JPS597479A - 溶接用電源 - Google Patents
溶接用電源Info
- Publication number
- JPS597479A JPS597479A JP57117321A JP11732182A JPS597479A JP S597479 A JPS597479 A JP S597479A JP 57117321 A JP57117321 A JP 57117321A JP 11732182 A JP11732182 A JP 11732182A JP S597479 A JPS597479 A JP S597479A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- transistor
- reverse bias
- power source
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、スイッチング用トランジスタにより直流電源
を開閉して出力を調整する方式の溶接用電源に関するも
のである。
を開閉して出力を調整する方式の溶接用電源に関するも
のである。
従来、アーク溶接に用いられる電源としては、商用交流
を適当に電圧調整した後、適当な内部インピーダンスを
介して直接あるいは整流して直流として溶接負荷に供給
するものがほとんどであった。しかし、近年商用交流を
一旦直流に変換して後、スイッチングトランジスタによ
り出力調整するチョッパ式あるいはトランジスタインバ
ータニより高周波交流に変換して後に整流して直流出力
を得るインバータ式の溶接電源が提案されており、出力
調整精度の優秀さと出力波形選定の容易さから実用化が
急がれている。特にインバータ式においては、動作周波
数を高周波にすることによって変圧器や出力整流後の平
滑回路を小形化することができるので装置全体を小形、
軽量化できることから有望視されているものである。し
かるに、これらスイッチングトランジスタにより出力調
整を行うものにおいては、出力端子の短絡や変圧器鉄心
の磁気飽和が発生したときに過電流が流れてトランジス
タが破壊されやすい。特に、アーク溶接に用いるときに
は、出力端子の短絡は通常のこととして発生し、また極
く短時間の短絡や開放がくりかえし発生することが多く
、さらにスイッチング用トランジスタの導通遮断速度の
バラツキなどによって、インバータの正負において出力
電流のアンバランスが発生しやすく、変圧器に直流電流
が流れて磁気飽和が発生しやすい。したがって、これら
の各原因に基づく過電流に対してスイッチングトランジ
スタを十分に保護することが、この°種の溶接電源にお
いて重要な要件となる。通常、これらの過電流に対して
は、スイッチングトランジスタに流れる電流を検出して
これが制限値を超えたときに過電流発生と判断しトラン
ジスタを遮断する方法が行なわれており、また変圧器を
含む回路の磁気飽和に対しては主回路に直列コンデンサ
を接続して直流分の発生そのものを防止することも行な
われている。これらのうち電流検出によるものは、チョ
ッパ式およびインバータ式のいずれにおいてもスイッチ
ングによって出力が調整されるものであるために、波高
値は常に一定であるから出力電流の平均値を検出してこ
れを限界値と比較することが必要となる。このためには
、電流検出回路に平滑回路のような一次遅れ要素を設け
ることが必須となり、応答速度が遅く正確な保護ができ
ない。特に、アーク溶接用電源においては、出力電流が
数100アンペアを超える程の大電流となるので、スイ
ッチング用トランジスタは、通常多数を並列に接続して
電流容量を賄うことになり、少しの過電流が発生しても
個々のトランジスタの許容量をはるかに超過することに
なって容易に破壊されてしまう。この理由は、一般にス
イッチング用トランジスタはベース電流を十分に供給し
て特性曲線のうち飽和領域にて動作するように設計され
ている。したがって、このときの出力電流はベース電流
には無関係に負荷のインピーダンスによって定まる値と
なる。ところが、出力短絡などによって負荷の実効イン
ピーダンスが著しく低下すると、トランジスタの特性曲
線に対して負荷曲線が急勾配で立上った形となって、供
給されているベース電流に対して動作点が飽和領域から
能動領域に移動することになる。通常、多数が並列に接
続されているトランジスタは、その飽和領域で動作して
いる限りにおいては、出力電流は負荷によって定まるの
でそれぞれのトランジスタの負担は個々の電流増幅率の
差によらずほとんど差は生じない。しかし、動作点が能
動領域に移ると電流増幅率の差が直接負担の差となって
現われる。
を適当に電圧調整した後、適当な内部インピーダンスを
介して直接あるいは整流して直流として溶接負荷に供給
するものがほとんどであった。しかし、近年商用交流を
一旦直流に変換して後、スイッチングトランジスタによ
