JPS5974710A - クォードラチャ検波器 - Google Patents
クォードラチャ検波器Info
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- JPS5974710A JPS5974710A JP18449682A JP18449682A JPS5974710A JP S5974710 A JPS5974710 A JP S5974710A JP 18449682 A JP18449682 A JP 18449682A JP 18449682 A JP18449682 A JP 18449682A JP S5974710 A JPS5974710 A JP S5974710A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- absolute value
- multiplier
- output
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/18—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、FM受信機におけるFM検波器、特にフォー
ドラチャ検波器に関するものである。
ドラチャ検波器に関するものである。
フォードラチャ検波器は、第1図に示すように、FM中
間周波信号と、周波数が変ると入力の位相に対して出力
の位相が変化する移相器1を通った信号との掛算を乗算
器2で行い、ローパスフィルタ3で中間周波数(10,
7M 112)以上の周波数成分を減衰させてオーディ
オ信号を取り出すようにしたもので、そのリニアリティ
は移相器1の位相特性で決まる。ところで乗算器2は一
般にダブルバランス型差動増幅器により構成され、外付
1回路が移相器1のみでよいので、この検波器はIC化
するのに通ずる。
間周波信号と、周波数が変ると入力の位相に対して出力
の位相が変化する移相器1を通った信号との掛算を乗算
器2で行い、ローパスフィルタ3で中間周波数(10,
7M 112)以上の周波数成分を減衰させてオーディ
オ信号を取り出すようにしたもので、そのリニアリティ
は移相器1の位相特性で決まる。ところで乗算器2は一
般にダブルバランス型差動増幅器により構成され、外付
1回路が移相器1のみでよいので、この検波器はIC化
するのに通ずる。
第2図は、このようなりオードラチャ検波器の従来の具
体的回路例を示し、移相器1の入力側には、トランジス
タQ+ −Q3 、抵抗R1及びR2、コンデンサC1
からなる、移相器1を駆動するための差動アンプ4が接
続されている。移相器1はインダクタンスコイルL1及
びR2、抵抗R3、コンデンサC2からなり、R3、c
2 、R2は簡単な単同調回路を構成している。この移
相器1は、差動アンプ4を含めて第3図に示すような等
価回路で表わされ、第4図に示すように、入力への信号
の中心周波数f”oにおいて出力の信号′に90゜の移
相が生じ、fOから外れることによって移相量が変化す
、るようになっている。
体的回路例を示し、移相器1の入力側には、トランジス
タQ+ −Q3 、抵抗R1及びR2、コンデンサC1
からなる、移相器1を駆動するための差動アンプ4が接
続されている。移相器1はインダクタンスコイルL1及
びR2、抵抗R3、コンデンサC2からなり、R3、c
2 、R2は簡単な単同調回路を構成している。この移
相器1は、差動アンプ4を含めて第3図に示すような等
価回路で表わされ、第4図に示すように、入力への信号
の中心周波数f”oにおいて出力の信号′に90゜の移
相が生じ、fOから外れることによって移相量が変化す
、るようになっている。
移相器1の出力信号とIF倍信号入力される乗算器2と
してのダブルバランス型差動増幅器は、トランジスタQ
4〜Q101抵抗R4〜R7、定電圧源Ve++V@2
からなり、元のIF倍信号移相器1を通過した信号を掛
算し、そのビート成分から復調されたオーディオ信号を
得る。そしてこの乗算器2の出力には、オーディオ信号
の増幅のため、オペアンプA1抵抗Rg t Rsか
らなるアンプ5が接続されている。
してのダブルバランス型差動増幅器は、トランジスタQ
4〜Q101抵抗R4〜R7、定電圧源Ve++V@2
からなり、元のIF倍信号移相器1を通過した信号を掛
算し、そのビート成分から復調されたオーディオ信号を
得る。そしてこの乗算器2の出力には、オーディオ信号
の増幅のため、オペアンプA1抵抗Rg t Rsか
らなるアンプ5が接続されている。
なお、第2図では、アンプ5の出力側に接続されうるロ
ーパスフィルタが省略されてし)る。
ーパスフィルタが省略されてし)る。
ところが、第2図に示すように、移相量1として、イン
ダクタンスコイルL1と単同調回路(1ン39C2,L
2)を用いたフォードラチャ検波器では、第5図に示す
ように検波出力の直線範囲が狭く、また歪特性も良くな
いという欠点があった。
ダクタンスコイルL1と単同調回路(1ン39C2,L
2)を用いたフォードラチャ検波器では、第5図に示す
ように検波出力の直線範囲が狭く、また歪特性も良くな
いという欠点があった。
この欠点を解消するには、移相器を複同調にすればよい
が、このようにすると調整が複雑になるという別の問題
が生じるようになる。
が、このようにすると調整が複雑になるという別の問題
が生じるようになる。
本発明は上述した従来の問題点を解消するためになされ
たもので、その目的とするところは、移相器として調整
の簡単な単同調回路を用む)たちのにおいて、その歪特
性を改善したフォードラチャ検波器を提供することにあ
る。
たもので、その目的とするところは、移相器として調整
の簡単な単同調回路を用む)たちのにおいて、その歪特
性を改善したフォードラチャ検波器を提供することにあ
る。
以下本発明を第6図以降を参照しながら説明する。
