圧発/1.
+i!]路をi’1l11成する。電[(選択器28の
出力電圧はまた電圧加Jt器26で上記コメタヌループ
の低域濾波器19の出力と加算される。30は上記信号
増幅器14の出力をアナログ、ディジタル変換するA/
D変換器、31は同じく上記信号増幅器14の出力から
テレビジョン同J4J]信号”またはカラーバーヌト信
号を分子A11シ、そのいずれかの信号によってクロッ
ク信号を制御して発生するクロック発/1器である。3
2は上記A/D変換器30の出力にI−Kを乗じた信号
と下記のフレームメモリー33の出ツノにKを乗じた信
号を加算する演算器、33はこの演算器の出力をフレー
ム毎に記憶するフレームメモリー、34はこのフレーム
メモリーに記憶されたカラーテレビジョン信号の色信号
を−y v −ム毎V−位相Jx転させるクロマインバ
ータ−535はこのクロマインバータ−の出力と上記A
/D変換器30の出力との差からフレーム間における画
像の動きを検出する動き検出器、36はこの動き検出器
の出力によって」二記係数Kを決定する係数発生器、3
7は上記クロック発生器31からのクロック信号によっ
て」二記フレームメモリーの7トレヌを決定するアドレ
ス発生器、38はこのアドレス発生器で決定されたアド
レスに従ってフレームメモリーを書込み、消去するメモ
リー制御器であり、これらは動き適応形の時間方向低域
濾波器を(tlt成する。39は映像信号濾波器、40
はこの映像信号濾波器の出力をディジタル、アナログ変
換するD/A変換器、41は映像出力回路、42は音声
出力回路である。In Fig. 2, 9 is the high frequency input section, 1o is the 10th
9J detector, 11 is the second synchronous detector, 12 and 13 are the first and second low pass filters, 14 and 0.15
is a signal amplifier, 16 and 17 are third and O-fourth low-pass filters l! 18 is the A-th detector, 19 is a conuta loop low-pass filter, 20 is a voltage controlled oscillator, 21 is 9
0° transfer device, and these make the cometanulop (1
4. 22 is an audio intermediate frequency amplifier, 23 is a frequency discriminator, 24 is a voltage subtractor, and 25 is a low-pass filter, which constitute a frequency pull-in circuit. It is added to the output of the filter 19. 2A is a voltage storage device, 28 is a voltage selector,
29 is a one-man powered device, these are channel selection voltage generators/1.
+i! ] path i'1l11 is formed. The output voltage of the selector 28 is also added to the output of the low-pass filter 19 of the cometanu loop by the voltage adder 26. 30 is an A/D converter for converting the output of the signal amplifier 14 from analog to digital.
Similarly, the D converter 31 is a clock generator/unit that generates a clock signal by controlling the clock signal by controlling the numerator A11 of the television signal or the color burnout signal from the output of the signal amplifier 14. .3
2 is an arithmetic unit that adds a signal obtained by multiplying the output of the A/D converter 30 by I-K and a signal obtained by multiplying the output corner of the frame memory 33 described below by K; 33 is an arithmetic unit that adds the output of this arithmetic unit for each frame. A frame memory 34 stores the color signal of the color television signal stored in this frame memory, and a chroma inverter 535 inverts the color signal of the color television signal stored in this frame memory by V-phase Jx every -y v frame.
a motion detector that detects the motion of the image between frames from the difference between the output of the /D converter 30; and 36 a coefficient generator that determines a coefficient K based on the output of this motion detector;
Reference numeral 7 designates an address generator that determines the 7th train of the frame memory in accordance with the clock signal from the clock generator 31, and 38 a memory controller that writes and erases the frame memory according to the address determined by this address generator. These constitute a motion-adaptive temporal low-pass filter (tlt). 39 is a video signal filter, 40
4 is a D/A converter that converts the output of the video signal filter into digital and analog; 41 is a video output circuit; and 42 is an audio output circuit.
以上のようK (、て(14成された本実施例のテレビ
ジョン同期受信機について以下その動作を説明する。高
周波入力部9に入力された受信希望チャンネルの映像搬
送波信号をυV(t) 、音声搬送波信号をvS(t)
とする。Z/V(t)は残留側波帯変調されているから
次式のように表せる。The operation of the television synchronous receiver of this embodiment, which is constructed as described above, will be explained below. The audio carrier signal is expressed as vS(t)
shall be. Since Z/V(t) is subjected to residual sideband modulation, it can be expressed as follows.
vv(a −Re (CI(t)−1−j Q(t
))expj (ωv t+ψv、J)−I(t)
cos(ωVt+9’)V) Q(t)stn(ωv
t+ψv)・・・・・・・・・・・(1)
ここで、Reは() 内の式の実数部である。vv(a −Re (CI(t)−1−j Q(t
))expj (ωv t+ψv, J)−I(t)
cos(ωVt+9')V) Q(t)stn(ωv
t+ψv)・・・・・・・・・・・・(1) Here, Re is the real part of the expression in ().