り出力調整するチョッパ式あるいはトランジスタインバ
ータニより高周波交流に変換して後に整流して直流出力
を得るインバータ式の溶接電源が提案されており、出力
調整精度の優秀さと出力波形選定の容易さから実用化が
急がれている。特にインバータ式においては、動作周波
数を高周波にすることによって変圧器や出力整流後の平
滑回路を小形化することができるので装置全体を小形、
軽量化できることから有望視されているものである。し
かるに、これらスイッチングトランジスタにより出力調
整を行うものにおいては、出力端子の短絡や変圧器鉄心
の磁気飽和が発生したときに過電流が流れてトランジス
タが破壊されやすい。特に、アーク溶接に用いるときに
は、出力端子の短絡は通常のこととして発生し、また極
く短時間の短絡や開放がくりかえし発生することが多く
、さらにスイッチング用トランジスタの導通遮断速度の
バラツキなどによって、インバータの正負において出力
電流のアンバランスが発生しやすく、変圧器に直流電流
が流れて磁気飽和が発生しやすい。したがって、これら
の各原因に基づく過電流に対してスイッチングトランジ
スタを十分に保護することが、この°種の溶接電源にお
いて重要な要件となる。通常、これらの過電流に対して
は、スイッチングトランジスタに流れる電流を検出して
これが制限値を超えたときに過電流発生と判断しトラン
ジスタを遮断する方法が行なわれており、また変圧器を
含む回路の磁気飽和に対しては主回路に直列コンデンサ
を接続して直流分の発生そのものを防止することも行な
われている。これらのうち電流検出によるものは、チョ
ッパ式およびインバータ式のいずれにおいてもスイッチ
ングによって出力が調整されるものであるために、波高
値は常に一定であるから出力電流の平均値を検出してこ
れを限界値と比較することが必要となる。このためには
、電流検出回路に平滑回路のような一次遅れ要素を設け
ることが必須となり、応答速度が遅く正確な保護ができ
ない。特に、アーク溶接用電源においては、出力電流が
数100アンペアを超える程の大電流となるので、スイ
ッチング用トランジスタは、通常多数を並列に接続して
電流容量を賄うことになり、少しの過電流が発生しても
個々のトランジスタの許容量をはるかに超過することに
なって容易に破壊されてしまう。この理由は、一般にス
イッチング用トランジスタはベース電流を十分に供給し
て特性曲線のうち飽和領域にて動作するように設計され
ている。したがって、このときの出力電流はベース電流
には無関係に負荷のインピーダンスによって定まる値と
なる。ところが、出力短絡などによって負荷の実効イン
ピーダンスが著しく低下すると、トランジスタの特性曲
線に対して負荷曲線が急勾配で立上った形となって、供
給されているベース電流に対して動作点が飽和領域から
能動領域に移動することになる。通常、多数が並列に接
続されているトランジスタは、その飽和領域で動作して
いる限りにおいては、出力電流は負荷によって定まるの
でそれぞれのトランジスタの負担は個々の電流増幅率の
差によらずほとんど差は生じない。しかし、動作点が能
動領域に移ると電流増幅率の差が直接負担の差となって
現われる。
しかも、各トランジスタは並列に接続されているために
コレクタ・エミッタ間電圧は等しい値となり、このため
電流増幅率の大なるトランジスタに増々負担がかかるこ
とになり、始めに最も大きな電流増幅率のトランジスタ
が破壊されて、この分が池のトランジスタの負担増を引
起して順次雪崩式に破壊が進行してゆくことになる。し
たがって、過電流が発生したときには、直ちに電流を遮
断しないと保護の意味が無い。一方、直列コンデンサに
より変圧器の直流励磁を防止して磁気飽和を防止する方
式のものは、出力電流を流し得るだけの大容量でしかも
高周波のコンデンサを設けることが必要で非常に高価な
ものとなる。しかも、このコンデンサは直流分の阻止に
対してのみ効果があり、出力短絡のような正負バランス
した状態における過電流に対しては何ら効果はなく、こ
のための別途保護回路が必要となりさらに高価となり不
経済である。
コレクタ・エミッタ間電圧は等しい値となり、このため
電流増幅率の大なるトランジスタに増々負担がかかるこ
とになり、始めに最も大きな電流増幅率のトランジスタ
が破壊されて、この分が池のトランジスタの負担増を引
起して順次雪崩式に破壊が進行してゆくことになる。し
たがって、過電流が発生したときには、直ちに電流を遮
断しないと保護の意味が無い。一方、直列コンデンサに
より変圧器の直流励磁を防止して磁気飽和を防止する方
式のものは、出力電流を流し得るだけの大容量でしかも
高周波のコンデンサを設けることが必要で非常に高価な
ものとなる。しかも、このコンデンサは直流分の阻止に
対してのみ効果があり、出力短絡のような正負バランス
した状態における過電流に対しては何ら効果はなく、こ
