JPS594957B2 - 回転磁界機駆動装置及びその運転方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数変換装置から給電される回転磁界機、
特に同期機と、この回転磁界機を自己クロツク式に特に
磁界オリエンテーシヨン制御運転するための、回転磁痒
機の異なる磁束成分に比例する２つの電圧信号を形成す
る同一構成の２組の交流電圧積分器を有する変換器制御
部とを備え、各交流電圧積分器は積分器とこの積分器の
出力電圧の直流成分を抑制するための負帰還接続の零点
調節器とを含み、この零点調節器の入力端は積分器の出
力端に接続され、零点調節器の出力端は積分器の入力側
の加算点に接続され、各積分器には入力電圧としてそれ
ぞれ磁束成分に関連する相電圧に比例する電圧と固定子
電圧降下を補償するため回転磁痒機入力導線の関連する
固定子電流に比例する電圧とが導かれ、更に誘導リアク
タンス電圧を補償するため相電流に関係する今一つの電
圧が処理Δれる回転磁界機駆動装置に関するものである
。

更に本発明は、その回転磁界機駆動装置の運転方法にも
関するものである。かかる回転磁痒機１駆動装置はドイ
ツ連邦共和国特許出願公告第２６３５９６５号明細書に
より公知である。公知の回転磁界機駆動装置に訃いては
、回転磁岑機の磁束ベクトルの位置及び大きさについて
の情報は端子における電圧及び電流の測定量から直接形
成される。その場合、三相交流機に於いては、相電圧と
相電流を２回だけ測定し、それを後置の同一構成の２組
の交流電圧積分器で処理することで十分である。公知の
回転磁昇機駆動装置ではまず回転磁界機の主磁束電圧が
検出？れる。そして谷交流電圧積分器の入力側の加算点
に於いて相電圧から回転磁界機の固定子電圧降下に比例
する電圧、並びに固定子電流の時間微分に比例する電圧
が誘導リアクタンス電圧を考慮に入れるために求められ
る。続いて両交流電圧積分器に｝いて主磁束電圧の積分
により回転磁昇機の３つの磁束成分のうちの２つが求め
られる。この２つの磁束成分は磁束ベクトルの位置とそ
の大きさを決定する。磁束ベクトルの位置及び大きさに
ついての情報によつて、同期機を磁痒オリエンテーシヨ
ン制御運転することができる（雑誌ＪＳｉｅｍｅｎｓ−
Ｚｅｉｔｓ一Ｃｈｒｉｆｔｌｌ９７ｌ、第７６５〜７６
８ページ及びドイツ連邦共和国特許第２３５３５９４号
明細書参照）。同期機の始動の場合は、磁束成分を回転
子の位置測定のためにできるだけ正確に検出することが
特に重要である。

その場合測定誤差は、極端な場合同期機を始動不能にさ
せることさえある。ドイツ連邦共和国特許出願公告第２
６３５９６５号明細書で公知の回転磁痒機駆動装置に於
いては、積分器と負帰還接続されたＰＩ零点調節器とか
ら成る交流電圧積分器を使用し、零点調節器を切離し可
能に構成される。零点調節器は、加算点に生ずる入力電
圧の直流成分による積分器の出力電圧のドリフトを防止
するために用いられる。公知の回転磁痒機駆動装置に訃
いては、同期機の始動のために回転子の停止状態で、ま
ず励磁電源が投入され、固定子巻線の周波数変換装置側
の給電はなされないままで回転子の位置検出が行なわれ
る。

固定子巻線に誘導される電圧成分から、零点調節器が切
離されている場合、磁束成分は極めて正確に得られる。
というのは、零点調節器が投入されていると、零点調節
器は位置検出に｝いて、積分器によつて得られ誘導電圧
の積分された初期値を零に調節しようとし、それによつ
て回転子の位置検出に誤りを生ずるからである。固定子
電流が投入？れ、同期機が始動？れると、零点調節器が
投入され、通常の動作運転に於いて生ずる各磁束成分の
直流分を制御する。しかし回転している回転磁痒機に零
点調節器を急に接続すると、制御回路及びトルクに減衰
振動の形で過渡現象が生じる。そのため、同期機の利用
しうるトルクが一時的に小さくなることがある。更に公
知の回転磁痒機駆動装置の零点調節に｝いては回転磁痒
機の周波数に関係する位相誤差及び振幅誤差を生ずるが
、特にそのうちの位相誤差は重要である。

位相誤差が大きいと、調節制御に際して、磁束ベクトル
に一定の関係を持つ起磁力ベクトルが磁束ベクトルに対
して所望の位相関係とならず、その結果トルク発生のた
めにわずかな成分しか作用しないこととなる。このこと
は、必要なトルクを得るため、変換器及び回転磁界機を
より大電流用に設計しなければならず、位相誤差が大き
く現七れる場合でも、磁束ベクトルに直角な起磁力ベク
トル成分を十分大きなトルクが発生するようにしなけれ
ばならない。従来の回転磁痒機駆動装置では位相誤差に
基づいて回転磁界機の負荷出力が制限される。更に又冒
頭に述べた回転磁痒機１駆動装置に｝いては、系統周波
数と回転磁界機の周波数との間にうな９が生じるとき、
許容し得る周波数範囲を制限する安定性の問題が生じ得
る。