I(t)は搬送波に対し同相成分の信号でこの中に映像
信号を含む。Q (t)は搬送波に列し直交成分の信号
、ωVは映像搬送波の角周波数、ψVは映像搬送波の位
相である。I(t) is a signal having an in-phase component with respect to the carrier wave, and includes a video signal. Q (t) is a signal of orthogonal components aligned with the carrier wave, ωV is the angular frequency of the video carrier wave, and ψV is the phase of the video carrier wave.
さらに秋帯域力ウス雑音n (t)を
n (t) = nO(t) cos((vvt+ψv
)−ns(t) sin (ωvt十ψV)・・・・
・・・・・・・・(2)
とし、上記vv(t)とこのn(t)が第1と第2の同
期検波器10および11のそれぞれの一方の端子に加わ
るものとする。Furthermore, the fall band power noise n (t) is expressed as n (t) = nO(t) cos((vvt+ψv
)−ns(t) sin (ωvt×ψV)・・・・
(2) Assume that the above vv(t) and this n(t) are applied to one terminal of each of the first and second synchronous detectors 10 and 11.
いま電圧制御発振器20の出力を
′vQ(t)−人。cos(ω。t+ψ。)・・・・・
・・・(3)とし、これを電圧乗算器から成る第1の同
期検波器100他方の端子に加えると、その出力7ノp
v (t)は、
vpv(t) −A□(Uy(t)+ n (t):)
cos (ω□ t 」−’/’0 )0
−7(I(t)+nc(t)) (cos@v+ω。)
t+ψ7+ψ。〕+cos〔(ωV−ω。)t+ψv−
ψ。〕 )O
−丁(Q(t)+n5(t) )(stn((ωv+ω
o )t +9)V +cp。〕−t−s+n((ωV
−ωo)t+ψV−ψo) )・・・・・・(4)電圧
制御発振器出力が、映像搬送波に同期すると、ωO−ω
Vであるから、
vpv(t)
O
= 7CI(t)+nc(t))(cos(2ωvt+
9+v+ψo)+cos(’/” 9’0))人0
、 (Q(t))ns(t))(sin(2ωvt+
ψV+ψ。)+5in(ψV−ψ。))・・・・・・・
・・・・・ (5)
低域倣波器12で2ωV信号を除去すると、0
vpv(t)−7CI(t)+n。(t)〕 弼ψO
(Q (t)+ n 5(t) ) sinψ ・・・
・・・・・・−(6)ここで、ψはψV−ψ。で、映像
搬送波と電圧制御発振器出力との位相差である。もしψ
−0ならば、O
vr、v(t)−1,〔工(t)+no(t)〕
・・・・・・・・・・・・ (了)となる。すな
わち映像搬送波に刺し同+11成分の信号と雑音が検波
出力として得られる。しかし直交成分は検波されない。Now, the output of the voltage controlled oscillator 20 is expressed as 'vQ(t)-person. cos(ω.t+ψ.)・・・・・・
...(3), and when this is applied to the other terminal of the first synchronous detector 100 consisting of a voltage multiplier, the output is 7 nops.
v(t) is vpv(t) −A□(Uy(t)+n(t):)
cos (ω□ t ”-'/'0)0-7(I(t)+nc(t)) (cos@v+ω.)
t+ψ7+ψ. ]+cos[(ωV-ω.)t+ψv-
ψ. ] ) O − ding(Q(t)+n5(t) )(stn((ωv+ω
o ) t + 9) V + cp. ]-t-s+n((ωV
-ωo)t+ψV-ψo))... (4) When the voltage controlled oscillator output is synchronized with the video carrier wave, ωO-ω
Since V, vpv(t) O = 7CI(t)+nc(t))(cos(2ωvt+
9+v+ψo)+cos('/"9'0)) person0, (Q(t))ns(t))(sin(2ωvt+
ψV+ψ. )+5in(ψV−ψ.))・・・・・・・
... (5) When the 2ωV signal is removed by the low-frequency imitator 12, 0 vpv(t)-7CI(t)+n. (t)] 弼ψO (Q (t)+ n 5(t)) sinψ...
......-(6) Here, ψ is ψV-ψ. is the phase difference between the video carrier wave and the voltage controlled oscillator output. If ψ
If -0, O vr, v(t)-1, [k(t)+no(t)]
・・・・・・・・・・・・ (Complete). In other words, a signal of +11 components added to the video carrier wave and noise are obtained as a detection output. However, orthogonal components are not detected.
この検波出力は映像検波出力として、低域濾波器12を
経て信号増幅器14で増幅されD/A変換器40を経て
後述する時間方向低域薊波器に出力される。低域濾波器
12の濾波特性は第3図に示されている。映像信号はこ
の図に示すようにベースバンドで濾波される。This detection output is output as a video detection output through a low-pass filter 12, amplified by a signal amplifier 14, and outputted through a D/A converter 40 to a time-direction low-pass filter to be described later. The filtering characteristics of the low-pass filter 12 are shown in FIG. The video signal is filtered at baseband as shown in this figure.