のための別途保護回路が必要となりさらに高価となり不
経済である。
本発明は、過電流が発生したときには、スイッチングト
ランジスタが能動領域に達してコレクタ・エミッタ間の
電圧が上昇することに着目し、この電圧が限界値を超え
たときにトランジスタを遮断して破壊から保護するよう
にしたもので、前述のいずれの原因に基づく過電流に対
しても有効な保護回路を設けた溶接用電源を提供したも
のである。
ランジスタが能動領域に達してコレクタ・エミッタ間の
電圧が上昇することに着目し、この電圧が限界値を超え
たときにトランジスタを遮断して破壊から保護するよう
にしたもので、前述のいずれの原因に基づく過電流に対
しても有効な保護回路を設けた溶接用電源を提供したも
のである。
第1図は本発明をプッシュプル式インバータに適用した
ときの実施例を示す接続図である。同図において、1は
一次巻線にセンタータップを設けた変圧器、2a、2b
はスイッチング用トランジスタであり変圧器1の一次巻
線とトランジスタ2a゛。
ときの実施例を示す接続図である。同図において、1は
一次巻線にセンタータップを設けた変圧器、2a、2b
はスイッチング用トランジスタであり変圧器1の一次巻
線とトランジスタ2a゛。
21)とは直流電源EOとともにプッシュプル式インバ
ータ回路を構成している。またこのトランジスタは、要
求される出力電流に応じて必要個数が並列接続されるこ
ともあるが、図ではこれを一つで示しである。3a 、
3bはトランジスタ2a、2bの駆動回路、4は制御信
号発生回路であり、トランジスタ2a 、2bを交互に
導通、遮断するための信号を発生する。5a、5bはト
ランジスタ2a。
ータ回路を構成している。またこのトランジスタは、要
求される出力電流に応じて必要個数が並列接続されるこ
ともあるが、図ではこれを一つで示しである。3a 、
3bはトランジスタ2a、2bの駆動回路、4は制御信
号発生回路であり、トランジスタ2a 、2bを交互に
導通、遮断するための信号を発生する。5a、5bはト
ランジスタ2a。
2bのコレクタ・エミッタ間の電圧を検出し基準値以上
に上昇したときに出力を発生する検出回路、5a、5b
は検出回路5a、5bの出力を受けてトランジスタ2a
、2bに逆バイアスを供給する逆バイアス回路である
。また7は必要に応じて整流回路、平滑回路などを含む
溶接負荷である。第2図の実施例において、正常時には
制御信号発生回路4からの出力に応じて駆動回路3a、
3bはそれぞれトランジスタ2a、2bを交互に導通、
遮断を行なわせる。このとき検出回路5a 、5bは、
それぞれトランジスタ2a、2bに対する導通−信号が
消滅してコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇し始めて基
準値を超えるとこれを検出して出力を発生し、逆バイア
ス回路5a、5bがそれぞれトランジスタ2a 、2b
のベース回路に逆バイアス電圧を供給して遮断速度を速
める。このような動作中において、変圧器1の磁気飽和
や負荷の短絡などが発生すると、各トランジスタ2a
、 2bを流れる電流は急増する。この電流はベース電
流によって定まる特性曲線に従って増加することになる
が、この電流が飽和点を超える値にまで達するとトラン
ジスタの動作点は飽和領域から能動領域に移行し、この
ためコレクタ電流のわずかな増加に対してもコレクダ・
エミッタ間の電圧は特性曲線に沿って急増することにな
る。したがって、トランジスタの導通期間の途中におい
て磁気飽和や短絡などが発生して負荷のインピーダンス
が急減したときには、トランジスタのコレクタ・エミッ
タ間の電圧が上昇するのでこれを検出回路5a。
に上昇したときに出力を発生する検出回路、5a、5b
は検出回路5a、5bの出力を受けてトランジスタ2a
、2bに逆バイアスを供給する逆バイアス回路である
。また7は必要に応じて整流回路、平滑回路などを含む
溶接負荷である。第2図の実施例において、正常時には
制御信号発生回路4からの出力に応じて駆動回路3a、
3bはそれぞれトランジスタ2a、2bを交互に導通、
遮断を行なわせる。このとき検出回路5a 、5bは、
それぞれトランジスタ2a、2bに対する導通−信号が
消滅してコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇し始めて基
準値を超えるとこれを検出して出力を発生し、逆バイア
ス回路5a、5bがそれぞれトランジスタ2a 、2b
のベース回路に逆バイアス電圧を供給して遮断速度を速
める。このような動作中において、変圧器1の磁気飽和
や負荷の短絡などが発生すると、各トランジスタ2a
、 2bを流れる電流は急増する。この電流はベース電
流によって定まる特性曲線に従って増加することになる
が、この電流が飽和点を超える値にまで達するとトラン
ジスタの動作点は飽和領域から能動領域に移行し、この