第6図は本発明の一実施例を示す回路図で、第2図と同
等の部分には同一符号を付しである。
等の部分には同一符号を付しである。
図において、10及び11は本発明により付加された絶
対値回路及び電流加算回路である。絶対値回路10は、
オペアンプ八2 、A3、抵抗R12〜RI7、ダイオ
ードD2.D3からなり、オペアンプΔ2などによって
直線検波回路が、オペアンプA3などによって加算回路
がそれぞれ構成されていて、入力信号の極性に係わらず
常に正の出力電圧を出力するように働く。すなわち、入
力電圧とオペアンプΔ2の出力との加算したものが、後
段のオペアンプA3の反転入力端子に加えられてオペア
ンプA3の出力に入力電圧の絶対値に応じた信号を出力
する。
対値回路及び電流加算回路である。絶対値回路10は、
オペアンプ八2 、A3、抵抗R12〜RI7、ダイオ
ードD2.D3からなり、オペアンプΔ2などによって
直線検波回路が、オペアンプA3などによって加算回路
がそれぞれ構成されていて、入力信号の極性に係わらず
常に正の出力電圧を出力するように働く。すなわち、入
力電圧とオペアンプΔ2の出力との加算したものが、後
段のオペアンプA3の反転入力端子に加えられてオペア
ンプA3の出力に入力電圧の絶対値に応じた信号を出力
する。
このような絶対値回路10の入力には、アンプ5の出力
が接続されてFM検波により得られるFM検波出力信号
が入力されており、その出力に得られるFM検波出力信
号の絶対値に応じた信号が電流加算回路11に印加され
る。
が接続されてFM検波により得られるFM検波出力信号
が入力されており、その出力に得られるFM検波出力信
号の絶対値に応じた信号が電流加算回路11に印加され
る。
電流加算回路tiは、トランジスタQ11%抵抗Rho
、 Ru−、ダイオードDIからなるカレントミラー
回路によって構成されていて、その入力に加えられる絶
対値回路10からの信号に応じた電流がトランジスタQ
1.のコレクタに流され、この電流がダブルバランス型
増幅器2の定電流源の電流に加算される。
、 Ru−、ダイオードDIからなるカレントミラー
回路によって構成されていて、その入力に加えられる絶
対値回路10からの信号に応じた電流がトランジスタQ
1.のコレクタに流され、この電流がダブルバランス型
増幅器2の定電流源の電流に加算される。
以上のような構成により、今FM検波出力(オーディオ
)信号の振幅が正又は負に大きく振れると、これに応じ
て絶対値回路10の出力信号が大きくなって電流加算回
路11に流れる電流が増大されるため、ダブルバランス
型増幅器2の電流源の電流が大きくなり、この結果ダブ
ルバランス型増幅器2の利得が増大されるようになる。
)信号の振幅が正又は負に大きく振れると、これに応じ
て絶対値回路10の出力信号が大きくなって電流加算回
路11に流れる電流が増大されるため、ダブルバランス
型増幅器2の電流源の電流が大きくなり、この結果ダブ
ルバランス型増幅器2の利得が増大されるようになる。
このため、IF倍信号周波数が中心周波数foがら十又
は−側に変化したとき、これに応じてダブルバランス型
増幅器2の利得が上げられ、検波出力レベルの増大が計
られることになる。
は−側に変化したとき、これに応じてダブルバランス型
増幅器2の利得が上げられ、検波出力レベルの増大が計
られることになる。
このことによって、第7図に示すように、検波出力特性
が従来に比べ改善され、その歪特性は歪の絶対値が良く
、かつその良好な範囲が拡大されるようになる。
が従来に比べ改善され、その歪特性は歪の絶対値が良く
、かつその良好な範囲が拡大されるようになる。
なお、第6図中の絶対値回路及び電流加算回路は図示の
具体的回路以外の回路構成であってもよく、また絶対値
回路のりニアリティはそれ程良いものでなくてもよい。
具体的回路以外の回路構成であってもよく、また絶対値
回路のりニアリティはそれ程良いものでなくてもよい。
例えば電流加算回路は、1−ランジスタQ +oのベー
スにIE抗を介して直接接続することも可能である。し
かし、この場合は、その抵抗値の設定には注意を要する
。
スにIE抗を介して直接接続することも可能である。し
かし、この場合は、その抵抗値の設定には注意を要する
。
第8図は他の実施例を示すブロック図で、FM検波出力
に電圧制御増幅器VC八を接続し、そのゲインをFM検
波出力の絶対値で制御するようにしても、第6図の場合
と同様の歪改善効果が得られる。なお、この場合、後段
へのFM検波出力は電圧制御増幅器VCAの出力に得ら
れる。
に電圧制御増幅器VC八を接続し、そのゲインをFM検
波出力の絶対値で制御するようにしても、第6図の場合
と同様の歪改善効果が得られる。なお、この場合、後段
へのFM検波出力は電圧制御増幅器VCAの出力に得ら
れる。
以上のように、本発明によれば、乗算器の出力に得′ら
れるFM検波出力の絶対値に応じた信号に応じて乗算器
の利得を制御しているため、調整が簡単なように移相器
に単同調回路を用いたものであっても、歪特性の良好な
ものを得ることができる。
れるFM検波出力の絶対値に応じた信号に応じて乗算器
の利得を制御しているため、調整が簡単なように移相器
に単同調回路を用いたものであっても、歪特性の良好な
ものを得ることができる。
第1図はクメードラヂャ検波器の一般的な構成を示すブ
ロック図、第2図は従来のフォードラチャ検波器δ回路
例を示す回路図、第3図は第1図中の移相器の等価回路
図、第4図は第3図に示ず移相器の入出力特性を示すグ
ラフ、第5図は第2図に示す回路の欠点を説明するため
のグラフ、第6図は本発明の一実施例を示す回路図9、
第7図は第6図に示す回路の特性を従来と比較して示す
グラフ、第8図は本発明の他の実施例を示すブロック図
である。 ■・・・・・・移相器、2・・・・・・乗算器、10・
・・・・・絶対値回路、11・・・・・・電流加算回路
。
