JPS5972295A - 多点受音装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は複数のマイクロホン素子を用いて音響信号を
選択的に受音する多点受音装置に関するものである。

〈従来技術〉 目的とする音響信号（以降目的信号と記す）を受音する
時、騒音、音声などの不必要な一音響信号（以降これを
雑音と総称する）が同時に受音されて、ＳＮ比の低下、
ハウリングの発生などを引き起こすことがある。この現
象の解決は、拡声通話系、ＰＡ（パブリック　アドレス
）システムｆｘトにおいて重要な課題であった。この問
題を解決するため、これまでは指向性マイクロホンの利
用が多くなされてきた。しかし、この場合、指向性パタ
ーンは固定となるので通話者の位置がマイクロホンの向
きによシ制限されるなど、実用上多くの問題点が存在し
た。また近年、鋭い指向性を実現するだめに直接配列マ
イクロホンの利用がされている（　Ｒ，Ｌ、Ｗａｌｌａ
ｎｃｅ他：米国特許４３１１８７４号（１９８２）、城
戸他二日本音響学会講演論文集、昭和５３年１０月Ｐ、
１８１）。しかし、この手法では設計理論が平面波に限
定されているため、現実の多くの場合のように音波が球
面波の時には動作が論理通りにはいかず、さらに配列の
長さか１ｍ〜数ｍ程度の規模の大きなマイクロホン配列
が必要となるという欠点があった。

〈発明の概要〉 この発明の目的は小規模に構成することができ、かつ目
的信号源や雑音源の移動などに対し、適応的にその目的
信号を選択することを可能とすることかできる多点受音
装置を提供することにある。

この発明によれば、複数のマイクチホン素子の各出力が
それぞれ遅延手段によシ′それぞれ遅延時間か異なる遅
延を受け、これら遅延された複数の信号は荷重加算手段
によシ荷重加算されて出力される。仮想目的信号が電気
的に発生され、この仮想目的信号と、前記複数のマイク
ロホン素子の出力を前記と同様に遅延した各複数の信号
との相関がそれぞれとられ、あらかじめ定められた評価
量が最小になるように、その相関関係より、前記荷重加
算における係数を設定する。この結果その荷重加算出力
として雑音が抑圧され、目的信号が抽出される。

〈実施例〉 第１図はこの発明の実施例を示し、複数のマイクロホン
素子１１〜ＩＮより成る多点受音部１は遅延回路２及び
、加算回路、３＋〜３Ｎよシなる加算部３に接続される
。遅延回路２の出力は荷重加算部４に接続される。仮想
目的信号発生器５が設けられ、その出力側は仮想目的信
号遅延回路６１〜６Ｎよりなる遅延回路部６に接続され
、遅延回路６の出力側は加算部３に接続される。加算部
３の出力側は遅延回路７に接続され、遅延回路７の出力
側は荷重係数決定部８に接続される。荷重係数決定部８
には仮想目的信号発生器５の出力側が遅延素子９を通じ
て接続され、荷重係数決定部８は荷重加算部４の設定入
力側に接続される。

壕ず最初にこの実施例の基本動作を説明する。

多点受音部１において、Ｎ個のマイクロホン素子１１・
・・・ＩＮにより目的信号と雑音とが重畳した信号ｕｌ
（ｔｌ、・・・・ｕＮ（ｔｌを受音する。次にこれら信
号を遅延回路２に入力する。こ＼で遅延回路２は第２図
に示すように、遅延時間Ｔｄの遅延素子１１をＭ個直列
につないだ遅延ユニットのＮ個１１１・・・・ＩＩＮよ
シなシ、各遅延ユニットは入力された信号と各遅延素子
１１の出力信号とよりのＭ＋１個の信号を出力する。し
たがってＮ個の入力信号ｕ　＋（ｔｌ、　１１　＠　ａ
　＊　、　ｕＮ（ｔ）に対してＬ個（Ｌ＝第１図におい
て荷重加算部４において、遅延回路２の出力信号ｘ＋（
ｔ３・・・・ｘＬ（ｔｌを荷重加算する。この荷重加算
は荷重係数ｈ　ｌ、・２・・＋ｈＬを用いて次式 ％式％ で表わされるもので、この装置の出力ｙ　（ｔｌを得る
。

この時、次に述べる方法であらかじめ定めた評価量を最
小とするように荷重係数りを定めることによシ、入力信
号ｊｌ　１ｆｊｌ（１＝＝ｌ　＋　”　”　’　＋　Ｎ
）に含まれている雑音成分が抑圧されて目的信号が抽出
された出力ｙ　［１が得られる。

