JPS596774A - Inverter device - Google Patents
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- JPS596774A JPS596774A JP57113040A JP11304082A JPS596774A JP S596774 A JPS596774 A JP S596774A JP 57113040 A JP57113040 A JP 57113040A JP 11304082 A JP11304082 A JP 11304082A JP S596774 A JPS596774 A JP S596774A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は放電灯点灯装置等に使用さノ1.るインバータ
装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention is applicable to a discharge lamp lighting device, etc. This invention relates to an inverter device.
交流電gを整流し、あるいは整流平滑して得られrこ1
ば流電源によりインバータ回路を駆tsQ L、、この
インバータ回路の出力によって放電灯を点灯させるよう
に構成された放電灯点灯装置においては、従来より回路
構成が簡単で安価なことなどの理由から自励自制式のイ
ンバータ装置dが用いられている。しかし々から最近に
おいては他励式のインバータ装置全使用しTコ場合連続
調光機能が得らねることなどから照明器具に対する多機
能化や点灯回路の高効率化などの目的で他励式のインバ
ータ装置を使用することの検問が半導体技術の急激な発
展のもとに行なわれており、またあるいは自励自制式の
インバータ装置の場合周波数制御が困難であるのに対し
他励式のインバータ装置の場合、これが比較的容易[T
jJ能な点に着目して赤外線を用いた信号授受装置(例
えばテレビのチャンネル切替用の赤外線りt]ン装置)
への干渉対策の一方法として、他励式のインバータ装r
Ijt’r使用することが検ホ1さt]ている。The value r obtained by rectifying or rectifying and smoothing the alternating current g is
In a discharge lamp lighting device configured to light a discharge lamp using the output of the inverter circuit, an inverter circuit is driven by an inverter circuit using a current power supply. An excitation self-control type inverter device d is used. However, in recent years, separately-excited inverter devices are being used for the purpose of increasing the functionality of lighting equipment and increasing the efficiency of lighting circuits, as it is not possible to obtain a continuous dimming function if all separately-excited inverter devices are used. Due to the rapid development of semiconductor technology, the use of self-excited and self-limiting inverters is difficult to control the frequency, whereas separately excited inverters are difficult to control. This is relatively easy [T
A signal sending and receiving device using infrared rays with a focus on functionality (for example, an infrared link device for switching TV channels)
As a method to prevent interference with
Ijt'r is tested for use.
第1図11述のような要請に基き構成さlた従来の他励
式のインバータ装置を用いtコ放電、灯点灯装置の構成
例を示し、第2図はこの第1図回路に使用するベース駆
ツ1回路fi+の具体回路例を、第8図(λ)〜(d)
けこ第1ら第1図第2図回路の動作説明図を夫々示して
いる。この第1図の回路において、商用電源Vsと電源
スィッチSと整流ブリッジ(2)とコンデンサCOとよ
り成る直流電源(3)を形成し、この直流型#i (:
(1Kよって、主トランジスタTrxνTr2と、出力
トラy ス1’oと、主トラ、7 、;スタ”I”rx
+Tr2を駆動する為のベース駆動回路fllとより
成るインバータ回路(4)が動作する。出力トラシス°
l”oの二次側には子ヨークコイルC1′lXを介して
ラシプLがI妾を完され5ま1こ、ランづLのフィラメ
ントはそれぞれ予熱回路に接続される(予熱回路は図示
を省略)。FIG. 1 shows an example of the configuration of a t-discharge and lamp lighting device using a conventional separately excited inverter device constructed based on the requirements as described in FIG. Specific circuit examples of the single drive circuit fi+ are shown in Figure 8 (λ) to (d).
Figures 1 and 2 are respectively diagrams for explaining the operation of the circuit. In the circuit shown in FIG. 1, a DC power supply (3) is formed from a commercial power supply Vs, a power switch S, a rectifier bridge (2), and a capacitor CO, and this DC type #i (:
(1K, therefore, the main transistor TrxνTr2, the output transistor 1'o, the main transistor 7,; the star "I" rx
An inverter circuit (4) consisting of a base drive circuit fll for driving +Tr2 operates. Output trasis°
On the secondary side of l"o, the lash L completes the I concubine via the child yoke coil C1'lX, and the filaments of the run z L are each connected to a preheating circuit (the preheating circuit is not shown in the figure). omission).
ここに、前述したベース駆動回路filは例えば第2図
[、y= L rこような回路構成を有し、トランジス
タ1’rx +’l”r2 k 交互にオニ、/lオフ
させるものである。Here, the base drive circuit fil mentioned above has a circuit configuration as shown in FIG. .