従来のスーパーヘテロダイン受信方式でテレヒション信
号を受信したときは、その中間周波増幅器のナイキヌト
濾波特性のために、綜合的なベースバンド周波数特性は
平坦であるとみなせるが、本発明のような同期受信方式
では、第4図(a)のようになっているとみなさなけれ
はならない。すなわち低域部の電圧利得は高域部の利得
の2倍となっている。そこで第2図の実施例では映像信
号増幅器3oの周波数特性を第4図(b)のようにして
これを補正している。When a television signal is received using the conventional superheterodyne reception method, the overall baseband frequency characteristic can be considered to be flat due to the Nyknut filtering characteristics of the intermediate frequency amplifier. Then, we must assume that the situation is as shown in Figure 4(a). That is, the voltage gain in the low frequency range is twice the gain in the high frequency range. Therefore, in the embodiment shown in FIG. 2, the frequency characteristics of the video signal amplifier 3o are corrected as shown in FIG. 4(b).
テレビジョン放送の音声搬送波信号vs(t)は周波数
変mr8されているから、
72s (t)−人s冗〔(ω、 十5(t)) t+
ψ8〕 ・・・・・・・(8)で表せる。Since the audio carrier wave signal vs(t) of television broadcasting is frequency-varied mr8, 72s (t) - 15(t)) t+
ψ8〕 can be expressed as (8).
ここで、Asは音声搬送波信号の振幅、ω8は音声搬送
波信号の角周波数、 5(t)は音声信号、ψ5は音声
搬送波信号の位相である。Here, As is the amplitude of the audio carrier signal, ω8 is the angular frequency of the audio carrier signal, 5(t) is the audio signal, and ψ5 is the phase of the audio carrier signal.
このvs(t)と式3のl)o (t)を同期検波器1
0に加えると、その出力は、
vp s (t) −A 5cos((ω8+5(t)
) t+ψ、)A(、cos(ω。t+ψ。)・・・・
・・・・・・・・ (9)
低域濾波器12でω8+ω。の周波数成分を除去すると
、
・・・・・・・・・・・(1o)
ωIF”=”S−ω。、ω。=ω7 とすると、式(1
0)のZ7ps(t)は式(8)で示される音声搬送波
信号を、角周波数がω0.の音声中間周波信号に変換し
たものにほかなら安い。This vs(t) and l)o(t) of Equation 3 are converted to
0, its output is vp s (t) −A 5cos((ω8+5(t)
) t+ψ,) A(, cos(ω.t+ψ.)...
・・・・・・・・・ (9) ω8+ω at low-pass filter 12. When the frequency component of is removed, ・・・・・・・・・・・・(1o) ωIF”=”S−ω. , ω. = ω7, then the formula (1
Z7ps(t) of 0) is the audio carrier signal shown by equation (8) with an angular frequency of ω0. It is cheap if it is anything other than the one converted to an audio intermediate frequency signal.
低域ン)・と波に12の綾波特性は、第3図のように音
声中間周波信号の周波斂ω工、をカバーするようになっ
ている。箔声中間周波信七・はこの低域濾波器12を経
て、信号増幅器14およO・音声中間周波増幅3i:2
2で増幅される。その出力は周波数ブ「別器23で復調
され、音声信号5(t)が得られる。As shown in FIG. 3, the 12 twill wave characteristics cover the frequency contrast of the audio intermediate frequency signal. The voice intermediate frequency signal 7 passes through this low-pass filter 12, and is then connected to the signal amplifier 14 and the voice intermediate frequency amplification 3i:2.
It is amplified by 2. The output is demodulated by a frequency converter 23 to obtain an audio signal 5(t).
5(t)は音声出力回路42に供給される。5(t) is supplied to the audio output circuit 42.
搬送テレビジョン信号は第5図a fc示すような周波
数関係にある信号から成り立っている。右側に受信希望
チャンネル、左側に下側隣接チャンネルを示ず。受1:
”? S望チャンネルのテレビジョン(U、刃は同期検
肢′器10で同期検波され、第5図すに示すようなベー
スハンI・映像信七、搬送色信号。The carrier television signal is made up of signals having a frequency relationship as shown in FIG. 5a-fc. The desired channel to receive is shown on the right, and the lower adjacent channel is shown on the left. Receiver 1:
"? The television on the S desired channel (U) is synchronously detected by the synchronous limb detector 10, and the base han I video signal 7 and carrier color signal as shown in Figure 5.
)送波音戸I償七に変換され、下側1腓接チヤンネルの
テレビジョン信号は同じく同期検波器1oて、第5図C
に示すような隣接搬送映像信号、隣接搬送色f′fi号
、隣接搬送音声信号に変換される。) The television signal of the lower 1st channel is converted into the transmitted wave Ondo I compensation 7, and the television signal of the lower 1st channel is also sent to the synchronous detector 1o, as shown in Fig. 5C.
The signal is converted into an adjacent carrier video signal, an adjacent carrier color f'fi number, and an adjacent carrier audio signal as shown in FIG.
第6図Cの斜線で示した部分は、同期検波器℃の出力か
低域緒波器12を通過するときに除去される。この部分
に隣接搬送映像信号の大部分が含捷れる。しかし、第5
図Cの斜線の部分以外の信号は第5図すのベースバンド
映像信号に混入する。The shaded portion in FIG. Most of the adjacent carrier video signal is included in this portion. However, the fifth
Signals other than the shaded portion in Figure C are mixed into the baseband video signal in Figure 5.
ベースバント映像信号・に混入したこの隣接搬送映像信
号と隣接搬送音声信号は除去する動作について次に説明
する。The operation for removing the adjacent carrier video signal and adjacent carrier audio signal mixed into the base band video signal will be described next.