例えば１００Ｈｚの運転周波数に｝いて１Ｈｚのうなり
周波数が十分抑制されるように零点調節器が設計される
場合には、公知の回転磁界機駆動装置では１Ｈｚの運転
周波数は不可能である。なぜならば、この周波数は零点
調節器により擾乱周波数と解釈され、許容し得ないもの
として抑制されてしまうからである。本発明の目的は、
初めに述べた形の回転磁痒機１駆動装置を、広い回転数
範囲にわたつて周波数変換装置及び回転磁界機を最適に
利用することを保証し、しかも零点調節器の投入に伴つ
て生ずる問題を回避できるように構成することにある。

この目的ぱ本発明によれば、各零点調節器は比例動作Ｐ
調節器及び積分動作１調節器を備え、比例動作調節器の
出力信号及び積分動作調節器の出力信号は加算点に導か
れ、固定子電圧降下及び誘導リアクタンス電圧だけ補償
された積分器の出力信号は回転磁界機の回転磁束ベクト
ルの周波数、従つて回転速度に比例した重みをつけられ
た上で比例動作調節器の入力端に導かれ、又周波数の２
乗に比例した重みをつけられた上で積分動作調節器の入
力端に導かれ、重み係数は最大値１を有することによつ
て達成される。従来公知の回転磁界機駆動装置とは異な
Ｄ１本発明の１駆動装置に｝いては、回転磁束ベクトル
を決定するために周波数適応形の交流電圧積分器が用い
られる。

その場合、零点調節の度合は回転磁痒機の運転周波数に
応じて、振幅誤差及び位相誤差が全回転数範囲で一定に
保たれるように連続的に調整される。かかる零点調節付
きの交流電圧積分器は回転磁束ベクトルの周波数に応じ
て調整可能な周波数を一定の通過周波数及び一定の抑制
の下で持つている。回転磁痒機の運転周波数に対して低
い周波数の、周波数変換装置と交流機との間のうなり周
波数は、零点調節を適用することにより十分抑制される
。位相誤差が小？くしかも一定に保たれる結果、磁束検
出の際の演算誤差が周波数に依存して変わるので、交流
機及び周波数変換装置は全周波数範囲で十分利用？れる
こととなる。同期機の場合は、それが停止時でも回転時
でも回転子位置検出過程は、初めに述べたように、励磁
の投入によつて行なわれる。その場合、零点調節器は既
に回転磁痒駆動の始動によジ連続的に運転状態に入つて
行〈。従つて、零点調節を急激に投入して行なう従米技
術に訃いて生ずる平衡過程はもはや生じることがない。
各交流電圧積分器の比例動作調節器に第１の掛算器が前
置され、この第１の掛算器の出力信号は、積分動作調節
器の入力端に前置されている第２の掛算器に導かれるよ
うにするのがよい。

その場合、両掛算器の乗算係数は等しく、回転磁界機の
回転磁束ベクトルの周波数又は回転数に比例する。その
場合、比例動作調節器を介して積分器の入力端に帰還？
れる信号は比例動作調節器の入力端に訃いて弱められる
が、回転磁痒機の磁束ベクトルの周波数に比例して上昇
するようにも容易にできる。積分動作調節器を介して積
分器の入力端に帰還？れる出力信号は、積分動作調節器
の入力端に直列に接続？れる２つの掛（１）器により回
転磁界機の回転磁束ベクトルの周波数の２乗で重みがつ
けられる。その場合、比例動作調節器の入力信号に対す
る重み係数は第１の掛算器の乗算係数に対応し、積分動
作調節器の入力信号に対する重み係数は両掛算器の互い
に一致する両乗（１）係数の積に相当する。掛算器とし
てパルス幅掛算器が用いられ、第２のパルス幅掛算器に
平滑回路が前置される構成とするのがよい。

その場合、掛算器として用いられるパルス幅掛算器の断
続度は互いに一致し、それぞれ回転磁痒機の周波数に比
例している。それはＯと１との間で変化する。パルス幅
掛算器の後の電圧はパルス幅掛算器の入力電圧と断続度
との積である。積分動作調節器の入力電圧の２乗制御を
達成するためには、積分動作調節器の入力端に関して直
列にある両パルス幅掛算器相互間に平滑回路を挿入する
必要がある。平滑回路としてコンデンサが用いられ、こ
のコンデンサは第１のパルス幅掛算器に後置された反転
増幅器の帰還抵抗に並列に接続され、反転増幅器の出力
信号は比例動作調節器及び第２のパルス幅掛算器の各入
力端に加わるようにするのがよい。