ためコレクタ電流のわずかな増加に対してもコレクダ・
エミッタ間の電圧は特性曲線に沿って急増することにな
る。したがって、トランジスタの導通期間の途中におい
て磁気飽和や短絡などが発生して負荷のインピーダンス
が急減したときには、トランジスタのコレクタ・エミッ
タ間の電圧が上昇するのでこれを検出回路5a。
5bにて検出して逆バイアス回路5a、5bに指令を発
し、トランジスタ2a 、2bのベース回路に逆バイア
スを供給してこれを遮断する。
し、トランジスタ2a 、2bのベース回路に逆バイア
スを供給してこれを遮断する。
第1図の実施例においては検出回路の出力を直接逆バイ
アス回路に供給したが、このようにするときは、異常検
出時にトランジスタが逆バイアス回路の出力によって遮
断されるときに、ベース電流の減少速度とコレクタ・エ
ミッタ間電圧の上昇速度やあるいは検出回路や逆バイア
ス回路の応答速度などの相互関係によっては若干不安定
になることが予想される。このような場合には、検出回
路または逆バイアス回路にコレクタ・エミッタ間電圧が
基準値より高くなったときから一定時間の間は、その出
力が継続するようにモノマルチバイブレークなどの時限
回路を設けることが望ましい。
アス回路に供給したが、このようにするときは、異常検
出時にトランジスタが逆バイアス回路の出力によって遮
断されるときに、ベース電流の減少速度とコレクタ・エ
ミッタ間電圧の上昇速度やあるいは検出回路や逆バイア
ス回路の応答速度などの相互関係によっては若干不安定
になることが予想される。このような場合には、検出回
路または逆バイアス回路にコレクタ・エミッタ間電圧が
基準値より高くなったときから一定時間の間は、その出
力が継続するようにモノマルチバイブレークなどの時限
回路を設けることが望ましい。
また第1図の実施例においては、正常時には各トランジ
スタは導通信号の消滅によって遮断動作を開始し、これ
によってコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇して基準値
を超えた時点で逆バイアスがベース回路に供給されるこ
とになる。したがって、正常動作時には、トランジスタ
の遮断速度はそれほど改善されていない。そこで第1図
の実施例において破線にて示すように逆バイアス回路5
a。
スタは導通信号の消滅によって遮断動作を開始し、これ
によってコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇して基準値
を超えた時点で逆バイアスがベース回路に供給されるこ
とになる。したがって、正常動作時には、トランジスタ
の遮断速度はそれほど改善されていない。そこで第1図
の実施例において破線にて示すように逆バイアス回路5
a。
6bの入力信号としてそれぞれ対応するトランジスタの
導通信号の消滅を示す信号、即ち導通信号の反転信号を
検出回路5a、5bの各出力とともにそれぞれ供給すれ
ば、正常動作時におけるトランジスタ遮断時にも逆バイ
アス回路が有効に動作して、回路の保護とともにトラン
ジスタの遮断速度も上昇させることができ動作周波数を
より高い値に選定することができ、その分だけ出力調整
の精度を改善することができる。
導通信号の消滅を示す信号、即ち導通信号の反転信号を
検出回路5a、5bの各出力とともにそれぞれ供給すれ
ば、正常動作時におけるトランジスタ遮断時にも逆バイ
アス回路が有効に動作して、回路の保護とともにトラン
ジスタの遮断速度も上昇させることができ動作周波数を
より高い値に選定することができ、その分だけ出力調整
の精度を改善することができる。
第2図はこれらの点を考慮した本発明の別の実施例の要
部を示す接続図であり、同図においては、プッシュプル
式インバータの片方のみを示してあり、他方の回路およ
び変圧器の2次側は重複をさけるために省略しである。
部を示す接続図であり、同図においては、プッシュプル
式インバータの片方のみを示してあり、他方の回路およ
び変圧器の2次側は重複をさけるために省略しである。
したがって、実際の装置においては同図の左方に図と同
様の回路があり、さらに変圧器の2次側には出力巻線と
負荷回路とが設けられている。同図において、駆動回路
3aは直流電源Elから電力を受ける抵抗器R31ない
し1(34およびトランジスタTR31およびTR32
からなる非反転増幅回路によって構成されており、制御
信号発生回路4の出力をトランジスタ2aの駆動に必要
なレベルにまで増幅する。検出回路5aは直流電源E1
の出力電圧を分圧して基準電圧erを得る抵抗器R51
およびR52、トランジスタ2aのコレクタ・エミッタ
間の電圧を分圧して出力e。
様の回路があり、さらに変圧器の2次側には出力巻線と
負荷回路とが設けられている。同図において、駆動回路
3aは直流電源Elから電力を受ける抵抗器R31ない
し1(34およびトランジスタTR31およびTR32