荷重係数の決定にあだ゛つては次の２つの仮定をおく。

（仮定−Ｉ） 各マイクロホン素子間における目的信号の到達時間差か
既知である。

（仮定−■） 目的信号には無音時間区間があり、その時に抑圧すべぎ
雑音のみが受音される。

こ＼で、仮定−■における到達時間差とは、各マイクロ
ホン素子が空間的に配置されているために生じる目的信
号（音波）が各マイクロホン素子に到達する時刻の差の
ことである。例えば第３図において目的信号源１２から
距離ｄ１．ｄｚだけ離れてマイクロホン素子１１．１２
が設けられている場合、到達時間差τは次式 ％式％（２） で表わされる量である。しだがって目的信号の音波が平
面波であるとみなせる場合には目的信号の到来方向が、
また球面波である場合には目的信号源の位置がそれぞれ
既知ならば仮定−Ｉの条件は満足されるものである。

また、仮定−ＩＩを満たす無音時間区間を持つ音響信号
の代表例としては音声信号、音楽信号があけられる。

さて、荷重係数の決定は、仮定−・■を満たす条件下で
、即ち、目的信号は存在せず、Ｎ個のマイクロホン素子
には抑圧すべき雑音のみが受音されている時に以下の手
順で実行される。

祉す、最初に仮想目的信号発生器５より、仮想目的信号
Ｓ’（ｔ）を発生する。次にこの信号Ｓ’（ｔ）を仮想
目的信号遅延回路部６を通してＮ個のマイクロホン素子
１１〜ＩＮで受音された雑音と加算する。

こＸで、仮想目的信号遅延回路部６は１つの入力ｓ’ｔ
ｔ＋に対してＮ個の遅延回路６１・・・・６ＮでＮ種の
遅延量τｌ、・・・・τＮをそれぞれ付加してＮ個の信
号Ｓ’（を−で１）、・・・・５ｌ（ｔ−τＮ）を作り
出す。

遅延量τｌ、・・・・τＮの値は仮定−■で既燈した実
際の目的信号が谷マイクロホン素子１】、・・・ＩＮに
到達する際の時間差の関係を満足した値であるものとす
る。したがってＳ’（を−τ１）、・・・・・５１（ｊ
−τＮ）を仮定−ＩＩより雑音のみが含１れている各マ
イクロホン菓子出力υ１　ｉｔ）　、・・・・、ｕｓｆ
ｔ）とを加算回路部３で加算することは、実際の目的信
号源から、仮想目的信号が発せられており、これを雑音
とともにＮ個のマイクロホン素子１１・・・・ＩＮで受
音する状態をソミュレートしていることに相当する。

次に実際の雑音と仮想目的信号とを加算した信号ｕｉ（
Ｌ）（ｉ−１，・・・Ｎ）は遅延回路２と同一の構造を
持った遅延回路７を通してＬ個の信号）Ｇ　（ｔｌ＝　
（ｘ　ｔ（ｔ）、・・・・ｘｌ、（ｔ））　　を得る。

この時、この信号ｘ　（ｔ）を荷重加算した結果と、遅
延素子９で適切な遅延τ０を加えた仮想目的信号ジ（を
−τ０）との２乗平均誤差Ｅを評価量として Ｅ＝ＩＳ’（ｔ−τ０）−１Σ　ｈ　ｉ　ｘ　ｉ（ｔ、
１１２（３１−１ 但し、□：時間平均 これを最小とするように最小２乗原理に基づいて荷重係
数ハを決定する。（３）式がゼロであることはマイクロ
ホン素子１１・・・・ＩＮよりの雑音が完全に抑圧され
た状態を示す。（３）式はｈｉの２次関数となるので、
これを旧について偏微分して０とおいて解けば以下のよ
うに評価量Ｅの最小値を与える荷重係数りを求めること
ができる。

−ａ　１ｈ（Ｓ　”　を−τ　）２　　　、ｚ、１１Ｔ
　　Ｓ＋（ｔ−τ０）ｍｔ）−トｆｆ１Ｔｃｘ［ｈ）＝
−２Ｓ’（ｔ−Ｔｏ　）　ｘ（ｔｌ＋２　Ｃｘ［ｈ＝０
　　　　　　　　　（４１但し、 このように、各ｘｉ（ｔ）（１＝１．・・・、Ｌ）の相
関行列Ｃｘにより、（５）式で表わされた荷重係ｇｈを
用いて荷重加算部４における荷重加算を行えば、雑音Ｉ
ｊＸ分が抑圧された出力ｙ　（ｔ）　’ｃ得ることかで
きる。