90’移(・口器の出力v0(t)1ri電圧制御発振
器2oの出力と90°の位相差を持つから、
vo(t) = A□ sin (ωot+ψo)
・===−(12)これを式(1)のυV (t)と
ともに電圧乗算器から成る第2の同期検波器11に加え
、その出力7ノ、。(1)を低域濾波器13を通過させ
ると、式(6)を求めたときを同様にして、
vI’ Q(t) −一(I (t) +nc(t)
) cosψ−−7(Q(t)+n5(t) ) si
n ψ・−−= (13)ただし7、ω0−ωVとする
。このvp、(t)は信号増幅器15で増幅され、位イ
:]]検出器18に加えられる。90' shift (・Output of mouthparts v0(t) 1ri Since it has a phase difference of 90° with the output of voltage controlled oscillator 2o, vo(t) = A□ sin (ωot+ψo)
・===−(12) Add this together with υV (t) of equation (1) to the second synchronous detector 11 consisting of a voltage multiplier, and its output 7. When (1) is passed through the low-pass filter 13, vI' Q(t) −1(I (t) + nc(t)
) cosψ−−7(Q(t)+n5(t)) si
n ψ・−= (13) However, 7, ω0−ωV. This vp,(t) is amplified by a signal amplifier 15 and applied to a detector 18.
電圧乗算器から成る位イ゛目検出器18ではvpv(t
)とvp、(t)が電圧乗算され、その結果、制御電圧
υ。(t)が発生する。In the digit detector 18 consisting of a voltage multiplier, vpv(t
) and vp, (t) are voltage multiplied, resulting in a control voltage υ. (t) occurs.
vc(t) 一υV(t)・vp Q (t) A’。vc(t) 1υV(t)・vp Q(t) A'.
= −−、−(1連(t)+no(t))2−(llJ
t)+n8(t)l:]2)sinθ−A2゜
一; (I(t) +no(t) X Q(t) 十n
8(t)) cos =−=−・・−(14)ここでθ
−29である。ただし第1と第2の信写増幅器の増幅度
はここでは1とする。= −−, −(1 series (t) + no (t)) 2−(llJ
t)+n8(t)l:]2) sinθ-A2゜1; (I(t) +no(t) X Q(t) 10n
8(t)) cos =-=-...-(14) where θ
-29. However, the amplification degrees of the first and second copying amplifiers are assumed to be 1 here.
映像搬送波信号vv(t)は残留側波帯伝送されている
が、その伝送特性は通例の残留側波帯伝送と異なり、両
側波帯伝送による部分と単側波帯伝送による部分とから
成っている。すなわち第6図aに示ず映像搬送波信号’
l) V (t)の残留側波帯特性は第6図すに示す両
側波帯特性と第6図Cに示す単側波帯特性を重畳したも
のである。The video carrier signal vv(t) is transmitted through vestigial sideband transmission, but its transmission characteristics are different from normal vestigial sideband transmission, as it consists of a double sideband transmission part and a single sideband transmission part. There is. That is, the video carrier signal 'not shown in FIG.
l) The vestigial sideband characteristic of V (t) is a superposition of the double sideband characteristic shown in FIG. 6S and the single sideband characteristic shown in FIG. 6C.
両1lill波帯伝送による信号は搬送波の位相に対し
同4目成分のみから成り、単側波帯伝送による信号は同
相成分と直交成分からなる。いま、工□(1)を両側波
帯伝送に・よる信号’l)y (t)の同相成分、IU
(t)を単側波帯伝送による信号7ノv (t) の
同相成分。The signal transmitted by both 1lill wavebands consists of only the fourth component with respect to the phase of the carrier wave, and the signal transmitted by single sideband transmission consists of in-phase components and orthogonal components. Now, the in-phase component of the signal 'l)y (t) due to double-sideband transmission of (1), IU
(t) is the in-phase component of the signal 7 nov (t) due to single sideband transmission.
Q、u(t)を単側波帯伝送による信号’Q v (t
)の直交成分とすると式(14)は、
vC(t)
20
= −−; ((IL(t)+Iu(t) +nc(t
))2(Qt+(t)+ n5(t) ))sinθも
し低域濾波器16および1了の低域瞳波特性を第7図ま
たは第7図よりも狭帯域であると、・・・・・・・・・
・・・(16)
タタシ・n’c(t)およびn’s (t) は狭帯
域力゛ウヌ雑音n(t)の低域曲波器16通過後の同相
および直交成分である。Q, u(t) as a signal 'Q v (t
), equation (14) becomes vC(t) 20 = −−; ((IL(t)+Iu(t) +nc(t
))2(Qt+(t)+n5(t)))sinθIf the low-pass pupil wave characteristics of the low-pass filter 16 and 1 are shown in FIG. 7 or narrower than that shown in FIG.・・・・・・・・・
...(16) T<n'c(t)> and n's(t) are the in-phase and quadrature components of the narrow-band power noise n(t) after passing through the low frequency waveform generator 16.