からなる非反転増幅回路によって構成されており、制御
信号発生回路4の出力をトランジスタ2aの駆動に必要
なレベルにまで増幅する。検出回路5aは直流電源E1
の出力電圧を分圧して基準電圧erを得る抵抗器R51
およびR52、トランジスタ2aのコレクタ・エミッタ
間の電圧を分圧して出力e。
を得る抵抗器R53およびR54および基準電圧erと
検出電圧ec七を比較しe c )−e rとなったき
きに出力を発生する比較器OP5とから構成されている
。また逆バイアス回路6aは直流電源E2、検出回路5
aの出力と制御信号発生回路4の出方とを入力とするA
ND回路61、A N I)回路61の出力を入力とし
一定時間幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータ
62、制御信号発生回路4の出力信号を反転するための
抵抗器R61、R62、定電圧ダイオードZD61およ
びトランジスタTR61からなる反転増幅回路およびモ
ノマルチバイブレータ62とトランジスタTR51の出
力とを入力とし、いずれかの出力を受けたときにトラン
ジスタ2aのベースに直流型g E2の電圧を逆極性で
印加する抵抗器R63、R64およびトランジスタTR
62からなるOR回路とから構成されている。
検出電圧ec七を比較しe c )−e rとなったき
きに出力を発生する比較器OP5とから構成されている
。また逆バイアス回路6aは直流電源E2、検出回路5
aの出力と制御信号発生回路4の出方とを入力とするA
ND回路61、A N I)回路61の出力を入力とし
一定時間幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータ
62、制御信号発生回路4の出力信号を反転するための
抵抗器R61、R62、定電圧ダイオードZD61およ
びトランジスタTR61からなる反転増幅回路およびモ
ノマルチバイブレータ62とトランジスタTR51の出
力とを入力とし、いずれかの出力を受けたときにトラン
ジスタ2aのベースに直流型g E2の電圧を逆極性で
印加する抵抗器R63、R64およびトランジスタTR
62からなるOR回路とから構成されている。
第2図の実施例の動作を第3図の説明図によって説明す
る。第3図は第2図の実施例における各部の電圧、電流
の変化を示す説明図であり、同図において(a)は制御
信号発生回路4の出力に相当する第2図のA点の電圧変
化、(b)は第2図の抵抗器R53と抵抗器R54との
接続点Bの電圧即ちトランジスタ2aのコレクタ・エミ
ッタ間電圧の変化、(C)はトランジスタ2aのコレク
タ電流Ic、(d)は検出回路5aの出力、(eンはモ
ノマルチバイブレータ62の出力、(f)はトランジス
タ2aのベース回路に供給される電圧の変化をそれぞれ
示す。正常動作時においては制御信号発生回路4から駆
動回路3aに供給される導通指令信号が供給されるまで
はトランジスタTR61が遮断となるためにトランジス
タTR62は導通しており、このためトランジスタ2a
のベースは直流電源E2の負極に接続されたことになり
逆バイアス状態となっている。制御信号発生回路4から
導通指令信号が供給されると入力信号に応じて駆動回路
3aのトランジスラダl″R31が導通し、これに従っ
てトランジスタ2aが導通して直流電源Eo、変圧器1
の一次巻線、トランジスタ2aの回路に電流が流れる。
る。第3図は第2図の実施例における各部の電圧、電流
の変化を示す説明図であり、同図において(a)は制御
信号発生回路4の出力に相当する第2図のA点の電圧変
化、(b)は第2図の抵抗器R53と抵抗器R54との
接続点Bの電圧即ちトランジスタ2aのコレクタ・エミ
ッタ間電圧の変化、(C)はトランジスタ2aのコレク
タ電流Ic、(d)は検出回路5aの出力、(eンはモ
ノマルチバイブレータ62の出力、(f)はトランジス
タ2aのベース回路に供給される電圧の変化をそれぞれ
示す。正常動作時においては制御信号発生回路4から駆
動回路3aに供給される導通指令信号が供給されるまで
はトランジスタTR61が遮断となるためにトランジス
タTR62は導通しており、このためトランジスタ2a
のベースは直流電源E2の負極に接続されたことになり
逆バイアス状態となっている。制御信号発生回路4から
導通指令信号が供給されると入力信号に応じて駆動回路
3aのトランジスラダl″R31が導通し、これに従っ
てトランジスタ2aが導通して直流電源Eo、変圧器1
の一次巻線、トランジスタ2aの回路に電流が流れる。
制御信号発生回路4の出力がなくなるとトランジスタ″
nt61は再び遮断されてトランジスタxT’R62が
導通し、トランジスタ2aのベース回路を逆バイアスし
、これを急速に遮断する。このような動作をくりかえす
途中において、第3図の時刻Aに示すように制御信号発