こうすることにより十分な平滑が簡単な手段によつて達
成できる。零点調節器の時間特性をできるだけ損なわな
いようにするため、コンデンサのキヤパシタンスは積分
動作調節器の時定数を決定するコンデンサに比較して極
めて小さいものとするのがよい。

コンデンサのキヤパシタンスの下限は必要な平滑によつ
て与えられる。好ましい実施態様に｝いては、パルス幅
掛算器としてＦＥＴスイツチが用いられ、その制御入力
端にクロツクパルス発生器の出力信号が加えられ、又そ
の断続度は回転磁痒機の回転磁束ベダトルの周波数ない
し回転速度に比例する。

このことはパルス幅掛算器を機能的に確実に、経済的に
実現させる利点を持つものである。クロツクパルス発生
器は回転磁痒機の回転磁束ベクトルの過渡周波数の下側
ではパルス周波数の調整が可能であり、過渡周波数の上
側ではパルス幅の調整が可能であるようにするのがよい
。

こうすることによ沢パルスデユーテイ比に対して極めて
大きな調整範囲が可能となる。回転磁界機の固定子の誘
導性電圧降下を経済的に考慮し得るようにするために、
各積分器の出力端に別の加算点が設けられ、この加算点
には、誘導リアクタンス電圧の積分値に比例する信号が
導かれるようにするのがよい。

こうすることによＶ１初めに述べたドイツ連邦共和国特
許出願公告第２６３５９６５号明細書によつて公知の、
関連する相電流の時間微分が省略できる。その場合、第
２の加算点は積分器の出力端と零点調節器の枝路との間
に存在する。本発明による回転磁界機駆動装置の好まし
い運転方法は、同期機の始動に際して、次のステツプが
時間的に順次実行？れることにある。

（ａ）まず変換器制御部の電源が投入される。

（ｂ）続いて重み係数が短時間１という値にセツト？れ
る。（ｃ）続いてその重み係数が同期機の瞬間周波数に
対応する値にセツト？れる。

（ｄ）早くとも同時に同期機が界磁巻線を介して励磁さ
れる。

（ｅ）所望の磁束値が得られた後固定子電流制御が行な
われる。

こうすることによジ、回転磁界機駆動装置の円滑な始動
が、停止状態からも、負荷を負つて既に運転している回
転磁痒機駆動装置に｝いても達成できる。

次に図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。

第１図は本発明による回転磁痒機駆動装置に用いられる
両交流電圧積分器１ＧＲ及びＩＧｓの一方の実施例を示
すものである。

この積分器は回転磁界機の磁束成分に比例する電圧信号
を形成する。両交流電圧積分器１ＧＲ及びＩＧｓは同一
構成を持つているので、ここでは一方の交流電圧積分器
ＩＧＲの構成と動作のみを説明する。入力端ＫＯには回
転磁界機Ｍの相電圧に比例する入力電圧Ｕｅが加わる。

入力電圧Ｕｅは抵抗Ｒ１を介して積分器Ｖ１の加算点Ｓ
１に導かれる。第１図に示す実施例では相電圧ＵＲに比
例するＵＢが用いられている。固定子電圧降下を補償す
るために、交流電圧積分器１ＧＲの端子Ｋ２に、回転磁
痒機Ｍｆ）Ｒ相の固定子電流に比例し反転した信号−１
Ｒが導かれ、抵抗ＲＲを介して加算点Ｓ１に加えられる
。比例動作調節器Ｖ３、積分動作調節器Ｖ４及び反転増
幅器Ｖ２は負帰還路内の掛算器Ｆ１及びＦ２と共に零点
調節器を形成している。積分器Ｖ１の出力側には反転増
幅器Ｖ５、及び別の加算点Ｓ２を形成するための加算増
幅器Ｖ６が接続されている。

加算増幅器Ｖ６の出力信号は交流電圧積分器１ＧＲの出
力信号を形成し、それは出力端Ｋ１から取出すことがで
きる。交流電圧積分器１ＧＲの入力端Ｋ２に導かれる、
Ｒ相の電流に比例する反転信号−１飼抵抗ＲＬを介して
加算点Ｓ２に導かれる。こうすることにより加算点Ｓ２
に訃いて、同期機Ｍの誘導リアクタンス電圧のＲ相に属
する積分値の補償が行なわれる。反転増幅器Ｖ５は、加
算増幅器Ｖ６を通して得られる積分器Ｖ１の出力電圧の
反転を元に帰すためにのみ用いられる。交流電圧積分器
１ＧＲの加算点Ｓ２と出力端Ｋ１との間に存在する零点
調節器は、磁束成分に対応する加算増幅器Ｖ６の出力信
号Ｕａがまず保護抵抗Ｒｓ（他の考察に対しては無視さ
れる）を介してパルス幅掛算器Ｆ１に導かれ、その出力
信号Ｕ８Ｖ２は反転増幅器Ｖ２の入力端に加わるように
構成される。