It、(t)≧”c(t) −IL(t) ≧n’5(
t)とするとvC(t)= −(IL(t))2stn
θ−字CI+、(t)Xn’5(t))−〇・・・・・
・・・・・・(17)
(、’、 I L (t) ) 2寺0であるから、ル
ープ帯域幅が式(17)の第2項成分を除去するのに十
分狭ければ、電圧制御発振器20ばθ−0となるように
制御される。It, (t)≧”c(t) −IL(t)≧n'5(
t), then vC(t) = −(IL(t))2stn
θ-character CI+, (t)Xn'5(t))-〇...
......(17) (,', I L (t)) 2 Since 0, if the loop bandwidth is narrow enough to remove the second term component in equation (17), the voltage The controlled oscillator 20 is controlled so that θ-0.
すなわち映像搬送波信−号7)v(t)と電圧制御発振
器20 ノ出力Z7o(t) cD 位4・11fl!
′:差ψは、ψ−0の状態となる。That is, the video carrier signal 7) v(t) and the output of the voltage controlled oscillator 20 Z7o(t) cD rank 4.11fl!
': The difference ψ becomes a state of ψ-0.
ここでル−プ帯域幅をψ−0とするのに十分狭くとった
としても、ψの平均1直がOになることであり、式(1
7)の第2項で示される雑音成分はある(“c度残る。Here, even if the loop bandwidth is set narrow enough to ψ-0, the average 1-division of ψ will be O, and the equation (1
There is a noise component shown in the second term of 7) (“c degree remains.
この岩1音成分は電圧制御発振器2Qの出力位相1およ
び出力周波数にゆらぎを与える。This rock 1 tone component gives fluctuations to the output phase 1 and output frequency of the voltage controlled oscillator 2Q.
しかし、式(17)の第2項を式(15)の第2項と比
へるとき、その振幅の差は格段に大きい。However, when comparing the second term of equation (17) with the second term of equation (15), the difference in amplitude is significantly large.
Qu(t) ≧n5(t)+ ”s面”〒円iiであり
、また式(17)には工u(t)が含まれないからであ
る。This is because Qu(t) ≧n5(t)+ "s-plane"〒circle ii, and equation (17) does not include Qu(t).
ただしn5(t)2.n′5(t)2 はそれぞれn5
(t) ’iよび”5(t)の分散である。However, n5(t)2. n'5(t)2 are each n5
(t) is the variance of 'i' and '5(t).
すなわち、低域濾波器16および17を第2図のように
挿入することにより、雑音成分すなわち式(16)の第
2項ま/ヒは式(14)の第2項の影響を大幅に減少す
ることができる。In other words, by inserting the low-pass filters 16 and 17 as shown in Figure 2, the influence of the second term in equation (14) on the noise component, that is, the second term in equation (16), is greatly reduced. can do.
さらに低域濾波器16および17の帯域を狭くとれば、
”5(t)の分散司1− は帯域に比例して小さくなる
。その分だけ電圧制御発振器20の出力位相および出力
周波数のゆらぎは小さくなる。Furthermore, if the bands of the low-pass filters 16 and 17 are made narrower,
5(t) becomes smaller in proportion to the band. The fluctuations in the output phase and output frequency of the voltage controlled oscillator 20 become smaller accordingly.
しかし、この周波数のゆらぎは全く無くなってしまうこ
とはなく、わずかではあるが残留する。この残留した周
波数のゆらぎは同期検波器10で受信昂望チャンネルの
音声信号搬送波、下側1隣接チャンネルの映像搬送波お
よび音声搬送波に周波数のゆらぎを与える。なぜならば
同期検波器1oは電圧乗算器から成っており、この電圧
乗算器は高周波入力部9からの信号を電圧制御発振器2
oからの出力で周波数変換するからである。However, this frequency fluctuation does not completely disappear, but remains, albeit slightly. This residual frequency fluctuation causes frequency fluctuations in the synchronous detector 10 to the audio signal carrier of the reception desired channel, the video carrier and the audio carrier of the lower one adjacent channel. This is because the synchronous detector 1o consists of a voltage multiplier, and this voltage multiplier converts the signal from the high frequency input section 9 into the voltage controlled oscillator 2.
This is because the frequency is converted using the output from o.
テレビジョン音声信号は周波数変調されておりその最大
周波数偏移は±25 K11zである。もし受信希望チ
ャンネルの置市信号搬送波に与えるゆらぎが20〜3o
11z程度であれは、復調された音声信号の信号対雑音
比は60dB程度であり、この程度の信号対雑音比は許
される。一方下側隣接チヤンネルの映!g1.搬送波に
数11zないし20〜3011z程度の周波数ゆらぎを
与えると、下側隣接チャンネルの搬送σル信号の周波数
ヌベクトラムも同程度ゆらぐことKOす、受信名望チャ
ンネルのべ一ヌハント映像信号および搬送色信号のヌベ
クトルのようにフレー1.周波数(30IIZ ) f
yにエネルギーが集中したヌベクトラムとはならない。The television audio signal is frequency modulated and its maximum frequency deviation is ±25 K11z. If the fluctuation given to the Okiichi signal carrier wave of the desired receiving channel is 20~3o
11z, the signal-to-noise ratio of the demodulated audio signal is about 60 dB, and this level of signal-to-noise ratio is permissible. On the other hand, the image of the lower adjacent channel! g1. When a frequency fluctuation of several 11z to 20 to 3011z is given to the carrier wave, the frequency nuvectrum of the carrier σ color signal of the lower adjacent channel also fluctuates to the same extent. Fray 1 like Nuvector. Frequency (30IIZ) f
It does not become a nubectrum with energy concentrated in y.