こ＼で、仮想目的信号として実際に受音される目的信号
と全く同一の信号を用いることができるなら得られた荷
重係数は実際の目的信号に対する２乗課差最小の意味で
の最適な係数となっている。

しかし、そのような場合には仮想目的信号そのものを出
力とするのか最適な解となり、非現実的である。丑た仮
想目的信号として、実際の目的信号と類似した信号、例
えば音声に対する擬似音声などを用いるなら、２乗誤差
最少の意味で最適解に近い係数を得ることができる。し
かし、実際の目的信号の周波数パワースペクトルが平担
でない場合、それと同様々パワースペクトルを持つ仮想
目的信号を用いて行った２乗誤差最少の意味での最適化
は主としてパワーの大きな周波数成分について行われる
ことになる。その結果、目的信号に対するこの方式の周
波数感度特性は、目的信号のパワーの大きな周波数帯域
では平担であるが、パワーの小さな周波数帯域では平担
とはならない。

そこで、この点を改善するだめの第１の方法として仮想
目的信号としては所望する周波数帯域内で平担なパワー
スペクトルを持つ信号（例えば白色雑音）を用いる。そ
の結果、各周波数成分に対して一様な最適化が行われる
ことになり、目的信号の周波数感度特性がよシ平担なも
のとして得られる。まだ、第２の方法として仮想目的信
号として、抑圧すべき雑音と類似したパワースペクトル
を持った信号（例えば有色雑音）を用いる方法があげら
れる。この方法では各周波数成分における仮想目的信号
と雑音との比率を一定にして最適化の一様化をねらうも
ので、雑音のパワースペクトルの時間的な変動が小さい
場合に有効であり、目的信号の周波数感度特性の平担化
が行える。

以上のように仮想目的信号を選んで（５）式を解けば、
好捷しい荷重係数を得ることができるが、）４（ｔ）の
相関行列（ｅｘか正則でない場合には、逆行列ｃ　−１
は存在せず、（５）式を計算することができない。そ１ とて、この問題を解決する第１の方法として、ＣＸ０代
わりに一般化逆行列＜を用いることが可能である。こ＼
で、−膜化逆行列Ｃ麦とは、対称行列Ｅｘを直行分解す
る直交行列をＵｌその列ベクトルをｅ　１　（ｉ＝１　
、・・・・Ｌ）（ＩＩＪ＝（ｅｌ、−・・ｅ　Ｌ　））
として、 と表わされる時、 （７） と表わされるものである。またＣｘが正則でない場合に
対する第２の方法として、谷ｘ　（ｔ）に無相関な雑音
を付加してＣｘを正則にする方法が考えられる。

この方法はＣｆ１０代りとして を用いることに相当し、ｑか十分小さな場合には近似的
な最適解を与えることに相当する。

また、荷重係数の決定法としては、ＳＮ比を評価量とし
、これを最小とする原理に基づいても可能である。遅延
回路部７の出力ｘ　（ｔ）は仮想目的信号成分＄　（ｔ
ｌと雑音成分口（１）とを用いて、Ｘ　（ｔ）＝　５（
ｔｌ＋ｎ（ｔ） 但し、５（ｔ）＝　（Ｓ　１（ｔ）　、・・・・、　Ｓ
　１．（ｔ））　Ｔ＋ｎ（ｔ）＝：（ｎｌ（ｔ）、・・
・・・、ｎＬ（ｔ））Ｔと表わすことができる。これを
係数１で荷重加算した信号のパワーは１．雑音と仮想目
的信号とが無相関であるとすれば、 ＝ｈ’ｌ’ｘｓｌｈ＋ｈＩ’ＸＮ１ｈ（９１但し、（（
［：ｘ　ｓ　）　ｉ　ｊ＝ｓ　１（ｔｌ・ｓ　ｊ（ｔｌ
（ＣＸ　Ｎ　）　ｉ　ｊ＝ｎ’ｉ（’ｔｌτＳｒｇ＋と
表わすことができる。こ＼で荷重加算後のＳＮと定義し
た時、ＳＮ比を最大とする動は次のように求めることが
できる。まず最初にＣＸ５ＩＣＸＮは共に対称行列であ
るので次に示す関係を満たす正則行列Ｐが存在する。

（１１） そこで、次に示すような係数の変数変換ｇ　＝ｌＰ　　
ｎ】（１２） を行うとＳＮ比は と表わすことができる。このときαＭ≧α１（ｉ＝１、
・・・・Ｌ）とするならＳＮ比を最大とするｇは明らか
に （１４） となり、これよりＳＮ比を最大とする荷重係数１は、 ［ｈ　＝　Ｐ　ｇ　　　　　　　　　　　　　　　（１
５）の関係を用いて得ることができる。