パルス幅掛算器Ｆ１ではその入力電圧Ｕａに、同期機Ｍ
の周波数ωに比例し、０と１との間で変わり得る重み係
数ａが掛算される。従つてパルス幅掛算器Ｆ１の出力電
圧Ｕ８Ｖ２は、断続度に対応する重み係数ａとパルス幅
掛算器Ｆ１の入力電圧Ｕａとの積として与えられる。符
号ａぱ以下に｝いては重み係数として用いられると共に
断続度を表わすものとしても用いられる。反転増幅器Ｖ
２の帰還抵抗ＲにはコンデンサＣｇが並列に接続されて
いる。このコンデンサＣ８はパルス幅掛算器Ｆ１の作用
のために反転増幅器Ｖ２のパルス状入力信号Ｕｅｖ２を
平滑する機能を持つ。，このようにして平滑された反転
増幅器Ｖ２の出力電圧Ｕａｖ２は、比例動作調節器Ｖ３
の入力端に、又保護抵抗Ｒｓ及び第２のパルス幅掛算器
Ｆ２を介して積分動作調節器Ｖ４の入力端に並列に導か
れる。

第２のパルス幅掛算器Ｆ２も回転磁岑機Ｍの周波数ωに
比例する重み係数又はキーインタ度ａとの掛算を行ない
、その結集積分動作調節器Ｖ４の入力信号は重み係数又
は断続度ａの２乗と零点調節器の入力電圧Ｕａとの積と
なる。従つて比例動作調節器Ｖ３の入力信号は回転速度
に比例する重み係数ａによつて重みが付けられ、積分動
作調節器Ｖ４の入力信号は重み係数ａの２乗によつて重
みが付けられる。比例動作調節器Ｖ３及び積分動作調節
器Ｖ４の出力信号はそれぞれ抵抗Ｒ２，Ｒ４を介して積
分器Ｖ１の加算点Ｓ１に導かれる。パルス幅掛算器Ｆ１
及びＦ２の代りに原理的には零点誤差が少なくドリフト
の少ない高級なアナログ掛算器を用いることもで？る。

その場合、第２の掛算器の入力信号はパルス状とはなら
ないので、これを平滑する必要は無くなる。第１図に示
している例では両パルス幅掛算器Ｆ１及びＦ２は同期し
て｝り、かつ同一断続度ａで運転されて訃り、平滑は不
可欠のものである。パルス幅掛算器Ｆｌ，Ｆ２としてＦ
ＥＴスイツチを用いることができる。

その場合、ＦＥＴスイツチの制御入力端にはクロツクパ
ルス発生器Ｇの出力信号が入力される。この信号の断続
度は重み係数ａに対応し、゛従つて、交流機Ｍの回転磁
岑ベクトルの周波数ωに比例し、その値はＯと１との間
にある。それ故にＦＥＴスイツチＦｌ，Ｆ２は互いに同
期し、同一断続度で制御▲れる。コンデンサＣｇのキヤ
パシタンスは、できるだけ系統信号に影響を与えず、断
続度ａに対応する切換周波数のみを抑制するために、積
分動作調節器Ｖ４の時定数を決定するコンデンサＣ３に
比較して著しく小さい。

パルス幅掛算器Ｆｌ，Ｆ２に前置されている保護抵抗Ｒ
ｓは、パルス幅掛算器によつて生ずる切換過程の帰還作
用から前置の加算増幅器Ｖ６ないし反転増幅器２を保護
するのに用いられる。な訃、抵抗Ｒｓの抵抗値は抵抗Ｒ
１及びＲ３の値に対して非常に小さい。反転増幅器Ｖ２
は負帰還を達成するのに必要な零点調節器の符号反転の
みに用いられる。第２図には、回転磁界機駆動装置に用
いられる両交流電圧積分器１ＧＲ及びＩＧｓのうちの一
方の周波数特性が示されている。

ここでは、抑制度ｄ−０．７に導く最適化制御による最
適化が行なわれたものと仮定されている。図は５種類の
重み係数又は断続度ａに対する５つの個々の周波数特性
を示しており、しかも各周波数特性はＤＴ２回路のそれ
に対応している。その場合、単純化のため交流電圧積分
器の入力端子Ｋ２に生ずる固定子電圧降下及び誘導リア
クタンス電圧の補償のための信号は等しく零であるもの
と仮定されている。第２図の上部には、交流電圧積分器
１ＧＲ又はＩＧｓの入力電圧Ｕｅに対する出力電圧Ｕｅ
の振幅比が同期機Ｍの周波数ωの関数として両対数目盛
で示▲れている。パラメータとして、この図では重み係
数に対応する断続度ａが用いられている。この断続度ａ
は第２図では０。０１から１の間で段階的に変えられて
いる。

横軸の単位として基準化された周波数ω／０）Ｄが用い
られている。ここでω。は交流電圧積分器の通過周波数
、即ち振幅特性と横軸との交点を示すものである。第２
図の下部には出力電圧Ｕａと入力電圧Ｕｅとの間の位相
差φが、上記と同様に回転磁界機Ｍの基準化Δれた周波
数（１）／０）Ｄとの関連で示▲れている。