また下側隣接チャンネルの搗声搬送波も同程度ゆらぐこ
とになるが、音声搬送波は周波数変調されているために
搬送音声信号のスベク[ルはもともと±100K I+
:二程度の周波数幅を持っている。Also, the voice carrier wave of the lower adjacent channel will fluctuate to the same extent, but since the voice carrier wave is frequency modulated, the amplitude of the carrier voice signal is originally ±100K I+
: Has a frequency width of about 2.
j寅’I器32 、フレームメモIJ −33、クロマ
インバータ−34,動き検出器35.係数発生器36、
ア)・レヌ発生器3ア、メモリー制御器38から成る時
間方向低域濾波器はノイズリデューサ−として知られて
いる。この時間方向低域濾波器は映像信号の1フレーム
の遅延素子を有する再帰バ1シフ仁ルターであって、映
像信号をフレーム周期ごとに時間的に平均化する回路で
ある。その周波数特性は第8図に示すとおり、フレーム
周波数で繰り返すくし形である。しかもこの周波数特性
の谷の深さは係数Kに従って変化する。そしてこの係数
には動き検出器35で検査されたフレーム間差信号の関
数である。j-tora'I device 32, frame memo IJ-33, chroma inverter 34, motion detector 35. coefficient generator 36;
a) The temporal low-pass filter consisting of the Renu generator 3a and the memory controller 38 is known as a noise reducer. This temporal low-pass filter is a recursive one-shift filter having a delay element for one frame of the video signal, and is a circuit that temporally averages the video signal for each frame period. As shown in FIG. 8, its frequency characteristic is a comb shape that repeats at the frame frequency. Moreover, the depth of the valley in this frequency characteristic changes according to the coefficient K. This coefficient is then a function of the interframe difference signal examined by the motion detector 35.
同期検波器1oで周波数変換された下側隣接チャンネル
の搬送色信号、搬送音声信号および搬送映像信号の一部
は、そのヌベクトフムはゆらいでいるから」二記動き適
応形時間方向低域濾波器によってその大部分が除去され
る。この場合動き適応形であるから、動画部ではX−>
Oとしぼけを低減し、画像が静止画に近いときはKを大
きくしてvj害倍信号除去の程度を大きくする。このよ
うにして受信希望チャンネルのベーヌバンド映像信号に
混入した下側@接チャンネルからの妨害を除去できる。Part of the carrier color signal, carrier audio signal, and carrier video signal of the lower adjacent channel frequency-converted by the synchronous detector 1o is processed by the motion-adaptive temporal low-pass filter as described in 2. Most of it is removed. In this case, since it is a motion adaptive type, in the video part
O is used to reduce blurring, and when the image is close to a still image, K is increased to increase the degree of vj harm signal removal. In this way, interference from the lower @ adjacent channel mixed into the Beine band video signal of the channel desired to be received can be removed.
最後に本実施例のテレビジョン受信機が、受信希望チャ
ンネルを選択し、受信状態に入る動作を説明する。制御
入力装置29から入力された受信希望のチャンネルに対
応して、電圧記憶装置2γに記憶された選局電圧を電圧
選択器28で選択し、これを電圧加19器26に加える
。この選局電圧によって電圧制御発振器20が制御され
同期搬送波lノ。(t)が発生する。音声搬送波′vS
(t)トコノ同期搬送波V。(1)が同1i;11検波
器1oに加えられ、その結果音声中間周波信号υpS(
t)が発生する。前記周波数引込み回路によってこの音
声中間周波信号7ノ。s (t)の周波数か放送されて
来る映像搬送波?) v(t)の搬送周波数ωV(t)
と痛声搬送波?)s (t)の搬送周波数ω8の差
すなわちω、2に等しくなるように、」−記同期搬送波
V。(t)の周波数が制御される。この周波数がコスタ
スループの周波数甲込み範囲に入ると、コスタスループ
は急速に付札同期の状態に入る。コヌタスル−プが位相
同期すると同期検波器10から(d映像信号Z7py(
t)と音声中間周波信号7.Jps(t)が得られる。Finally, the operation of the television receiver of this embodiment to select a desired channel to receive and enter the receiving state will be described. The channel selection voltage stored in the voltage storage device 2γ is selected by the voltage selector 28 in accordance with the desired reception channel inputted from the control input device 29, and is applied to the voltage adder 19 26. The voltage controlled oscillator 20 is controlled by this channel selection voltage to generate a synchronous carrier wave. (t) occurs. Audio carrier wave ′vS
(t) Tokono synchronized carrier wave V. (1) is added to the detector 1i; 11, and as a result, the audio intermediate frequency signal υpS(
t) occurs. This audio intermediate frequency signal 7 is output by the frequency pull-in circuit. Is it the frequency of s (t) or the video carrier wave being broadcast? ) carrier frequency ωV(t) of v(t)
And a pain carrier wave? )s (t) of the carrier frequency ω8, i.e., ω, equal to 2, ”−the synchronized carrier V. (t) frequency is controlled. When this frequency falls into the frequency range of the Costas loop, the Costas loop rapidly enters tag synchronization. When the conuta loop is phase synchronized, the synchronous detector 10 outputs (d video signal Z7py (
t) and an audio intermediate frequency signal7. Jps(t) is obtained.