以上述べたこの発明を実繞する第１の手段として全系を
ディジタル系で構成する方法がある。第４図にその構成
図を示す。第４図において、第１図と対応する部分には
同一符号を付けである。マイクロホン素子１１・・・・
ＩＮの各出力はＡ／Ｄ変換器部１３でそれぞれディジタ
ル信号に変換されて遅延回路２及び加算回路部３へ供給
される。荷重加算部４の出力はＤ／Ａ変換器１４によシ
アナログ信号に変換されて出力される。

この構成における遅延回路２　、　（７１の一実施例を
第５図に示す。遅延ユニツ）　１１１はＭ段のシフトレ
ジスタ１５よりなり、その各シフト段より出力が導出さ
れる。その他の遅延ユニットも同様に構成される。荷重
加算部４は第６図に示すように遅延回路２の出力Ｘ１（
ｎ）、・ｅ・ＸＬ（ｎ）（ｌ′ｊ：ＪＣれ−ｆ：’　ｎ
　％　ＸＩＪの乗算器１６で係数ｈ　ｌ・・・・ｈｔ、
と掛算され、その結果が加算器１７で加算される。第４
図で荷重係数決定部８は演算能力を有してプロセッサで
あり、前記（５）式まだは（１５）式を直接計算するこ
とにより荷重係数１１を得るものである。

荷重係数の決定は上記の方法以外に種々の遂次近似法を
用いることが可能である。遂次近似法を用いる場合には
アルゴリズムの収束性などに特に留意を要するが、一方
、前記（５）式、ま゛たは（１５）式を直接計算するよ
りも少ない計算量、メモリ量で荷重係数１〕を；丙るこ
とかできる。

この場合の構成を第７図に示す。第７図において、第４
図と対応する部分は同一符号を伺けている。遅延回路７
の出力は荷重加算部４と同一の荷重加算部１８に入力さ
れると共に遂次形荷重係数決定部１９に入力される。荷
重加算部１８の出力は遅延素子９の出力と加算器２１で
加算されて荷重係数決定部１９に入力される。この決定
された荷重係数で荷重加算部４　、１’８の荷重係数が
制御される。

２乗平均誤差を評価量として用いる遂次近似法として５
ｔｅｅｐｅｓｔ　ｄｅｓｃｅｎｔ法もしくはＬＭＳアル
ゴリズムとして知られる方法を用いる場合、各時刻時刻
における荷重係数１ｈ　（ｎｌ　（たソし、ｎは時刻を
表わすパラメータ）は遂次形荷重係数決定部１９におい
て、次式 ％式％（１６） （） によシ計算される。

この発明を実現する第２の手段として全系をアナログ系
によ多構成する方法がある。この方法における構成例は
第１図に示したものでその各部の素子構成例は以下のよ
うに々る。まず遅延回路２．７の構成は第２図に示した
もので、各遅延素子はＢＢＤ、ＣＣＤなとのアナログ遅
延素子によシ実現する。荷重加算部４は第６図に示した
ディジタル系の場合と同様の構成を持ち、第６図におい
て乗算器１６をアナログ乗算器、加算器１７をアナログ
加算器と置き換えたものとする。また、荷重係数の決定
をアナログ系において行う場合に、逆行列の算出なとの
演算を行うことは困難である。

そこで荷重係数の決定は遂次近似法で行うものとし、第
１図における荷重係数決定部８を例えば第８図に示す回
路構成により実現する。

即ち遅延回路７の出力Ｘ（ｔ）はＬ個のアナログ乗算器
２３に供給されると共にＬ個のアナログ相関器２４へ供
給される。Ｌ個のアナログ乗算器２３の出力はアナログ
加Ｘ器２５で加算され、その出力と遅延菓子９の出力と
か加算器２６で加算されて各相関器２４へ供給される。

各相関器２４の出力はアナログ乗算器２７をそれぞれ通
じてＬ個の積分器２８へ供給される。これら積分器２８
より荷重係数か得られ、乗算器２３へ供給される。

この回路は２乗平均誤差を評価量として用いる場合の連
続系における荷重係数の遂次近似方程式である次式 を満足したものとなっている。

またとの発明を実現する第３の手段としては、テイジタ
ル回路とアナログ回路の組合せた構成が考えられる。こ
の方法の一例としては例えば第１図における遅延回路２
及び荷重加算部４より成るどが考えられる。