即ち@2r;!J回路において、(3)は直流電源であ
り、抵抗RIIRIIさコンデンサCt+C2とインバ
ータfi+ 161とl−を無安定マルチバイブレータ
回路(7)全形成し、また図中18)はフリッづフOツ
″−y、 [91tlolはナシド1す1路であり、上
記無安定マルチバイづレータ回路(7)の出力を分周し
、抵抗R31に4 ′f:介してトランジスタ’rra
+’rra及ヒTrs +’rra tそれぞれ交互、
でオンオフするように時間的調整を行なう。かくて上述
のトランジスタTrs+Trsの交互のオシオフによっ
てパルストランスPT1及びPT2が励磁され、これら
パルストランスPTl會P’r2の出力側の抵抗に5〜
R8及びタイオードD1+D2を介してa−c端子間、
b−c端子間には夫々第8図+all (b)で示し1
こよりな出力が現われ、第1図回路のトランジスタTr
ltTrzを駆動することになる。That is @2r;! In the J circuit, (3) is a DC power supply, and the resistor RIIRII, capacitor Ct+C2, and inverter fi+161 and l- form an astable multivibrator circuit (7), and 18) in the figure is a flip-flop circuit. -y, [91tlol is a nacido 1 to 1 path, which divides the output of the above-mentioned astable multivibrator circuit (7), and connects it to the resistor R31 through the transistor 'rra
+'rra and hTrs +'rra t each alternately,
Adjust the time so that it turns on and off. In this way, the pulse transformers PT1 and PT2 are excited by the above-described alternate oscillation of the transistors Trs+Trs, and the resistors on the output side of these pulse transformers PTl P'r2 are
Between a and c terminals via R8 and diode D1+D2,
Between b and c terminals are shown in Figure 8 + all (b) 1
A stronger output appears, and the transistor Tr of the circuit shown in FIG.
This will drive ltTrz.
か(て第1図101路において電源スィッチSが投入さ
れると整流ブリッジ(2)、コ′JデyすCOによって
直流電源(3)が形成されると同時に、上述の第2図で
示した回路動作を有するベース駆動回路0)によって主
トランジスタTrt+’rrtが交互にオニ71オフさ
れ、従って、センタータップ附き出カドランス1゛Oの
一次巻線に交互に逆方向の電流が流れるので、出カドラ
ンス゛roの二次側[はランづLを始動!点灯する為の
出力が得られる。なおチョークコイルCB、はうシづL
の安定要素である。ところでこのような動作を行なうイ
ンバータ点灯装置においては、その主トランジスタTr
1及びTrzK流れるコレクタ電流ic及びコレクタ電
圧VCよ夫々第3■(C)及び(Φのような波形となる
。この第8図(C) (d)からも明らかなように、コ
レクタ電圧゛マcノI矩形波で、コしクタ電流icが三
角波であるため、スイッチシタ時のトラ、7ジスタ損失
が大き−くなる恐れがあり、またトランジスタ゛rrt
t’rr2 %と直列に出力トランスTOの巻線が接
続されているので誘導性負荷となり、1民抗性の負荷の
場合に比べてコレクタ電流が遮断しにくく、またコレク
タ電流の上昇も早くなるので、ますますトランジスタ損
失が増大するという問題がある。When the power switch S is turned on in path 101 in Figure 1, a DC power supply (3) is formed by the rectifier bridge (2) and CO'J, and at the same time, as shown in Figure 2, The main transistor Trt+'rrt is turned off alternately by the base drive circuit 0) having a circuit operation as described above, and therefore, a current in the opposite direction alternately flows through the primary winding of the output cadence 1゛O with the center tap. The secondary side of Quadrance RO [Start the Runzu L! Output for lighting is obtained. In addition, choke coil CB, Hausizu L
is a stable element. By the way, in an inverter lighting device that performs such an operation, its main transistor Tr
The collector current IC and collector voltage VC flowing through TrzK and TrzK have waveforms as shown in Figure 3 (C) and (Φ), respectively.As is clear from FIG. Since the current IC is a triangular wave and the current IC is a triangular wave, there is a risk that the loss of transistors and transistors at the time of switching will become large.
Since the winding of the output transformer TO is connected in series with t'rr2%, it becomes an inductive load, and compared to a resistive load, it is difficult to interrupt the collector current, and the collector current also rises faster. Therefore, there is a problem that transistor loss increases even more.
従って主トランジスタTrt+Trzのターンオフを速
くしてこのターンオフ時損失(Poff)の低減を(閃
ることが高効率化の課題となるものであり、次にかかる
ターンオフ時損失(Poff)の低減対策について、従
来まり提案さtlている例を説明する。まずこのfコめ
の一方法として、ベース電流の余剰分をなくすtこめて
トランジスタを非飽和で使用する方法が提案さオ]てお
り、1この方法ではfこしかにトランジスタのターンオ
フ時間が短かくなり、スイツチンジ損失を低減すること
ができるのであるが、反面トランジスタがオンレtこと
きの損失が増加してしまう問題がある。次に第4図(1
1に示すσドライブ方式のもののように、コレクタ電流
をベースに帰還し、必要以上のベース電流を流さないよ
うにし1こ方式も提案されており、かかる方式の場合、
ベースドライ→にけコレクタ電流を変成器Crで変流し
てコレクタ電流に比例しTこベース電流を供給するもの
であり、この第4図回路の変成器Q゛においてその巻線
比2 n = N2/Nlとすると、IB = 1c7
n IB、hpg ) Ic・の条件よりhp
E’) nと設定すれば良く、ここでbpEは]レクタ
電流が最大でもコレクタ工三ツタ間を充分VC飽和させ
るように配慮する必要がある。かくてこのCrドライブ
方式のものの場合、コレクタ電流の全域に亘ってベース
電流をクリティカルに流すことができるので、ストレー
ジタイム【iIを短かくし、スイ・ソチーJジ損失の低
減を図ることができるのであるか、主トランジスタ1’
rtのタージオンe タ:/オ”’) 0) 1: メ
K Itよ、オン用端子(11) 1it) vc第4
図(01の(bl K示すようなオン用のパルスIBI
を、またオン用端子QJ(1glに同図(a) K示す
ようなオフ用のパルスIn2を夫々外部から加える必要
があり、特にターンオフ時にはオン用のパルスIBIと
パルス幅の異なる大きなパルスIBgを印加してベース
領域の蓄積中ヤリアを瞬時に中和する必要があり、上述
のようにパルス幅、振巾が異なる2種類のトリ15用の
パルスを外部から入力する必要があるtこめ、これらの
トリガ用のパルスの作成する制御回路の回路構成が複雑
化する問題がある。Therefore, it is necessary to speed up the turn-off of the main transistors Trt + Trz and reduce the turn-off loss (Poff). Let me explain an example that has been proposed in the past.First, as one method for this purpose, a method has been proposed in which the excess base current is eliminated and the transistor is used in a non-saturated state. With this method, the turn-off time of the transistor can be shortened and the switching loss can be reduced, but on the other hand, there is the problem that the loss when the transistor is turned on is increased.Next, as shown in Fig. 4. (1
A single drive method has also been proposed, such as the σ drive method shown in 1, in which the collector current is fed back to the base to prevent more base current than necessary from flowing.