これらの信号は低域濾波器12等を経て、映像信号は映
1象出力回路41にtイ声中間周波信号は周波数弁別器
23で復調されてその復調化−号である音声信号が音声
出力回路42に出力さ力、る。These signals pass through a low-pass filter 12, etc., and the video signal is sent to the image output circuit 41.The voice intermediate frequency signal is demodulated by the frequency discriminator 23, and the demodulated signal, which is the audio signal, is output as audio. A force is output to the circuit 42.
発明の効果
以上の説明から明らかなように、本発明ではコスタスル
ープによって同期検波したベースバンド映像信号を、ベ
ースバンド映像信づ・の周波数範囲と音声中間周波信号
の/i’J波数を低域濾波1而囲とする低域濾波器で低
域濾波することにより、下側隣接チャンネルの搬送映像
信号のエネルギーの大部分を除去し、さらにこのベース
バンド映像信号を時間方向低域濾波器でフレーム周波数
間隔くし形濾波しているので、下側隣接チャンネルの搬
送色信号および搬送音声信号の受信希望ベースバンド映
1象信号への妨害の大部分を除去することができる。ま
た上記時間方向低域濾波器を動き適応形としているので
、特に受信希望映像信号が静止画に近いときは、上記妨
害除去の効果が大きい。Effects of the Invention As is clear from the above explanation, in the present invention, the baseband video signal synchronously detected by the Costas loop is converted into a frequency range of the baseband video signal and /i'J wave number of the audio intermediate frequency signal in the low range. By low-pass filtering with a low-pass filter, most of the energy of the carrier video signal of the lower adjacent channel is removed, and this baseband video signal is further filtered into frames by a temporal low-pass filter. Because of the frequency-spaced comb filtering, most of the interference of the carrier color signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel to the baseband video signal desired to be received can be removed. Furthermore, since the temporal low-pass filter is of a motion-adaptive type, the interference removal effect is particularly great when the desired video signal to be received is close to a still image.
第1図は従来例におけるテレビジョン同期受信装置要部
ブロック図、第2図は本発明の一実施例の要部ブロック
図、第3図は同期検波器出力を濾波する低域濾波器の周
波数特性図、第4図?Lは映像信号のベースバンド周波
数特性図、$4図すは映像11.2月11j″、・枝2
:;の周波数特性図、第5図aはテレヒンヨ/イ、シじ
の受[a希望チャンネルと下側11斉1映チャンネルの
周波数関係を示す図、第5図すは受信希望チャノイルの
周波数変換関係を示す図、第6図Cは]・側隣接チャン
ネルの周波数変換関係を示す図、第6図aはテレビジョ
ン信号の残留側帯波伝送の特性図、第6図すはテレビジ
ョン信号の残留側波帯伝送中の両側波帯伝送を示す特性
図、第6図Cはテレビジョン信号の残留側波帯伝送中の
単側波帯伝送を示す特性図、第7図は第3および第4の
低域濾波器の周波数特性図、第8図は動き適応形時間方
向低域濾波器の周波数特性である。
10・・・・第1の同期検波器、11・・・・・第2の
同期検波器、12・・・・・・第1の低域濾波器、13
・・・・第2の低域濾波器、18・・・・・・位4ζ目
検出器、20・・・・・・電圧制御発振器、21・・・
・・・90’移Aζ目器、32・・・・・演算H133
・・・・・・フレームメモリー、35・・・・・・動き
検出器、36・・・・・・係数発生器。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図
第5
第 3 図
3ユ、(l′)
R4ヲ713に、(M目l)
7M?&i(Ml刊z)第6図
−125−ON O076126、、之数(/−1h
z)00、’75125 4245周周数数M
Hす
第7図
第8図Fig. 1 is a block diagram of the main part of a conventional television synchronous receiver, Fig. 2 is a block diagram of the main part of an embodiment of the present invention, and Fig. 3 is a frequency diagram of a low-pass filter that filters the output of a synchronous detector. Characteristic diagram, Figure 4? L is the baseband frequency characteristic diagram of the video signal, $4 is the video 11.February 11j'', branch 2
: ; Frequency characteristics diagram, Figure 5a is a diagram showing the frequency relationship between the desired channel and the lower 11 broadcast channel, Figure 5 is the frequency conversion of the channel you want to receive. FIG. 6C is a diagram showing the frequency conversion relationship of adjacent channels on the side, FIG. 6a is a characteristic diagram of residual sideband transmission of a television signal, and FIG. Figure 6C is a characteristic diagram showing double sideband transmission during sideband transmission; Figure 6C is a characteristic diagram showing single sideband transmission during vestigial sideband transmission of a television signal; FIG. 8 shows the frequency characteristics of the motion-adaptive temporal low-pass filter. 10...First synchronous detector, 11...Second synchronous detector, 12...First low-pass filter, 13
...Second low-pass filter, 18...4th ζ-th detector, 20...Voltage controlled oscillator, 21...