さて、前記したようにこの発明の装置が所望の動作をす
るためには次の２つの仮定 （仮定−Ｉ） 各マイクロホン素子間における目的信号の到達時間差が
既知である。

（仮定−■） 目的信号には無音区間があり、その時に抑圧すべき雑音
のみが受音される。

を満足する必要がある。しかし雑音のレベルか目的信号
のレベルに比べて小さく、実質的に目的信号のみが受音
されているとみなせる場合、もしくは雑音に無音区間が
あってそのよう々時間区間が存在する場合には、以下に
その一例を述べるよう々目的信号の到達時間差を検出す
る手段を伺加することにより（仮定−１）が満足される
。１ず最初に各マイクロホン菓子出力信号ｕ＋（ｔ）、
・・・・。

ｕＮ（ｔ）の間の相互相関関数を計算する。そして、ｕ
ｉ（ｔ）とｕｊ（ｔｌとの間の相互相関関数φ５ｉｊ（
τ）の最大値をとる値τの値τ旧ｊを求めればマイクロ
ホン素子ｌとマイクロホン素子Ｊの間における目的信号
の到達時間差とみることができる。この到達時間差τＭ
ｌｊの検出をテイジタル化された信号ｕｉ（ｎ）、ｕｊ
（ｎｌ（ｎ＝−−−、−ｉ、ｏ、１．−＊−）よシ決定
する場合、精度良くτＭｌｊ　を求めるためには信号の
サンプリング周波数を十分高くするか、もしくは低いサ
ンプリング周波数より借られた相互相関関数に対して内
挿法を適用した後、到達時間差を求める必要かある。こ
の結果（仮定−１）が満足される。

以上の考え方に基ついたこの発、明の一実施例を第９図
に示す。第９図において第４図に示しだ構成に目的信号
の到達時間差検出部２９が設けられ、これにＡ／Ｄ変換
器１３の出力が分岐入力される。

この検出部２９の検出結果により遅延回路部６の各遅延
量が設定される。目的信号の到達時間差検出部２９は第
１０図に示すようにＡ／Ｄ変換器１３の各出力は相互相
関関数算出部３１に入力されてマイクロホン出力ｕｉ（
ｎｌとｕｊ（ｎｌの間の相互相関関数φｓ　ｉ　ｊ（τ
）を計算し、最大値゛検出部３２においてφ５ｉｊ（τ
）が最大重１１をとるτの値τＭｉｊを検出する。

次に仮想目的信号遅延量決定部３４において、’Ｍｉｊ
（ｌ＝１　＋　２２・・・Ｎ、ｊ＝１．２．・・・・Ｎ
）よシ十分大きな値糸を用いて、仮想目的信号遅延量ｒ
　−（τｌ、・・・、τＮ）Ｔを次式τ　−系−τ　　
°　　　（ｊはｌ≦ｊ＜Ｎの任意の値）ｌ　　　　　　
　ＭｉＪ により決定する。

次にこの発明の装置の動作を完全に自動化する場合につ
いて説明する。この装置の動作を自動とする一手段とし
て、実質的に雑音のみが受音されている状態及び実質的
に目的信号のみが受名されている状態の判定を行う手段
を付加する方法がある。その判定結果より実質的に目的
信号のみが受音されている状態において、例えば前記相
互相関関数を用いた方法などによシ目的係号の到達時間
差が既知と々す、仮定−Ｉが満足される。捷だ、実質的
に雑音のみが受音されている状態と判断された時刻にお
いては、仮定−１１が満足されるのは明らかである。

雑音のみが受音されている状態及び目的信号のみが受音
されている状態の判定を行う場合のこの発明の実施例を
第１１図及び第１２図に示す。第１１図は会議電話方式
におけるこの発明の実施例で多点受音部３５の出力は前
述したこの発明による多点受音システム部３６に入力さ
れる。受話信号路３７の信号によシスピー力３８が駆動
され、多点受音システム部３６の出力は送話信号路３９
より出力される。まだ第１２図は拡声電話機に応用した
この発明の実施例で、多点受音部３５はこの発明による
多点受音システム部３６を通じて送話信号路３９へ出力
される。受話信号路３７よシの信号によりスピーカ３８
が駆動される。ダイヤル４１が設けられている。

この２例において、スピーカ３８から発せられる音声を
多点受音部３５で受音して送話イ言号路３９に伝送して
し捷うと、ノ・ウリングの発生、通話品質の劣化などさ
捷ざまな障害が発生する。そこでこの２例においては雑
音はスピーカ３８力）ら発生される音声であり、目的信
播°は送話者の発声する音声である。したがって音声に
は必ず無音区間７５≦存在するので、雑音のみが存在す
る状態及び目的信号のみが存在する状態が存在する。か
つ、スヒ。