The base dry → collector current is transformed by a transformer Cr to supply a base current T which is proportional to the collector current, and the turns ratio of the transformer Q' in the circuit shown in Fig. 4 is 2 n = N2. /Nl, then IB = 1c7
n IB, hpg) HP from the conditions of Ic.
E') may be set as n, where bpE is] Care must be taken to saturate the VC across the collector terminals even if the collector current is at its maximum. In this way, in the case of this Cr drive type, the base current can be passed critically over the entire collector current range, so the storage time [ii] can be shortened and the loss can be reduced. Is there a main transistor 1'?
rt's terminal e ta:/o"') 0) 1: MeK It, on terminal (11) 1it) vc 4th
The on pulse IBI as shown in the figure (01 (bl K)
In addition, it is necessary to externally apply an OFF pulse In2 as shown in Figure (a) K to the ON terminal QJ (1gl), and especially at turn-off, a large pulse IBg with a different pulse width from the ON pulse IBI is applied. It is necessary to instantaneously neutralize the signal applied to the base region during accumulation, and as mentioned above, it is necessary to externally input two types of pulses for the bird 15 with different pulse widths and amplitudes. There is a problem in that the circuit configuration of the control circuit that generates the trigger pulse becomes complicated.
まTこ第5図(梢はベース逆tSイアスを強化するよう
にした別の従来例を示し、主トランジスタ゛I”rtの
ベース・1三ツタ間にリアクトルLを挿入し、補助トラ
ンジスタTroのコレクタ電流の一部をリアクトルLに
流し、補助トランジスタTroがオフし1こときにリア
クトルLから放出されるエネルギで主トランジスタTr
1のベース、1三ツタ間に迎バイアス全与え、ベースに
逆電流を流して主トランジスタTrxのスピードアップ
を図つTこものであり、第5図(・はこの動作吠態を示
すものであって、同図中(II)けベース、1三ツタ電
圧VBE、(blばベース電流in、 (c)はリアク
タンス5m流ILの各波形を示す。ところがこの@6図
(イ)の従来例にあっては、主トランジスタTr1と同
一の耐圧を有する補助トランジスタTroが必要となっ
て、高価な補助トランジスタTI’ro f:使わなけ
ればならない問題を有する他、補助トランジスタTro
のターンオフのスピードも問題になり、更に十分なベー
ス逆バイアスを得るためには、リアクトルLを大型のも
のにする必要がある等の問題があつtこ。@6図にベー
ス逆バイアス用のベース信号を与えるように構成しtコ
一般的な構成例を示すものであり、主トラ:7ジスタ゛
rrxのベース、1三ツタに第6図to)[示すような
ベース信号を与えてスイッチングさせるようにし1こも
のであり、第6図−のベース信号においてIBIが順バ
イアスのオン用信号、 Ingが逆バイアスのオフ用信
号ということになる。この場合、ターンオフタイムtf
を短かくするKは、逆バイアスの信号IB2を大きくす
れば良いものであって、第6図0鳩はこのIB2とtf
との関係を示し、IBI =IB2の場合に対しIBI
=81B1の場合でtfがHに、IB2 == 51
81の場合でl/foK短縮され、逆にIBgが0の場
合は【fが大巾に長くなるものであって、所期の効果を
得ることができるのであるが、逆バイアスのベース電流
を大きく流すためにはそのための大容量の電源が必要と
なり、まTこベースドライブ回路の設計が複雑になった
り、装置の大型化の原因になつtこすする問題を有して
いるものである。Fig. 5 shows another conventional example in which the base inverse tS is strengthened, in which a reactor L is inserted between the base of the main transistor ``I''rt and the collector of the auxiliary transistor Tro. A part of the current is passed through the reactor L, and when the auxiliary transistor Tro is turned off, the energy released from the reactor L is used to power the main transistor Tr.
This is a T-device that aims to speed up the main transistor Trx by applying the full pick-up bias between the base of 1 and 1 and flowing a reverse current to the base. In the same figure, (II) shows the waveforms of the base voltage VBE, (bl indicates the base current in, and (c) shows the waveforms of the reactance 5m flow IL. However, in the conventional example shown in Fig. 6 (a), If so, an auxiliary transistor Tro having the same withstand voltage as the main transistor Tr1 is required, and there is a problem that the auxiliary transistor Tro must be used, which is expensive.