ここでもパラメータとして用いられている断続度即ち重
み係数ａが０。０１と１との間で段階的に変えられてい
る。

各交流電圧積分器１ＧＲ及びＩＧｓは、一定の通過周波
数ωＤ及び一定の制動の下で回転磁束ベクトルの周波数
に依存して調整できる固有周波数ωｏを持つている。

固有周波数ω。の調整は両パルス幅掛算器Ｆｌ，Ｆ２の
重み係数又は断続度ａを変えることによつて行なわれる
。固有周波数ωｏが回転磁痒機Ｍの周波数ω及び従つて
回転数ｎに比例するものとすれば、交流電圧積分器の位
成誤差△φは回転数には無関係となる。これに対して、
冒頭に述べたドイツ連邦共和国特許出願公告第２６３５
９６５号明細書により公知の交流電圧積分器は固定した
、即ち周波数には無関係の、固有周波数ω。を持つてい
る。従つて、その周波数特性は第２図に示す曲線の一つ
に相当する。一例として、公知の交流電圧積分器の周波
数特性が第２図の断続度ａ＝１に対応する実線で示され
た周波数特性に相当するものと仮定する。又、回転磁界
機，駆動装置の定格周波数はωＤに相当するものと仮定
する。そうすると第２図から認め得ることには、位相誤
差△ψ，、即ち漸近値−２７♂からの実線のずれば約３
，であつて、極めて小？い。今、従米の交流電圧積分器
を備えた回転磁痒機駆動装置がＺＯに減少？れた周波数
ωで運転？れるものとすれば、位相誤差として３Ｃ１′
のオーダーの値△ψ２が生ずる。このように大きな位相
誤差を取除くためには、従来以上述べた交流電圧積分器
を、例えば第２図の断続度ａ＝０．１に属するような周
波数特性を持つような大きさにしてきた。このことは位
相誤差を△φ５という値に減少？せることになる。従つ
て回転磁界機Ｍの周波数と系統周波数との間にうなＤ現
象が生じたときの効きの悪い制動を忍ばなければならな
かつた。うなり周波数が０Ｊ０３ωＤの場合、第２図の
上部から判るように、振幅比に関して比較的大きな値Ｙ
が生じ、その場合、同期機の運転周波数はω−ωＤであ
るものと仮定されている。本発明の回転磁痒機駆動装置
に｝いて用いられる交流電圧積分器１ＧＲ及びＩＧ−ｓ
＆Ｃ｝いては、固有周波数ω。

は同期機Ｍの実際の回転数又は周波数と共に連続的に変
わる。即ち同期機が周波数ω＝ωＤの場合、断続度ａ＝
１に対応する交流電圧積分器の周波数特性が存在し、同
期機Ｍが周波数ω＝０Ｊ（！）Ｄの場合、ａ＝０Ｊに対
応する周波数特性が存在する。従つて、第２図から容易
に判るように、極めて小？く一定の位相誤差Δφが生ず
る。その理由は、回転磁痒機駆動装置の周波数ωが減少
するにつれて交流電圧積分器の位相特性を与える曲線は
周波数に比例して連続的に左側へシフトし、その結果各
曲線の下部と−２７（１′を通る漸近線との間にある位
相誤差は小さく一定に保たれることである。上述の一例
として挙げた運転条件ω−ωＤの場合、振幅比に関して
、実線で示す曲線が用いられる。その場合、０．００３
ωＤのうなシ周波数に対して相当改良された制動が行な
われる。というのは、振幅比に対して今やＹという値の
代ジにＸという値が存在することになるからである。運
転条件ω＝ωＤ１つまりａ＝１の場合、振幅比Ｕａ／Ｕ
ｅが最大値ｚに達する０。

０３ωＤのうなり周波数に訃いて最も好ましくないうな
ｖの場合が存在する。

しかし、この運転条件ω＝ωＤの場合、ドイツ連邦共和
国特許出願公告第２６３５９６５号明細書によつて公知
の固定した固有周波数を有する交流電圧積分器を使用し
て行なわれる回転磁界機，駆動装置に｝いては、０．０
０３ωＤで臨界のうなジ周波数が現われる。その場合、
振幅比ｕ／Ｕｅに関してｚに対してかなｖ大きな値Ｙが
存在する。何故ならば、位相誤差△φを限度内に保つた
めに、固定した固有周波数を有するこの交流電圧積分器
ぱ、その振幅特性がほぼ第２図にａ＝０。１で示されて
いるものに相当するように設計されなければならないか
らである。