生器4からの導通信号がある間に何らかの原因でトラン
ジスタ2aのコレクタ電流が増大してコレクタ・エミッ
タ間の電圧ecが上昇すると比較器OP5はe c )
e rとなった時点で正信号を出力する。このとき制
御信号発生回路4からの出力が継続しているので、AN
D回路61は開きモノマルチバイブレータ62を起動す
る。モノマルチバイブレータ62は一定時間幅のパルス
を出力しトランジスタ62を導通させて制御信号発生回
路4からの出力継続中にもかかわらずトランジスタ2a
のベースを直流電源E2の負極に接続して逆バイアス電
圧を印加し、トランジスタ2aを急速に遮断する。この
結果、トランジスタ2aのコレクタ電流は零となり異常
電流によって破壊されることが防止される。
nt61は再び遮断されてトランジスタxT’R62が
導通し、トランジスタ2aのベース回路を逆バイアスし
、これを急速に遮断する。このような動作をくりかえす
途中において、第3図の時刻Aに示すように制御信号発
生器4からの導通信号がある間に何らかの原因でトラン
ジスタ2aのコレクタ電流が増大してコレクタ・エミッ
タ間の電圧ecが上昇すると比較器OP5はe c )
e rとなった時点で正信号を出力する。このとき制
御信号発生回路4からの出力が継続しているので、AN
D回路61は開きモノマルチバイブレータ62を起動す
る。モノマルチバイブレータ62は一定時間幅のパルス
を出力しトランジスタ62を導通させて制御信号発生回
路4からの出力継続中にもかかわらずトランジスタ2a
のベースを直流電源E2の負極に接続して逆バイアス電
圧を印加し、トランジスタ2aを急速に遮断する。この
結果、トランジスタ2aのコレクタ電流は零となり異常
電流によって破壊されることが防止される。
なおAND回路61は、必らずしも設ける必要はなく省
略してもよいが、この場合には、モノマルチバイブレー
ク62は制御信号発生回路4の遮断信号毎に出力を発生
するので、その出力パルスの幅は制御信号発生回路4の
遮断信号の最短よりも短い値にしておくことが必要であ
る。また一度でも異常が発生したときには、これを保持
して以後の通電を停止させることが望ましいときにはモ
ノマルチバイブレータ62にかえてR+ Sフリツいた
後にリセットするための外部リセット信号を入力するた
めの回路を設けるべきであるのはもちろんである。
略してもよいが、この場合には、モノマルチバイブレー
ク62は制御信号発生回路4の遮断信号毎に出力を発生
するので、その出力パルスの幅は制御信号発生回路4の
遮断信号の最短よりも短い値にしておくことが必要であ
る。また一度でも異常が発生したときには、これを保持
して以後の通電を停止させることが望ましいときにはモ
ノマルチバイブレータ62にかえてR+ Sフリツいた
後にリセットするための外部リセット信号を入力するた
めの回路を設けるべきであるのはもちろんである。
さらに上記実施例においては、プッシュプル式インバー
タについてのみ説明したが、本発明はこれに限られるも
のではなく1石式あるいはブリッジ式など他の方式のイ
ンバータまたはチョッパ式の溶接電源にも適用し得るも
のであ1す、またその出力様式としては交流式あるいは
整流回路を設け′句11t′本 て直流出力とするも−61【禾適用し得るものである。
タについてのみ説明したが、本発明はこれに限られるも
のではなく1石式あるいはブリッジ式など他の方式のイ
ンバータまたはチョッパ式の溶接電源にも適用し得るも
のであ1す、またその出力様式としては交流式あるいは
整流回路を設け′句11t′本 て直流出力とするも−61【禾適用し得るものである。
以上のように本発明によるときは、スイッチング用トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を検出して、こ
の上昇によってベース回路に逆バイアスを印加して異常
時の保護を行うようにしたので、出力調整範囲が数アン
ペアの小電流から1000アンペア近くまであり、かつ
出力端子の短絡が発生しやすいアーク溶接用電源におい
ても出力電流の設定値にかかわらず保護回路を小容量の
トランジスタ、抵抗器、ダイオードなどの部品で構成す
ることができるので、小形、安価でかつ動作の確実なも
のが得られる。またスイッチング用トランジスタの導通
信号の消滅時にも、同じ逆バイアス回路を動作させる場
合には、より高速のスイッチングが可能となり、スイッ
チング損失を軽減でき高能率となるばかりでなく、遮断
に要する時間が短くなるのでくりかえし周波数を高くす
ることができ、その分だけ細かい出力調整が可能となる
ものである。
ンジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を検出して、こ
の上昇によってベース回路に逆バイアスを印加して異常
時の保護を行うようにしたので、出力調整範囲が数アン
ペアの小電流から1000アンペア近くまであり、かつ