The turn-off speed of the reactor L is also a problem, and in order to obtain a sufficient base reverse bias, it is necessary to make the reactor L large. Figure 6 shows a general configuration example, which is configured to give a base signal for reverse bias to the base. In the base signal shown in FIG. 6, IBI is a forward bias ON signal, and Ing is a reverse bias OFF signal. In this case, the turn-off time tf
In order to shorten K, it is sufficient to increase the reverse bias signal IB2.
shows the relationship between IBI and IBI for the case of IBI = IB2.
=81B1, tf becomes H, IB2 ==51
In the case of 81, l/foK is shortened, and conversely, in the case of IBg of 0, [f becomes large and the desired effect can be obtained, but the reverse bias base current is In order to provide a large current, a large-capacity power supply is required, which has the problem of complicating the design of the base drive circuit and increasing the size of the device.
本発明は上述の点ニ鑑みて提供したものであって、大容
量のベース駆動回路を用いる必要がなく、しかも簡単な
回路構成で他の損失を増加することなく主トランジスタ
のスイッチンジ損失を低減でき、高効率化及び信頼性の
向上を図ることができるイシバータ装置を提供すること
全目的とするものである。The present invention has been provided in view of the above points, and does not require the use of a large-capacity base drive circuit, and has a simple circuit configuration that reduces switching loss of the main transistor without increasing other losses. The overall purpose of the present invention is to provide an ishiverter device that can achieve high efficiency and reliability.
以下本発明の一実施例を図面により詳述する。An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
第7図は本発明−実施例の要部回路図を示し、第8図は
その動作説明図であって、ベースドライブ用のトランス
PTK−次巻線Nl、2次巻線N2.8次巻線N3を設
けて1次巻線Nlに図示のような両極性部分を有するド
ライブ電流10を入力し、2次巻線N2出力を主トラン
ジスタTrxのベース回路に入力するようにしてあり、
8次巻線N3[は図示の極性により主トランジスタTr
1のコレクタ電流icを通電するようにしtコものであ
って、2次巻線N2出力側の主トランジスタTrxのベ
ース回路には]ンデシサC3と抵抗に9とよりなる微分
回路03)が挿入接続されている。かくてこの第7図実
施例回路にあっては、ベースドライブ用のトランスP′
rの2次巻線N2には1次巻線Nlに与えられた第8図
(1)のようなドライブ電流io[比例する出力が得ら
t]、これがコンデンサ03を介して主トラ、17ジス
タTrtのベースに供給される。もし今、8次巻線N3
がなかったとすると主トランジスタTr1のベース電流
iBは同図(b)のように、ドライブ電流i0がコンデ
ンサC3と抵抗R9とによって微分された波形となり、
このベース電流inによって主トランジスタTr1が駆
動さflて、同図(C)のようなコレクタ電流ICが流
れることになる(この場合のコレクタ電流は矩形波状で
あると仮定している)。ところがこの第7図’IETm
例回路において実際VCは8次巻線N3を設けてこれに
上述のコレクタ電流iC′を流すことになるので、これ
と磁気結合された2次巻gNz K /d上記コレクタ
宙電流 cによる出力が加わることになり、実際のベー
ス電流1nFi同図(d)のようになり、微分回路[1
3+による微分効果が増大する結果となって、主トラン
ジスタ1゛r1のコレクタ電流icけ同m (elに示
すようにより急峻にターンオフすることになる。このよ
うにベースドライブ用のトランスPTKコレクタ電流帰
還用の3次巻線N3を設け、更に主トランジスタ゛rr
xのベース回路に微分回路時を設けることによる共同効
果によって、主トランジスダfrxのベース逆バイアス
を増大させることかできご従来例のように大容量の駆動
電源を用いず、また、駆動回路を複雑化せずに、簡単な
構成(部品の追加)で主トランジスタTr1のターンオ
フ時の+M失Pfを減少させることができる。なお上述
の実施例のようにコレクタ電流が矩形波の場合にはター
ンオy i/J作も速くなり、ターンオン時の損失Pn
も数倍されるが、負荷側回路が誘導性の場合には、ター
ンオン時の損失はターンオフ時のそれに比べてかなり小
さいのが普通であるため、さほど支障を生じない。FIG. 7 shows a circuit diagram of the main part of the present invention - an embodiment, and FIG. 8 is an explanatory diagram of its operation, in which the transformer PTK for base drive - secondary winding Nl, secondary winding N2, eighth winding A line N3 is provided to input a drive current 10 having bipolar parts as shown to the primary winding Nl, and an output from the secondary winding N2 is input to the base circuit of the main transistor Trx.
The 8th winding N3 [ is connected to the main transistor Tr according to the polarity shown in the figure.
A differential circuit 03) consisting of a decimal resistor C3 and a resistor 9 is inserted and connected to the base circuit of the main transistor Trx on the output side of the secondary winding N2. has been done. Thus, in this embodiment circuit of FIG. 7, the base drive transformer P'
The drive current io [proportional output t] as shown in FIG. It is supplied to the base of register Trt. If now, the 8th winding N3
If there is no base current iB of the main transistor Tr1, the waveform of the drive current i0 is differentiated by the capacitor C3 and the resistor R9, as shown in FIG.