第３図には本発明の回転磁界機駆動装置の実施例として
、インバータモータがその制御装置と共に示されている
。

ここで同期機Ｍは周波数変換装置ＵＲから相電流１Ｒ，
ｉＳ，ｉＴが給電される。このようなインバータモータ
の変換部は例えばドイツ連邦共和国特許出願公開第２６
２０９９２号明細書により公知である。第３図の装置の
プロツク１は前述の同一構成の２つの交流電圧積分器を
含み、交流電圧積分器１ＧＲはＲ相に属し、交流電圧積
分器１ＧｓはＳ相に属する。相電圧ＵＲ及びＵｓは計器
用変圧器７及び９を介して検出され、交流電圧積分器１
ＧＲ及びＩＧ８の、ここには図示？れていない入力端子
ＫＯ（第１図参照）に導かれる。対応する電流１Ｒ及び
Ｉｓは変流器８及び１０によつて検出▲れ、両交流電圧
積分器の、ここには図示していない入力端子Ｋ２（第１
図）に導かれる。断続度ａの周波数に依存した調整のた
めに、第１図に関連して既に述べたように、両交流電圧
積分器１ＧＲ及びＩＧｓ内のパルス幅掛算器Ｆ１及びＦ
２として用いられるＦＥＴスイツチの制御入力端にぱ、
クロツクパルス発生器Ｇから断続度ａのクロツク信号が
供給される。

クロツクパルス発生器Ｇの出力信号の断続度ａは同期機
Ｍの周波数に比例する基準電圧Ｕｒｅｆによつて決定さ
れる。この基準電圧は例えば同期機に結合された速度計
用発電機から導くことができる。両交流電圧積分器１Ｇ
Ｒ及びＩＧｓはその出力側（第１図の端子Ｋ１）に、１
２ｄ）ずれた２つの巻線の磁束を示す電圧信号を発し、
それは次のと｝りである。つまり第３図のプロツク１は
その出力端子に１２００だけずれた２つの電圧信号を与
えるが、それは同期機の２つの巻線に鎖交する磁束を表
わすものである。この２つの出力信号は例えば雑誌１Ｓ
ｉｅｍｅｎｓ−Ｚｅｉｔｓｃｈｒｉｆｔｌｌ４５（１９
７１）、第１０号、第７６１〜７６４ページにより公知
の座標変換器２でカーテンアン座標系に変換される。こ
のようにして変換？れた量は今や直交座標系に訃ける回
転磁束ベクトルの２つの成分を表わすことになる。後置
されたベクトルアナライザ３でこれらの量は振幅に無関
係な一定の値に標準化される。この場合の標準化は回転
磁弄機駆動装置に訃いて大きな弱め痒磁範囲を有する場
合にのみ必要なものである。かかるベクトルアナライザ
は例えばＦ．Ｂｊａｓｃｈｋｅの論文ＷＤａｓＶｅｒｆ
ａｈｒｅｎｄｅｒＦｅｊｄＯｒｉｅｎｔｉｅｒｕｎｇｄ
ｅｒＤｒｅｈｆｅｊｄｍａｓｃｈｉｎｅｌＴＵ−Ｂｒａ
ｕｎｓｃｈｗｅｉｇ（１９７３−．７．２７）により公
知である。１Ｓｉｅｍｅｎｓ−Ｚｅｉｔｓｃｈｒｉｆｔ
ｌの前記記載によつて公知のベクトル回転器４に訃いて
磁束ベクトルは所望の制御角αだけ回転？れる。

そのためベクトル回転器４の他方の入力端にカーテンア
ン成分における所望の制御角（Ｓｉｎα及びＣＯｓα）
が予め与えられる。ベクトル回転器４の出力端には回転
磁束ベクトルのカーテンアン成分が現われ、再び座標変
換器５に導かれ、ここで制御角αだけ回転した磁束ベク
トルのカーテンアン成分は、三相１２Ｃｆ′系（三相系
）に逆変換される。ここで原理的には両座標変換器２及
び５を用いないで、１２０に座標系内での信号処理も例
えばドイツ連邦共和国特許出願公開第２６３１４９８号
明細書で公知のごとく可能である。次いで座標変換器５
の出力信号は例えば雑誌″Ｓｉｅｍｅｎｓ−Ｚｅ−Ｉｔ
ｅｃｈｒｉｆｔ７（４５）、第１０号、第７６５〜７６
８ページにより公知の角度スイツチ６に導かれ、この角
度スイツチ６は回転磁界機側の変換器のサイリスタの点
弧時点及び従つて固定子起磁力ベクトルの位置を決定す
る。周波数変換装置ＵＲの系統側変換器を制御するため
の装置はここでは説明されない。