...90' shift Aζ eye device, 32... operation H133
... Frame memory, 35 ... Motion detector, 36 ... Coefficient generator. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person No. 1
Figure 5 3 Figure 3 U, (l') R4 713, (M item l)
7M? &i (Ml publication z) Figure 6-125-ON O076126,, number (/-1h
z) 00, '75125 4245 Number of laps M
Figure 7 Figure 8
Claims (2)
位相を900移A’■させる900移朴器と、上記電圧
制御発振器の出力と上記90°移AS目器の出力とをそ
れぞれ同期搬送波としこのそれぞれの同期搬送波で映像
搬送波信号の同相および直交成分を同期検波する第1お
よび第2の同期検波器と、この第1および第2の同期検
波器の出力を映像信号ベース/ペン1〜′および音声中
間周波信号の周波数範囲で低域濾波する第1および第2
の低域濾波器と、この第1の第2の低域濾波器の出力の
位相差を検出する位+1]検出器と、この位相検出器の
出力を上記電圧制御発振器へ帰還する手段と、上記第1
の低域濾波器の出力を増幅する信号増幅器と、この信号
増幅器の出力の中のベースバンド映像信号をアナログ、
ディジタル変換するA/D変換器と、同じ信号増幅器の
出力からテレビジョン同期信号またはカラーバースl−
信号を分離し、そのいずれかの信号によってクロック信
号を制御して発生するクロック発生器と、」二記A/D
変換器から出力される信号を入力とし上記クロック発生
器から出力される信号をクロックとして動作する時間方
向低域濾波器と、この時間方向低域濾波器の出力をディ
ジクル。アナログ変換するD/A変換器とによってil
、7成し、とのD/A変換器の出力を映像信号とするこ
とを特徴とするテレビジョン同期受信装置。(1) A voltage controlled oscillator, a 900 phase shifter that shifts the phase of the output of the voltage controlled oscillator by 900 A'■, and a synchronous carrier wave that converts the output of the voltage controlled oscillator and the output of the 90° shifted A/S unit into synchronous carrier waves. Toshiko's first and second synchronous detectors synchronously detect the in-phase and quadrature components of the video carrier signal using respective synchronous carrier waves, and the outputs of the first and second synchronous detectors are used as a video signal base/pen 1~ ' and a first and a second low-pass filter in the frequency range of the audio intermediate frequency signal.
a low-pass filter; a +1] detector for detecting a phase difference between the outputs of the first and second low-pass filters; and means for feeding back the output of the phase detector to the voltage-controlled oscillator; 1st above
A signal amplifier amplifies the output of the low-pass filter, and converts the baseband video signal in the output of this signal amplifier into an analog,
The A/D converter that performs digital conversion and the output of the same signal amplifier produce a television synchronization signal or colorverse l-
A clock generator that separates signals and generates a clock signal by controlling one of the signals;
A time-direction low-pass filter operates with the signal output from the converter as input and the signal output from the clock generator as a clock, and the output of this time-direction low-pass filter is digitally output. il by a D/A converter that performs analog conversion.
, 7, and the output of the D/A converter as a video signal.
Kを乗じた信号と下記のフレームメモリーの出力にKを
乗じた信号とを加算する演算器と、この演算器の出力を
フレーム毎に記憶するフレームメモリーと、上記A/D
変換器の出力とこのフレームメモリーの出力との差から
フレーム間における画像の動きを検出する動き検出器と
、この動き検出器の出力によって上記係数Kを決定する
係数発生器と、この係数発生器の出力を上記演算器に入
力する手段と、上記クロック発生器からのりl’1ツク
信号によって上記フレームメモリーのアドレスを決定す
るアドレス発生器と、このアドレス発生器で決定された
アト“レヌに従ってフレームメモリーを書込み、消去す
るメモリー制御器と、このメモリー制御器の出力をフレ
ームメモリーに入力する手段とからなるように構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載のテレビジ
ョン同期受1言装置。(2) A temporal low-pass filter connects the output of the A/D converter to I-
An arithmetic unit that adds a signal multiplied by K and a signal obtained by multiplying the output of the frame memory described below by K, a frame memory that stores the output of this arithmetic unit for each frame, and the A/D described above.
a motion detector that detects the motion of an image between frames from the difference between the output of the converter and the output of this frame memory; a coefficient generator that determines the coefficient K based on the output of this motion detector; and this coefficient generator. an address generator for determining the address of the frame memory according to the signal from the clock generator; 1. A television synchronized receiver 1 according to claim 1, characterized in that it comprises a memory controller for writing and erasing memory, and means for inputting the output of this memory controller to a frame memory. language device.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19918682A JPS5989081A (en) | 1982-11-12 | 1982-11-12 | Television synchronous receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5989081A true JPS5989081A (en) | 1984-05-23 |
JPH035709B2 JPH035709B2 (en) | 1991-01-28 |
Family
ID=16403564
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19918682A Granted JPS5989081A (en) | 1982-11-12 | 1982-11-12 | Television synchronous receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5989081A (en) |
-
1982
- 1982-11-12 JP JP19918682A patent/JPS5989081A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH035709B2 (en) | 1991-01-28 |
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