ロック図、第2図は従来のフォードラチャ検波器δ回路
例を示す回路図、第3図は第1図中の移相器の等価回路
図、第4図は第3図に示ず移相器の入出力特性を示すグ
ラフ、第5図は第2図に示す回路の欠点を説明するため
のグラフ、第6図は本発明の一実施例を示す回路図9、
第7図は第6図に示す回路の特性を従来と比較して示す
グラフ、第8図は本発明の他の実施例を示すブロック図
である。 ■・・・・・・移相器、2・・・・・・乗算器、10・
・・・・・絶対値回路、11・・・・・・電流加算回路
。
Claims (1)
- 単同調回路を有する移相器の出力に得られるFM中間周
波信呼と元のFM中間周波信号とを乗算器に加え、その
出力にFM検波出力を得るようにしたクメードラチャ検
波器であって、前記FM検波出力の絶対値に応じた信号
を得、この信号により前記乗算器の利得を制御するよう
になしたことを特徴とするフォードラチャ検波器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18449682A JPS5974710A (ja) | 1982-10-22 | 1982-10-22 | クォードラチャ検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18449682A JPS5974710A (ja) | 1982-10-22 | 1982-10-22 | クォードラチャ検波器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5974710A true JPS5974710A (ja) | 1984-04-27 |
JPH0441524B2 JPH0441524B2 (ja) | 1992-07-08 |
Family
ID=16154195
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18449682A Granted JPS5974710A (ja) | 1982-10-22 | 1982-10-22 | クォードラチャ検波器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5974710A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6070804A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | Fm復調回路 |
JPS6133002A (ja) * | 1984-07-25 | 1986-02-15 | Mitsubishi Electric Corp | 掛算器 |
US4667163A (en) * | 1984-06-06 | 1987-05-19 | Motorola, Inc. | Automatic gain control circuit |
EP0415673A2 (en) * | 1989-08-28 | 1991-03-06 | Motorola, Inc. | FM detector with reduced distortion |
US5136254A (en) * | 1990-07-10 | 1992-08-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FM demodulator circuit whose demodulation output is decreased in distortion |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55118527U (ja) * | 1979-02-15 | 1980-08-21 |
-
1982
- 1982-10-22 JP JP18449682A patent/JPS5974710A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55118527U (ja) * | 1979-02-15 | 1980-08-21 |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6070804A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | Fm復調回路 |
JPH0435923B2 (ja) * | 1983-09-28 | 1992-06-12 | Hitachi Ltd | |
US4667163A (en) * | 1984-06-06 | 1987-05-19 | Motorola, Inc. | Automatic gain control circuit |
JPS6133002A (ja) * | 1984-07-25 | 1986-02-15 | Mitsubishi Electric Corp | 掛算器 |
EP0415673A2 (en) * | 1989-08-28 | 1991-03-06 | Motorola, Inc. | FM detector with reduced distortion |
US5136254A (en) * | 1990-07-10 | 1992-08-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FM demodulator circuit whose demodulation output is decreased in distortion |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0441524B2 (ja) | 1992-07-08 |
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