The main transistor Tr1 is driven by this base current in, and a collector current IC as shown in FIG. 2C flows (assuming that the collector current has a rectangular waveform). However, this figure 7 'IETm
In the example circuit, the VC actually has an eighth winding N3 and the collector current iC' described above is passed through it, so the output from the secondary winding gNz K /d and the collector current c which is magnetically coupled with this is As a result, the actual base current 1nFi becomes as shown in the same figure (d), and the differential circuit [1
As a result, the differential effect due to 3+ increases, and the collector current ic of the main transistor 1r1 turns off more sharply as shown in el.In this way, the collector current feedback of the base drive transformer PTK A tertiary winding N3 is provided for the main transistor
By the joint effect of providing a differential circuit in the base circuit of x, the base reverse bias of the main transistor frx can be increased. It is possible to reduce the +M loss Pf at the time of turn-off of the main transistor Tr1 with a simple configuration (addition of parts) without making the main transistor Tr1 turn off. Note that when the collector current is a rectangular wave as in the above embodiment, the turn-on operation becomes faster, and the turn-on loss Pn
is multiplied by several times, but if the load-side circuit is inductive, the loss during turn-on is usually much smaller than that during turn-off, so it does not cause much trouble.
第9−(イ)〜0荀は上述の第7図実施例の夫々異なる
変形例を示し、第9図(イ)の実施例は微分回路のコン
デンサC3に並列に抵抗R10を接続した所で、主トラ
ンジスタTrlの第8図(d)のよう々ベース電流in
を第10図中破線の状態から害線の状uvc変化させ、
ベース電流iBを調整したものである。次に同文(DJ
の実1頗例は、上記コンデンサC3に並列1Cベース電
流と逆極性方向のタイオードD1を接続したものであり
、前述のベース電流iB波形における逆バイアス電流分
を更に多くする効果を有するとともにベース回路の逆方
向の回路インピータンスを小さくして主トランジスタT
r1のベース、エミッタ間逆電圧を低くして主トランジ
スダrr1を保護する機能を有している。さらに同図0
9はコンデンサCNC並列に抵抗R1oとタイオードD
1とを追加したものであって、同図((イ)及び−を結
合して構成しTコものであり、夫々の効果は同図(力及
び(0)で述べた通りである。々お上述の第7図及び第
9図(イ)〜0荀の各回路においては、微分回路0.l
llをコンデンサC3と抵抗R9とで構成した所を示し
Tこが、例えばインタフタンスと抵抗とを用いて微分回
路を構成しても良いことはいうまでもない。9-(a) to 0-xun show different variations of the above-mentioned embodiment in FIG. 7, and the embodiment in FIG. , the base current in of the main transistor Trl as shown in FIG. 8(d)
By changing the shape of the damage line uvc from the state of the broken line in Fig. 10,
The base current iB is adjusted. Next, the same sentence (DJ
A practical example of this is to connect a parallel 1C base current and a diode D1 with the opposite polarity to the capacitor C3, which has the effect of further increasing the reverse bias current in the base current iB waveform described above, and also increases the base circuit. By reducing the circuit impedance in the opposite direction of the main transistor T
It has a function of protecting the main transistor rr1 by lowering the reverse voltage between the base and emitter of r1. Furthermore, the same figure 0
9 is a resistor R1o and a diode D in parallel with the capacitor CNC.
1 is added, and it is constructed by combining (A) and - in the same figure, and the effects of each are as described in Figure (force and (0)). In each of the circuits shown in FIG. 7 and FIG. 9 (A) to 0.
Although 11 is shown as being composed of a capacitor C3 and a resistor R9, it goes without saying that a differentiating circuit may be constructed using, for example, an interface and a resistor.
第11図(イ)([jFi上述の第9図09の回路を実
際に放電灯点灯装置に適用した場合の回路例を示し、前
述の第1図及び第2図の従来例に対応するものである。Fig. 11 (A) ([jFi] This shows an example of the circuit when the circuit shown in Fig. 9 09 described above is actually applied to a discharge lamp lighting device, and corresponds to the conventional example shown in Figs. 1 and 2 described above. It is.
即ちこの実施例回路は、第2関従来例回路において、コ
シダンサC3,C4追加するとともに、ベースドライブ
用のトランスPTt、PT2にコレクタ電流帰還用の7
88次巻線N3追加したものであり、第11図((イ)
回路中のa−g端子は同図(0回路中の3〜g端子に接
続されるものである。かくてこの実施例回路にあfこっ
ては、前述の通りの動作を行うものであるが、特(にの
ようなブツシュづル型のインバータ方式の場合、第8図
で述べたように主トランジスタTr l、Tr zのコ
レクタ電流icは三角波状となるため、前述の本発明の
効果がさらに助長されることになる。That is, this embodiment circuit is the same as the conventional example circuit of the second circuit by adding cosidancers C3 and C4, and adding 7 for collector current feedback to the base drive transformers PTt and PT2.
The 88th winding N3 is added, as shown in Figure 11 ((a)
The terminals a to g in the circuit are connected to the terminals 3 to g in the circuit shown in the same figure (0).Thus, in this example circuit, the operation is as described above. However, especially in the case of a push-pull type inverter system such as the one shown in FIG. will be further encouraged.