−力３８に対する入力レベル（受話信号レヘル）を監視
することにより、例えば受話信号レベル力；０であるが
、マイクロホン（多点受音部３５）出力レベルが上昇し
た場合には、目的信号のみカミ存在する状態であり、受
話信号レベルか一定量以上であって、かつマイクロホン
出力レベルが受話イ言号レベル、スピーカ３８の電気音
響変換量、スピーカーマイク間の音響結合量、マイクロ
ホン感度より決まる値以下の場合には雑音のみが存在す
る状態と判定することが可能である。その結果、この装
置は所望の動作が可能とな９、雑音の抑圧を行い目的信
号の選択受音を行うことができる。

また、目的信号音源の位置もしくは雑音源の位置がはソ
固定とみなせる場合には事前学習により上記の仮定の１
つもしくは２つを満足させることができる。例えば、第
１２図に示した一体形の拡声電話機において雑音となる
のはスピーカ３８から放射される受話音声及びそれに伴
うきよう体振動、きよう体内音圧がマイクロホン素子に
与える振動であるが、この雑音源の各マイ２０ホン凛子
に対する位置関係ははソ固定的である。そこで事前にス
ピーカ３８からテスト（８号（例えば白色雑音、有色雑
音など）を発生させてこれを受音し、このシステム部３
６内に記憶しておけば（仮定−■）は満足されることに
々る。しだがって通話時においては受話信号レベルが実
質的に零の時における目的信号の到達時間差の検出のみ
を行えば、この装置は所望の動作が可能となる。

さらに荷重係数の決定を半固定的に行う実施例としては
次の手段が考えられる。まず、雑音源の位置ははソ固定
されているものとして事前に雑音のみを発生させて系内
に記憶させておく。次に予想される目的信号源の位置を
定めてその位置にスピーカを設置して音響信号を発生さ
せて多点受音し・１．これと先の雑音とより荷重係数の
決定を行う。

次に予想される目的信号の他の位置にスピーカを設置し
て同様に荷重係数の決′定を行う。このようにしてに個
の予想される目的信号源の位置ｐｉ、ｐ２、・・・・ｐ
Ｋに対応してに個の荷重係数１ｈ１．ｌｈ２＋・・・・
・［ｌＩＫが事前に決定される。この中で荷重係数［ｈ
ｉを用いてシステム部３６の動作を行えば、目的信号源
が位置ｐｉにある時、雑音が抑圧され目的信号の抽出が
最大限に行えることが保障されている。

そこで予想される目的信号源の位置の数を十分に大とし
ておくなら目的信号の位置ははｙいずれかの位（Ｎｐｊ
の近傍となる。したがってに個の出力ｙ１　”＝ｌｂ　
１　ｘ　、　ｅ　ａ　＊　＊　、　ｙ　Ｋ　＝ｈＴＫＸ
を作成しておき、その中で例えば信号レベルの最大のも
のを選ぶなどの方法により、最も目的信号成分が多く含
まれていると予想されるものを出力することにより、所
望の動作が可能となる。

この方法は雑音に対しては感度が低く、ｐｉの位置にあ
る目的信号に対しては感度の高い指向性マイクロホンを
に個用意しておき、それらのに個のマイクロホンを選択
的に使用することに相当する。

また、この方式の出力として、 ｙ＝、Σｙ１ １＝１ とすれば、雑音に対しては感度が低く、かつ予想される
目的信号のある範囲内での任意の位置に対して感度の高
い受音系が構成される。

次にこの方式の有効性を確認するために行ったシミュレ
ーション結果及び実験結果について述べる。

まずシミュレーションにおける音場は２次元音場である
ものとし、雑音及び目的信号はそｔぞれ平面波であるも
のとしだ。雑音及び目的信号の到来方向は第１３図に示
すように雑音は２方向（θ＝６０°、１１０°）から目
的信号は一方向（θ＝−６０°）から到来するものとし
た。また考える信号の帯域は３００〜３０００Ｈｚとし
て２つの雑音としてはその帯域で白色なスペクトルを持
ちそれぞれ独立な雑音を考えた。

この装置の構成要素として、まずマイクロホン素子の配
置は第１４図Ａ、Ｂ、Ｃに示すように平面上半径８．５
ｍの円周上に等角度で５個及び３個配置したもの及び８
．５（７）の間隔で２個配置したものをそれぞれ考えた
。