出力端子の短絡が発生しやすいアーク溶接用電源におい
ても出力電流の設定値にかかわらず保護回路を小容量の
トランジスタ、抵抗器、ダイオードなどの部品で構成す
ることができるので、小形、安価でかつ動作の確実なも
のが得られる。またスイッチング用トランジスタの導通
信号の消滅時にも、同じ逆バイアス回路を動作させる場
合には、より高速のスイッチングが可能となり、スイッ
チング損失を軽減でき高能率となるばかりでなく、遮断
に要する時間が短くなるのでくりかえし周波数を高くす
ることができ、その分だけ細かい出力調整が可能となる
ものである。
第1図は本発明の実施例を示す接続図、第2図は別の実
施例の要部を示す接続図、第3図は第2図の実施例にお
ける各部の電圧、電流の変化を示す説明図である。 2a、2b・・・スイッチング用トランジスタ、3a。 3b・・・駆動回路、5a、5b・・・検出回路、5a
、6b・・・逆バイアス回路、61・・・AND回路、
62・・・モノマルチバイブレータ。 代理人 弁理士 中 井 宏第2図 第8図 手続補正書(自発) 昭和57年8月58 1、事件の表示 昭和57年特許願第117321号 2、発明の名称 溶接用電源 3、補正する者 事件との関係 特 許 出 願 人 大阪市淀用区田用2丁目1番11号 (02B) 大阪変圧器株式会社 4、代理人 住 所 〒532 大阪市淀用区田用2丁目1番1
1号[連絡先 電話 (06) 301−1212]5
、補正命令の日付 自 発 6、補正の対象 「図 面」手続ンm正書(
自発) 1、事件の表示 昭和57年特許願第117321号 2、発明の名称 溶接用電源 3、補正する者 事件との関係 特 許 出 願 人 大阪市淀用区田用2丁目1番11号 (026) 大阪変圧器株式会社 4、代理人 住 所 〒532 大阪市淀用区田用2丁目1番1
1@5、補正命令の日付 自 発
施例の要部を示す接続図、第3図は第2図の実施例にお
ける各部の電圧、電流の変化を示す説明図である。 2a、2b・・・スイッチング用トランジスタ、3a。 3b・・・駆動回路、5a、5b・・・検出回路、5a
、6b・・・逆バイアス回路、61・・・AND回路、
62・・・モノマルチバイブレータ。 代理人 弁理士 中 井 宏第2図 第8図 手続補正書(自発) 昭和57年8月58 1、事件の表示 昭和57年特許願第117321号 2、発明の名称 溶接用電源 3、補正する者 事件との関係 特 許 出 願 人 大阪市淀用区田用2丁目1番11号 (02B) 大阪変圧器株式会社 4、代理人 住 所 〒532 大阪市淀用区田用2丁目1番1
1号[連絡先 電話 (06) 301−1212]5
、補正命令の日付 自 発 6、補正の対象 「図 面」手続ンm正書(
自発) 1、事件の表示 昭和57年特許願第117321号 2、発明の名称 溶接用電源 3、補正する者 事件との関係 特 許 出 願 人 大阪市淀用区田用2丁目1番11号 (026) 大阪変圧器株式会社 4、代理人 住 所 〒532 大阪市淀用区田用2丁目1番1
1@5、補正命令の日付 自 発
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、直流電源と、前記直流電源と負荷との間に接続され
たスイッチング用トランジスタと、前記トランジスタに
導通信号を供給するための駆動回路と、前記トランジス
タのコレクタ・エミッタ間電圧を検出し検出電圧が一定
値を超えたときに出力を発生する検出回路と、前記検出
回路の出力を入力とし前記トランジスタのベース回路に
逆バイアスを供給する逆バイアス回路とを具備した溶接
′用電源。 2、前記逆バイアス回路は、前記検出回路の出力を受け
たときから所定の時間幅の逆バイアスパルスを供給する
回路である特許請求の範囲第1項に記載の溶接用電源。 3、前記逆バイアス回路は、前記駆動回路からの前記ト
ランジスタ導通信号と前記検出回路の出力とを入力とす
るAND回路と、前記AND回路の出力により所定時間
幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータとを含む
回路である特許請求の範囲第1項に記載の溶接用電源。 4、直流電源と、前記直流電源と負荷との間に接続され
たスイッチング用トランジスタと、前記トランジスタに
導通信号を供給するための駆動回路と、前記トランジス
タのコレクタ・エミッタ間電圧が一定レベルを超えたと
きに出力を発生する検出回路と、前記駆動回路の出力お
よび前記検出回路の出力を入力とし前記駆動回路のトラ
ンジスタ導通信号の消滅時および前記検出回路の出力発
生時に前記トランジスタのベース回路に逆バイアスを印
加する逆バイアス回路とを具備した溶接用電源。 5、前記逆バイアス回路は、前記検出回路の出力を受け
たときから所定の時間幅の逆バイアスパルスを供給する