第12図は第11図回路の動作説明図であって、第11
園回路において]ンヂンサC3,C4及び8次巻線Ns
、N3がない場合、すなわち従来の@8図回路の場合に
与えられるベース電流intをこの第12M(a)に示
し、この従来例回路にコンデシサC3,C4だけを追加
して微分回路(l檜を付加しfこ場合のベース電流in
zを同図fb)に示してあり、この場合前述した微分効
菓によってベース電流波形がスイッチング損失を減少さ
せる方向へ改善さねるがまだ不十分であり、その時の主
トランジスタ゛rr l 、Trzのコレクタ電流ic
xははコレクタ電圧v(J:t K対し同図(C)に示
しtコように今少し遮断時の急峻さを欠き、それ程ター
ンオフ時のスイッチング情夫Pfは改善されない。そこ
で本発明において更に、コレクタ電流帰還用の8次巻線
N3をベースドライブ用のトランスPTl、 P1’2
に追加すると、上述のコレクタ電流ictの遮断時の減
少が2次巻線N2の出力として主トランジスタrr1.
Tr2のベースの逆バイアスを供給することになり、こ
のときのベース電流iBsは同[図(d) [示したよ
うにさらに逆バイアスが助長さiすることになる。従っ
て、このときの主トランジスタI’rlの]レクタ電流
ic2は同1m (e)に示したように急峻VC遮断さ
れるので、コしクタ電千VCB2も急峻に立上って、タ
ーンオフ時のスイッチング損失Poffを大幅に低減す
ることができる。このように例えば誘導負荷をもつづシ
ュプル型のインバータのようなスイッチ素子に流ねる電
流が漸次増加しである時点で立下がる三角波状となる回
路に本発明を適用すると、ターンオフ時のスイッチング
情夫が大幅に低減される効果を奏することになるもので
ある。即ち82W環形螢光ランづ4灯を点灯し、そのラ
ンプ出力音4(lQmA一定に保った状η甲として、そ
の点灯装置に第1図、@219従来例のものを使用しt
コ場合と第11図実施例のものを使用し。FIG. 12 is an explanatory diagram of the operation of the circuit shown in FIG.
In the circuit] Njinsa C3, C4 and 8th winding Ns
, N3 is not present, that is, in the case of the conventional @8 circuit, the base current int given is shown in the 12th M(a). Adding f, the base current in this case is
z is shown in fb) of the same figure, and in this case, the base current waveform has been improved by the differential effect described above in the direction of reducing switching loss, but it is still insufficient, and at that time, the collector of the main transistors ゛rr l, Trz current ic
x is the collector voltage v (J: t) As shown in the same figure (C) with respect to K, it lacks a little steepness at the time of cut-off, and the switching characteristic Pf at turn-off is not improved to that extent.Therefore, in the present invention, further, in the present invention, The 8th winding N3 for collector current feedback is connected to the base drive transformer PTl, P1'2
In addition, the above-mentioned decrease in the collector current ict at the time of interruption is applied as the output of the secondary winding N2 to the main transistor rr1.
A reverse bias is supplied to the base of Tr2, and the base current iBs at this time is the same [Figure (d)] [As shown, the reverse bias further increases i. Therefore, since the collector current ic2 of the main transistor I'rl at this time is abruptly cut off by VC as shown in Figure 1m(e), the collector current VCB2 also rises steeply and at turn-off. Switching loss Poff can be significantly reduced. In this way, if the present invention is applied to a circuit in which the current flowing through a switching element such as a spur-type inverter with an inductive load gradually increases and then falls at a certain point in the form of a triangular wave, the switching behavior at turn-off can be reduced. This has the effect of significantly reducing the amount of water. That is, four 82W annular fluorescent lamps were lit, and the lamp output sound 4 (lQmA was kept constant), and the lighting device used was the conventional one shown in Figure 1 @219.
In this case, the example shown in FIG. 11 is used.
た場合の入力電力を測定した結果、下表のようなデータ
を得1こ。As a result of measuring the input power when
第18図は本発明の第二の構成例の回路図であり。FIG. 18 is a circuit diagram of a second configuration example of the present invention.
第14図はその動作を説明するものである。即ち第18
図の回路にあっては従来のベースドライブ用のトランス
PTの出力回路のベース抵抗R13と並列に変流器Cr
の一つの巻線とタイオードD3との直列回路を接続した
゛もので、タイオードD31d主トラシジスタTrxの
ベースの順バイアスを阻止する向きとなっている。また
上記変流器aの他の巻線は、主トランジスタTrtのコ
レクタ電流が流れる位Ifに挿入され、各々の巻線の巻
き方は図示した方向である。かくて第14図におい、て
(alけ変流器C−I’及びタイオードD3のない従来
回路におけるベース電流iBlを示しており、それによ
って、主トランジスタrrlのコレクタ電圧icx及び
]しクタ電圧V(glけ同図(b) r示すようになり
、ターンオフ時の損失Pfr/i大きいものであり、ま
た、この場合はコレクタ電流を三角波形と仮定した。次
に上述の従来例回路に対して変流器D゛及びタイオード
D3を追加して第13図実施例の回路を構成すると、上
記コレクタ電流icyが下降する時タイオードD3をオ
ンするような向きに出方を生じ、こ九が主トランジスタ
Trxのベース逆バイアスと1−て加わるので主トラン
ジスタTrlをより早くターンオフさせるのに効果があ
るものであり、この場合のベース電流iB2を第14図
(C) K、コレクタ電流、電圧icz、vcEz f
同fit(d)VC夫々示しfこ。FIG. 14 explains the operation. That is, the 18th
In the circuit shown in the figure, a current transformer Cr is connected in parallel with the base resistor R13 of the output circuit of the conventional base drive transformer PT.