それは例えばスイス国の雑誌１ＮｅｕｅＴｅｃｈｎｉｋ
１１９７４、第９６ページにより公知である。固定子起
磁力ベクトルの位置は周波数には無関係にＥＭＦに対し
て所望の制御角αないしは同期機の磁束に対してα＋９
０制だけ予め与えることができる。交流電圧積分器１Ｇ
Ｒ及びＩＧｓによつて得られる磁束ベクトルの成分の角
度誤差△ψが一定で小さくなるため、同期機Ｍ及び周波
数変換装置ＵＲの最適利用が、例えばインバータステツ
プ限岑に訃ける連続運転によつて可能になる。初めに述
べたドイツ連邦共和国特許出願公告第２６３５９６５号
明細書により公知の周波数に依存するかなり大きな位相
誤差△φの交流電圧積分器を用いれば、インバータステ
ツプ限岑に対する大きな安全率を見込まねばならず、そ
の結果同期機の軸から取出し得る出力を同一とした場合
、回転磁岑機及び周波数変換装置の容量はより大きなも
のが必要になる。第４図には本発明による回転磁界機１
駆動装置の他の実施例として、直接変換形であるサイク
ロコンバータから給電される同期機の自己クロツク形、
特に磁界オリエテーシヨン運転用の電流目標値供給部が
示されている。第４図のプロツク１〜５は第３図のプロ
ツク１〜５に対応する。ここではべＳ末 ．Ｓ木：
｝←＝↑：中÷黒二ご＋ｍｌ＝ クトルのカーテンアン成分に対する目標値を表わＳ木
．Ｓ木す。

な於、ここでｉ は磁束方向の成分、１はそれに？角
方向の？ｈを示す。ベクトル薔Ｊ４の出力端には固定子
起磁力ベクトル成分に対す． Ｓ＊ ．Ｓ＊る目
標値１９及びｉβ が固定した座標系で現われる。

つまり固定子起磁力ベクトルは回転磁界機の磁束ベクト
ルに対して常に成分１８＊及び１８８によつて調整可能
の固定▲れた肇だけ回ψ２転して現われる。

座標変換器５に｝いて、公知の様式で成分１８８α及び
Ｉ７の１２０い系への変換力桁なわれ、その結果その出
力端には回転磁界機の線電流に対する３つの電流目標値
１？，ｉ青，ｉ′＋が現われる。

これらはサイクロコンバータＤＵ用の調整制御装置１１
に導かれる。この調整制御装置は例えば雑誌１１Ｓ１ｅ
ｍｅｎｓ−Ｚｅｌｔｓｃｈｒｌｆｔ８（５１）１９７７
、第５号、第４１６〜４２２ページにより公知である。
更に説明すれば、調整制御装置１１を有するサイクロコ
ンバータＤＵの代ジにパルス式周波数変換器を設けるこ
ともできる。断続度又は重み係数ａの設定範囲をできる
だけ大きくできるようにするため、クロツクパルス発生
器Ｇとして、パルス周波数及びパルス幅を調整しうるク
ロツクパルス発生器が用いられる。

このことは第５図に略示されている。同期機Ｍの回転数
ｎ即ち周波数ωに比例する、クロツクパルス発生器Ｇの
入力端に生じる、過渡電圧Ｕνよりも小？い基準電圧Ｕ
ＲＯｆの場合、周波数が調節される（曲線ｆ／Ｆｍａｘ
）。その場合、パルス幅Ｔｅｍｉｎは一定に保たれる。
過渡電圧Ｕ′６を上回る基準電圧ＵＲｅｆにおいては、
周波数は一定に保たれ、パルス幅が変化する（曲線Ｔｅ
／ｆ１；）。周波数調整からパルス幅調整への移行は断
続度に関連して連続的に行なわれる。従つて、他の限痒
に変わる断続度を有する矩形波電圧が生ずる（曲線Ｔｅ
／Ｔ′）．この極めて大きな設定範囲は、零を含む極め
て小？な断続度又は重み係数ａの付与を可能とする。零
点調節器は積分器により完全に値零を分離している。こ
のことは同期機駆動装置の始動前の静止状態における同
期機Ｍの回転子の位置検出のために重要である。という
のはその場合、固定子電源が切離？れていて、界磁巻線
を付勢しているときに同期機Ｍの固定子巻線に生ずる誘
導電圧は積分器によつて積分されるからである。その場
合、零点調節器が完全に結合されていると、積分器の内
容を零にして回転子の正確な位置検出を損なう傾向があ
る。初めに述べたドイツ連邦共和国特許出願公告第２６
３５９６５号明細書に｝いては、この問題は零点調節器
を完全に切離してしまうことによつて解決されて卦り、
初めに述べた問題は同期機Ｍの始動後、零点調節器の突
然の投入の際に現われる。それに対して本発明による回
転磁痒機，駆動装置は、零点調節器に回転子の位置検出
の初めから継続して、しかし周波数に比例して継続的に
関連付けるのを可能にし、断続度ａと共に増大する零点
調節器の結合度の高まジによシ、同期機Ｍの周波数に適
合する零点調節器の結合及び従つて回転磁痒機の周波数
と共に増大する制御速度を得ることができる。回転磁界
機，駆動装置の最高回転数にふ・いて現われる断続度ａ
＝１及び従つて完全結合の零点調節器の場合、積分器Ｖ
１の出力信号の直流成分は最高の制御速度でもつて制御
される。同期機を有する駆動装置を始動する場合には、
まず変換器制御装置の電源を投入する。