回路である特許請求の範囲第4項に記載の溶接用電源。 6、前記逆バイアス回路は、前記駆動回路からの前記ト
ランジスタ導通信号と前記検出回路の出力とを入力とす
るAND回路と、前記AND回路の出力により所定時間
幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータと、前記
駆動回路からの前記トランジスタ非導通信号と前記モノ
マルチバイブレータの出力とを入力とするOR回路と、
前記OR回路の出力により前記トランジスタの導通を遮
断する極性の電圧を出力する逆電圧発生回路とからなる
特許請求の範囲第4項に記載の溶接用電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57117321A JPS597479A (ja) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | 溶接用電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57117321A JPS597479A (ja) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | 溶接用電源 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS597479A true JPS597479A (ja) | 1984-01-14 |
JPH0470115B2 JPH0470115B2 (ja) | 1992-11-10 |
Family
ID=14708850
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57117321A Granted JPS597479A (ja) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | 溶接用電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS597479A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63281775A (ja) * | 1987-05-14 | 1988-11-18 | Daihen Corp | 交流ア−ク溶接機 |
JPS6475176A (en) * | 1987-09-17 | 1989-03-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Arc welding equipment |
CN102624297A (zh) * | 2012-03-20 | 2012-08-01 | 南京航空航天大学 | 一种故障容错性永磁发电***及其控制方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS561271A (en) * | 1979-06-18 | 1981-01-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct current welding electric power source device |
-
1982
- 1982-07-05 JP JP57117321A patent/JPS597479A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS561271A (en) * | 1979-06-18 | 1981-01-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct current welding electric power source device |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63281775A (ja) * | 1987-05-14 | 1988-11-18 | Daihen Corp | 交流ア−ク溶接機 |
JPS6475176A (en) * | 1987-09-17 | 1989-03-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Arc welding equipment |
CN102624297A (zh) * | 2012-03-20 | 2012-08-01 | 南京航空航天大学 | 一种故障容错性永磁发电***及其控制方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0470115B2 (ja) | 1992-11-10 |
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