A series circuit of one winding of the diode D3 and the diode D3 is connected, and the diode D31d is oriented to prevent forward bias of the base of the main transistor Trx. Further, the other windings of the current transformer a are inserted at the point If where the collector current of the main transistor Trt flows, and each winding is wound in the direction shown. Thus, in FIG. 14, the base current iBl in the conventional circuit without the current transformer C-I' and the diode D3 is shown, so that the collector voltage icx of the main transistor rrl and the collector voltage V (The loss Pfr/i at turn-off is large as shown in (b) of the same figure.) In this case, the collector current is assumed to be a triangular waveform.Next, for the conventional circuit described above, When the circuit of the embodiment shown in FIG. 13 is constructed by adding a current transformer D' and a diode D3, the diode D3 is turned on when the collector current icy falls, and this is the main transistor. Since it is added to the base reverse bias of Trx, it is effective in turning off the main transistor Trl more quickly.The base current iB2 in this case is shown in Fig. 14(C).K, collector current, voltage icz, vcEz f
The same fit (d) VC is shown respectively.
次に第15図(イ)〜0(転)はそれぞれ第18嬰回路
の変形例を示し1こもので、第15図((イ)の回路は
抵抗R13の代りにコンデンサC5を、同図0の回路は
抵抗1ζ13と並列に]ンダンサC5を追加しfこもの
でベース電流波形が微分されてスイッチング0スを低減
することができる効果を有する。貞らに同1¥JO荀け
1記タイオードD3と直列であってかつベース抵抗R1
3と並列的にコンデンサC6及び抵抗Ri4の並列回路
を設けtこもので、ベース逆バイアス電流を微分するよ
うにしtこものである。Next, FIGS. 15(A) to 0(R) each show a modified example of the 18th baby circuit, and the circuit in FIG. This circuit has the effect of adding a transducer C5 in parallel with the resistor 1ζ13, and the base current waveform is differentiated by the resistor 1ζ13, thereby reducing the switching voltage.Additionally, the diode D3 in series with the base resistor R1
A parallel circuit of a capacitor C6 and a resistor Ri4 is provided in parallel with 3, and the base reverse bias current is differentiated.
本発明は上述のように構成し1こものであるから、主ト
ランジスタのスイッチング損失、特にそのターンオフ時
の損失を簡単な回路i成で低減1するこさができ1こも
のであって、しかも大容けのベース駆動回路を設ける必
要もなく、また他の損失を増大するよう々こともないも
のであり、高効率化及び信頼性の向上が容易に達成でき
る効果を有するものである。Since the present invention is configured as described above and is a single device, it is possible to reduce the switching loss of the main transistor, especially the loss at the time of turn-off, by a simple circuit configuration. There is no need to provide a base drive circuit, and there is no need to increase other losses, and the effect is that high efficiency and reliability can be easily achieved.
第1向は従来例の回路図、@ 21jl ?:t 1i
jl上のベース駆動回路の回路図、第8図は同上の前作
説明1菊、第4図イ)(Olは従来のD′ドライブ方式
の原理回路図及びその入力波形図、第5図イ)(0)は
従来のベース逆バイアス強化方式による回路例の要部回
路図及びその動作説明図、第6図(梢(009は従来の
ベース逆バイアス強化方式の別の回路例の基本回路図、
入力波形図及び逆バイアスベース電流とストレージタイ
ムとの関係特性(支)、第7閏は本発明一実施例の基本
回路例図、第8図は同上の動作説明M、第9図f−1’
)〜0最は上記第7図回路の夫々異なる変形回路例図、
第10図は第9図(イ)回路のN)7作説明図、第11
図(力b)は本発明一実施例を放電灯点灯装置に適用し
た場合の回路例図、@12−は第11図回路の動作説明
図、・818図は本発明の別の実施例の基本回路例図、
第141菊は第18図回路の動作説明図、第15図(イ
1〜0拗は第18図回路の夫々異なる変形回路例図であ
り、Trld主トランジスタ、PTはトラシス・N3け
8次巻線、CTI/i変流器、03)は微分回路である
。
代即人 弁理士 石 1)掩 七
112図
第14図
01The first direction is the circuit diagram of the conventional example, @21jl? :t 1i
The circuit diagram of the base drive circuit on jl, Fig. 8 is the explanation of the previous work on the same as above, Fig. 4 a) (Ol is the principle circuit diagram of the conventional D' drive system and its input waveform diagram, Fig. 5 a) 009 is a basic circuit diagram of another circuit example of the conventional base reverse bias reinforcement method, and FIG.
Input waveform diagram and relational characteristics between reverse bias base current and storage time (support), the 7th leap is a basic circuit example diagram of an embodiment of the present invention, Figure 8 is the operation explanation M of the same as above, Figure 9 f-1 '
) ~ 0 Most are diagrams of different modified circuit examples of the above-mentioned circuit in FIG. 7,
Figure 10 is an explanatory diagram of N)7 of the circuit in Figure 9 (A), and Figure 11.