次いで短時間断続度ａ−１に調整し、その結果両交流電
圧積分器１ＧＲ及びＩＧｓの入力端に現われる直流成分
（これは例えば変成器又は零点調節器に前置されている
増幅器又は積分器Ｖ１自身から生じ得る）は急速に調節
され、従つて両交流電圧積分器の出力電圧は回転磁昇機
の磁束に対応して零にセツトされる。それに続いて断続
度ａは周波数に対応する値、例えば同期機の静止状態で
はａ＝０に調整？れる。早くとも同時に同期機Ｍは界磁
巻線を介して励磁され、回転子の位置検出が可能となる
。最後に所望の磁束値が得られた後、固定子電流制御が
行なわれることとなる。そこで駆動装置は加速され、断
続度ａは今や回転磁痒機周波数ωに比例する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による回転磁界機駆動装置に用いられる
交流電圧積分器の一汐１を示す接続図、第２図は交流電
圧積分器の周波数特性を示す線図、第３図は本発明によ
る回転磁界機駆動装置の全体構成の一実施例を示すプロ
ツク図、第４図は本発明による回転磁界機駆動装置の他
の実施例を示すプロツク図、第５図は本発明装置に用い
るクロツクパルス発生器の作用を説明するための線図で
ある。 ＵＲ・・・周波数変換装置、ＤＵ・・・サイクロコンバ
ータ、Ｍ・・・同期機、ＩＧＲ，ＩＧｓ・・・交流電圧
積分器、Ｖ１・・・積分器、Ｖ３・・・比例動作調節器
、４・・・積分動作調節器、Ｓ１・・・加算点。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数変換装置から給電される回転磁界機と、この
   回転磁界機を自己クロック式に運転するための、回転磁
   界機の異なる磁束成分に比例する２つの電圧信号を形成
   する同一構成の２組の交流電圧積分器を有する変換器制
   御部とを備え、各交流電圧積分品は積分器とこの積分品
   の出力電圧の直流成分を抑制するための負帰還接続の零
   点調節器とを含み、この零点調節器の入力端は積分器の
   出力端に接続され、零点調節器の出力端は積分品の入力
   側の加算点に接続され、各積分器には入力電圧としてそ
   れぞれ磁束成分に関連する相電圧に比例する電圧と固定
   子電圧降下を補償するため回転磁界機入力導線の関連す
   る固定子電流に比例する電圧とが導かれ、更に誘導リア
   クタンス電圧を補償するため相電流に関係する今一つの
   電圧が処理される回転磁界機駆動装置において、各零点
   調節器は比例動作調節器及び積分動作調節器を備え、比
   例動作調節器の出力信号及び積分動作調節器の出力信号
   は加算点に導かれ、固定子電圧降下及び誘導リアクタン
   ス電圧だけ補償された積分品の出力信号は回転磁界機の
   回転磁束ベクトルの周波数に比例した重みをつけられた
   上で比例動作調節器の入力端に導かれ、又周波数の２乗
   に比例した重みをつけられた上で積分動作調節器の入力
   端に導かれ、重み係数は最大値１を有することを特徴と
   する回転磁界機駆動装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の駆動装置において、比
   例動作調節器に第１の掛算器が前置され、この第１の掛
   算器の出力信号は、積分動作調節器に前置されている第
   ２の掛算器に導かれることを特徴とする回転磁界機駆動
   装置。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の駆動装置において、掛
   算器としてパルス幅掛算器が用いられ、第２のパルス幅
   掛算器に平滑回路が前置されていることを特徴とする回
   転磁界機駆動装置。 ４ 特許請求の範囲第３項記載の駆動装置において、平
   滑回路としてコンデンサが用いられ、このコンデンサは
   第１のパルス幅掛算器に後置された反転増幅器の帰還抵
   抗に並列に接続され、反転増幅器の出力信号は比例動作
   調節器及び第２のパルス幅掛算器の各入力端に導かれる
   ことを特徴とする回転磁界機駆動装置。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の、駆動装置において、
   コンデンサのキャパシタンスは積分動作調節器の時定数
   を決定するコンデンサに比較して極めて小さいことを特
   徴とする回転磁界機駆動装置。 ６ 特許請求の範囲第３項ないし第５項のいずれかに記
   載の駆動装置において、パルス幅掛算器としてＦＥＴス
   イッチが用いられ、その制御入力端にクロックパルス発
   生器の出力信号が導かれ、又その断続度は回転磁界機の
   周波数に比例することを特徴とする回転磁界機駆動装置
   。 ７ 特許請求の範囲第６項記載の駆動装置において、ク
   ロックパルス発生器は回転磁界機の回転磁束ベクトルの
   過渡周波数の下側ではパルス周波数の調整が可能であり
   、過渡周波数の上側ではパルス幅の調整が可能であるこ
   とを特徴とする回転磁界機駆動装置。 ８ 特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記
   載の駆動装置において、各積分器の出力端に別の加算点
   が設けられ、この加算点には、固定子巻線の誘導リアク
   タンス電圧の積分値に比例する信号が導かれることを特
   徴とする回転磁界機駆動装置。