装置の構成は第４図に示したようにディジタル系におけ
る構成を考え、Ａ／Ｄ変換器１３、Ｄ／Ａ変換器１４の
サンプリング周波数は８ＫＦ（ｚとした。

遅延回路２における各遅延素子の遅延時間はサンプリン
グ周期（１２５μ就）とし、各マイクロホン入力に対す
る遅延素子数は８個として行った。

まだ仮想目的信号発生器５からはディジタル化された３
００〜３０００Ｈｚの帯域で白色なスペクトルを持つ仮
想目的信号を発生させた。先に述べた（仮定−■）及び
（仮定−■）を満たすものとして、第１４図に示す種々
のマイクロホン配置を持つこの装置の動作をシミュレー
トして荷重係数１ｈの計算を行った。

配置Ａにより得られた荷重係数１ｈを用いた場合のこの
多点受音装置の指向性感度パターンを第１５図に示す。

第１３図より指向性感度の最大方向と目的信号の到来方
向とは必ずしも一到していないが、２つの雑音の到来方
向の感度は十分に低下した指向性感度パターンがこの発
明によシ自動的に形成されて因ることがわかる。

壕だ、第１６図に各マイクロホン素子の配置により得ら
れた荷重係数りを用いた場合のこの装置の到来方向ごと
の周波数感度特性を示す。第１６図Ａは、配置Ａをとる
場合の周波数感度特性で雑音成分は目的信号成分に比べ
て２０ｄＢ以上抑圧されることがわかり、この発明の有
効性が確認できる。次に配置Ｂを用いた場合、雑音の到
来方向を第１３図に示したように２方向とした場合には
ほとんど雑音成分の抑圧効果は得られなかった。

これはこの装置が雑音と目的信号の到来方向の違いを利
用して雑音抑圧を行っており、２つのマイクロホン素子
を結ぶ線上に対して線対称の方向（θ＝６００とθ＝〜
６０°）から雑音と目的信号とが到来する場合にはその
到来方向が区別できないことを示している。マイクロホ
ン素子を直線上に配列した場合には、マイクロホン素子
の個数を増加させてもその、ｉ配置が一次元である限り
この問題は解決できない。したがって、マイクロホン素
子の配置は雑音と目的信号の到来方向の分離検出を艮く
するために実用上問題とならない限シ多次元に配置する
ことが望ましい。しかしながら雑音と目−的信号の到来
方向が２つのマイクロホン素子を結ぶ線上に対して線対
称の方向では無い場合には、マイクロホン素子の個数が
２個であっても十分な雑音抑圧効果が得られる。第１１
図Ｂは配置Ｂを用いて雑音の到来方向を一方向（θヨ１
１０）のみとした時の結果であり、このことが確認でき
る。

次に配置Ｃに示すようにマイクロホンの個数を３個とし
た場合の結果を第１６図Ｃに示す。第１６図Ｃを第１６
図Ａ（マイクロホン素子が５個の場合）と比較してわか
るように第１６図Ｃの場合には目的信号に対する周波数
感度特性が平担とはなっていない。この２つの結果が示
すように一般にはマイクロホン素子の個数を増加させれ
ばより細かな制御が可能となり、装置の性能も向上する
。

しかし、実用的には性能向上の度合、実装の可能性、コ
スト等を考慮して配置規模の大きさに対応したマイクロ
ホン個数を決定する必要かある。

次に実験結果について述べる。実験は残響時間が０．６
秒の室内において行った。実験条件は第１７図に示すも
ので、机４４上に４個のマイクロホン素子を持つ多点受
音部１を設置し１、スピーカ４５及びスピーカ４６を４
個のマイクロホン素子の中心よりそれぞれ６０ｃｍ、５
０ｃｍの距離を離して設置した。４個のマイクロホン素
子は半径８．５ｍの円周上に等角度で３個、円の中心に
１個配置するものとした。スピーカ４５からは目的信号
として３００〜３０００［−１ｚで帯域制限した音声を
発し、スピーカ４６からは雑音として３００〜３０００
Ｈｚで帯域制限した白色雑音を発した。荷重係数りの決
定にあたっては一時的にスピーカ４５及びスピーカ４６
の出力を停止し、それぞれ雑音のみ及び目的信号のみの
受音を行った。この結果得られた荷重係数りを用いたこ
の装置のスピーカ４５及びスピーカ４６に対する感度を
第１８図に示す。この図より雑音（スピーカ４６）に対
する感度は曲線４７に示すように目的信号（スピーカ４
５）に対する感度（曲線４８）よシ低域では２０ｄＢ、
高域でも７〜８ｄＢ低下していることがわかり、雑音を
抑圧し、目的信号を抽出するというこの発゛明の効果が
発揮されていることが確認できた。