Figure (b) is a circuit example diagram when one embodiment of the present invention is applied to a discharge lamp lighting device, @12- is an explanatory diagram of the operation of the circuit in Figure 11, and Figure 818 is a diagram of another embodiment of the present invention. Basic circuit example diagram,
The 141st chrysanthemum is an operational explanatory diagram of the circuit shown in Fig. 18, and Fig. 15 (A 1 to 0 are diagrams of different modified circuit examples of the circuit shown in Fig. 18. Line, CTI/i current transformer, 03) is a differentiating circuit. Representative Patent Attorney Ishi 1) Cover 7112 Figure 14 Figure 01
Claims (1)
設け、このトランスの1次側に正負両極性部分を有する
駆動信号を入力することによりベース順バイアス電流と
ベース逆バイアス電流とを発生させるようにしたドライ
ブ電流発生回路を形成し、上記主トランジスタのコレク
タ電流をそのベース側に正帰還する正帰還手段を具備し
て成るインバータ装置。 (2)ベースドライブ用のトランスに主トランジスタの
コレクタ電流を流すための第8の巻線を設けて上記正帰
還手段を構成し、上記トランスの2次側出力回路に微分
回路を挿入接続して成ることを特徴とする特許請求の範
囲第1項記載のインバータ装置。 (3) 上記微分回路を構成するコンデンサに並列に
、抵抗やタイオードのような少なくともベースに逆バイ
アスを与える方向の電流を通電する通電要素を接続して
成ることを特徴とする特許請求の範囲第2項記載のイン
バータ装置。 (4) 主トランジスタのコレクタ電流が漸次増加す
石彫の三角波となるように負荷側回路が構成されている
ことを特徴とする特許請求の範囲@2項又Fi第8項記
載のインバータ装置。 。 15) ベースドライブ用のトランスの2次側出力回
路をベース抵抗を介して主トラ:7ジスタのベースに接
続し、上記主トランジスタのコレクタ電流回路VC1次
側が挿入接続された変流器を設け、この変流器の2次巻
線とタイオードとの直列回路を上記ベース抵抗に並列接
続して成ることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載
のインバータ装置。 (6) 上記ベース抵抗に代えて、コンデンサと抵抗
の並列回路又はpy−i!リンサ接続して成ることを特
徴とする特許請求の範囲第5項記載のインバータ装置。 (7)上記タイオードとベース抵抗乃至このべ一ス抵抗
に代えて接続された回路要素との接続点にコンデンサと
抵抗との並列回路を接続して成ることを特徴とする特許
請求の範囲第5項又は第6項記載のイン八=り装置。 (8) 主トランジスタのコしクタ電流が、漸次増加
する形の三角波となるように負荷側回路が構成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第5項乃至第7項の
いすねかに記載のインバータ装ft Q[Claims] (1) A transformer for driving the base of the main transistor is provided, and a base forward bias current and base reverse bias are created by inputting a drive signal having both positive and negative polarity parts to the primary side of the transformer. An inverter device comprising: a drive current generating circuit configured to generate a current; and positive feedback means for positively feeding back the collector current of the main transistor to its base side. (2) An eighth winding for passing the collector current of the main transistor is provided in the base drive transformer to constitute the positive feedback means, and a differentiating circuit is inserted and connected to the secondary output circuit of the transformer. The inverter device according to claim 1, characterized in that: (3) A current-carrying element, such as a resistor or a diode, that conducts a current in a direction that gives reverse bias to at least the base is connected in parallel to the capacitor constituting the differentiating circuit. The inverter device according to item 2. (4) The inverter device according to claim 2 or Fi 8, wherein the load side circuit is configured so that the collector current of the main transistor gradually increases to form a triangular wave. . 15) Connect the secondary output circuit of the base drive transformer to the base of the main transistor 7 transistor via the base resistor, and provide a current transformer to which the collector current circuit VC primary side of the main transistor is inserted and connected; 2. The inverter device according to claim 1, wherein a series circuit of a secondary winding of the current transformer and a diode is connected in parallel to the base resistor. (6) Instead of the above base resistor, use a parallel circuit of a capacitor and a resistor or py-i! The inverter device according to claim 5, characterized in that the inverter device is connected to a rinser. (7) A parallel circuit of a capacitor and a resistor is connected to the connection point between the diode and the base resistor or a circuit element connected in place of the base resistor. 6. The input device according to item 6 or item 6. (8) The load-side circuit is configured such that the collector current of the main transistor becomes a triangular wave that gradually increases. The inverter installation described in ftQ
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57113040A JPS596774A (en) | 1982-06-30 | 1982-06-30 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP57113040A JPS596774A (en) | 1982-06-30 | 1982-06-30 | Inverter device |
Publications (1)
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JPS596774A true JPS596774A (en) | 1984-01-13 |
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ID=14601953
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP57113040A Pending JPS596774A (en) | 1982-06-30 | 1982-06-30 | Inverter device |
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JP (1) | JPS596774A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61243691A (en) * | 1985-04-19 | 1986-10-29 | 松下電器産業株式会社 | High frequency heater |
JPS61292885A (en) * | 1985-06-20 | 1986-12-23 | 松下電器産業株式会社 | High frequency heater |
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- 1982-06-30 JP JP57113040A patent/JPS596774A/en active Pending
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