しかしながら、第１６図、第１８図かられかるように、
この装置が目的信号成分に対する周波数感度特性は必ず
しも平担なものとになら々い。そこでこの点を改善する
ために、この装置の最終段に等什器を設け、前記周波数
感度特性を補正する方法の一実施例を第１９図に示す。

第１９図において第１図と異なる点は等什器４９を設け
、この特性を目的信号成分に対する周波数感度特性を例
えば仮想目的信号遅延量ｒ−（τ１．τ２．・・・τＮ
）と定められた荷重係数りとから計算し、その逆特性と
する。

上述において遅延回路２，７を兼用し、１個を切替えて
用いてもよい。遅延回路２，７内の遅延素子１１の数は
多い方がよく、かつ、１つの遅延時間は短かい方がよい
。何れにしても、マイクロホン素子１１・・・τＮ中の
最も離れている素子間の音波伝ばん時間よシは、直列遅
延素子の全体での遅信号を遅延回路を通した後荷重加算
して出力を得るもので、荷重加算における荷重係数にあ
たっては、各マイクロホン間における目的信号の到達時
間差及び目的信号が無音区間の時に受音された雑音のみ
を情報として用いるものである。したがって雑音の到来
方向や目的信号の性質が未知であってもまだ目的信号源
や雑音源が移動しても適応的に荷重係数の変更を行って
雑音成分を抑圧し、目的信号の抽出を行うことが可能で
ある。更に従来の配列マイクロホン設計理論で必要とさ
れていた音波の平面波性を仮定する必要も々く、また実
際のマイクロホン配置規模も十数αの大きさがあれば十
分な雑音抑圧効果が得られるという利点のあることか実
験的に確認されている。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明装置の一実施例を示すブロック図、第
２図は遅延回路２の一例を示す図、第３図は目的信号の
到達時間差の説明図、第４図はこの発明装置をデジタル
系で・実現しだ一実施例を示すブロック図、第５図はこ
の発明装置をディジタル系で実現した場合の遅延回路２
の一実施例を示す図、第６図はこの発明装置をディジタ
ル系で実現した場合の荷重加算部４．−〇一実施例を示
す図、第７図はこの発明装置における荷重係数を遂次近
似法で決定する方法をディジタル系で実現しだ一実施例
を示すブロック図、第８図はこの発明装置において荷重
係数を遂次近似法で決定する方法をアナログ系で実現す
るだめの荷重係数決定部８の一実施例を示すブロック図
、第９図はこの発明装置において目的信号の到達時間差
の検出手段を有する場合の一実施例を示すブロック図、
第１０図はその目的信号の到達時間差の検出手段２９の
一例を示すブロック図、第１１図は会議電話システムに
おけるこの発明の実施例を示す概略図、第１２図は拡声
電話機におけるこの発明の実施例を示す概略図、第１３
図はノミュレーション実験における雑音と目的信号の到
来方向を示す図、第１４図はノミュレー／ヨン実験にお
けるマイクロホン配置の図、第１５図はノミュレー７ヨ
ン結果のこの装置の指向性感度パターンを示す図、第１
６図はノミュレーション結果の周波数感度特性図、第１
７を示すブロック図である。 １：複数のマイクロホンよりなる多点受音部、２．７：
遅延回路、４，１８：荷重加算部、５：仮想目的信号発
生器、６：仮想目的信号遅延回路、８：荷重係数決定部
、９：遅延素子、１３　：　Ａ／Ｄ変換器、１４　：　
Ｄ／Ａ変換器、１９：遂次形荷重係数決定部、２９：目
的信号の到達時間差検出部。 特許出願人　　日本電信電話公社 代理人　草野　卓 沖１１　　図 ？　１２図 ８ 汁１３図 丼１４　図Ａ　　　牙１４図Ｂ　　　沙１４　図Ｃ用敗
数（ＫＨｚ） 周改称（Ｋ　Ｈｚ　） 才１７　　図 ７Ｉ７ＩＥＳ図 周波数（ＫＨｚｌ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　音響係号を受音する複数のマイクロホン素子
   と、これらマイクロホン素子の出力信号を互に累々る時
   間遅延させて複数の信号を出力する手段と、これら複数
   の出力信号を荷重加算して、上記複数のマイクロホン素
   子により受音され、た音響信号中より不要な音響信号を
   抑圧して抽出を必要とすべき音響信号を抽出する手段と
   、仮想目的信号を電気的に発生する手段と、その仮想目
   的信号と実際に受音された上記マイクロホン素子の出力
   信号を上記遅延と同様に遅延した複数の信号との相関関
   係を求め、あらかじめ定められた評価量か最小となるよ
   うに、その相関関係より上記荷重加算手段の係数を設定
   する手段とを具備する多点受音装置。