JPS594917B2 - Color television signal recording and reproducing device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、磁気録画再生装置（ＶＴＲ）のように狭帯域
の伝送系を有する記録再生装置において、カラーテレビ
ジョン信号を効率よく記録再生せんとするものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention aims to efficiently record and reproduce color television signals in a recording and reproducing apparatus having a narrowband transmission system, such as a magnetic recording and reproducing apparatus (VTR).

ノ０ 従来簡易型ＶＴＲにおけるカラーテレビジョン信
号記録再生方式としては、日本電子機械工業会（ＥＩＡ
−Ｊ）の規格となつている色信号低域変換方式がよく知
られている。No.0 The color television signal recording and reproducing method for conventional simple VTRs is based on the Japan Electronics Industries Association (EIA).
-J) is well known as a color signal low-frequency conversion method that has become a standard.

第１図にこの色信号低域変換方式における記録！５ 信
号のスペクトラム配置を示す。Figure 1 shows the record of this color signal low-frequency conversion method! 5 Shows the spectrum arrangement of the signal.

第１図において、ｆｓは低周波に変換されたカラーサブ
キャリヤー、また輝度信号ＹによつてＦＭキャリヤーは
ｆ１〜ｆｌまで偏倚し、側帯波は０〜ｆ５まで広がるが
、低域側はＨＰＦによつてゞ０ｆ３以下の周波数成分が
除去される。In Fig. 1, fs is a color subcarrier converted to a low frequency, and the FM carrier is biased from f1 to fl by the luminance signal Y, and the sideband is spread from 0 to f5, but the low frequency side is shifted to the HPF. Therefore, frequency components below 0f3 are removed.

また高域側はＶＴＲの記録再生によつて減衰しｆ４以上
の周波数成分は実質的に失なわれる。また低周波に周波
数変換された変調色信号の必要帯域はｆｓ±５００ＫＨ
２であり、ｆ３としては１１５ＭＨ２以上に設定される
のが通常である。Further, the high frequency side is attenuated by recording and reproduction of the VTR, and frequency components above f4 are substantially lost. In addition, the required band of the modulated color signal converted to a low frequency is fs±500KH.
2, and f3 is usually set to 115MH2 or more.

この第１図から見てもわかるように、ＶＴＲの狭い伝送
系において、カラーテレビジョン信号記録時には、Ｙ信
号帯域が１ＭＨｚ以上も制限されてしまい、解像度が十
分取れないという欠点があつた。今後、記録密度の向上
、小型軽量化をはかろうとする場合、記録再生系の伝送
帯域はますます狭くなつてくることが予想され、その狭
い伝送帯域でいかに性能のよい再生画質を得るかが重要
な問題となつてきている。As can be seen from FIG. 1, in the narrow transmission system of the VTR, when recording a color television signal, the Y signal band is limited to more than 1 MHz, which has the disadvantage that sufficient resolution cannot be obtained. In the future, when trying to improve recording density and reduce size and weight, it is expected that the transmission band of recording and reproducing systems will become narrower and narrower. This is becoming an important issue.

本発明は、ＦＭ変調された輝度信号の帯域を実質的に制
限することなく、前記ＦＭ信号帯域と変調色信号帯域と
を共有することによつて狭帯域でも解像度のよい再生画
像を得る方式を提供するものである。The present invention provides a method for obtaining a reproduced image with good resolution even in a narrow band by sharing the FM signal band and the modulated color signal band without substantially limiting the band of the FM-modulated luminance signal. This is what we provide.

まず、第２図に本発明の具体的構成の１例のプロツク図
にて示し、全体構成の概略を説明する。First, FIG. 2 shows a block diagram of one example of a specific configuration of the present invention, and an outline of the overall configuration will be explained.

第２図において、１はカラーテレビジヨン信号入力端子
、２はテレビジヨン信号より輝度信号を分離するための
ＬＰＦ、３は周波数変調器である。４は変調色信号を分
離するためのくし形フイルタ一、５は変調色信号を低周
波に変換するためのヘテロダイン回路である。In FIG. 2, 1 is a color television signal input terminal, 2 is an LPF for separating the luminance signal from the television signal, and 3 is a frequency modulator. 4 is a comb filter for separating the modulated color signal, and 5 is a heterodyne circuit for converting the modulated color signal into a low frequency.

この低周波に変換された変調色信号と周波数変調された
輝度信号とが加算器６にて加え合され、記録アンプ７、
記録再生切換スイツチ８を通して磁気）ツド９にて磁性
媒体上に記録される。この場合、記録信号は第３図に示
すように、周波数変調輝度信号Ｙ−ＦＭの下側帯波信号
と低周波に変換された変調色信号とは従来例のように帯
域分離することなく完全に帯域を共有させている。The modulated color signal converted to a low frequency and the frequency-modulated luminance signal are added together in an adder 6, and a recording amplifier 7,
The data is recorded on a magnetic medium by a magnetic head 9 through a recording/reproduction changeover switch 8. In this case, as shown in Fig. 3, the recording signal is such that the lower sideband signal of the frequency modulated luminance signal Y-FM and the modulated color signal converted to a lower frequency are completely separated without band separation as in the conventional example. Bandwidth is shared.

なお、ヘテロダイン回路５に導かれるもう一方の信号と
して後述のヘテロダイン回路２５の出力を用いるのが都
合がよい。再生時は、前置増巾器１０の出力よりＬＰＦ
ｌＯで再生色信号帯域に相当する底周波成分を分離し、
分離されたこの低周波成分を１水平走査期間の遅延回路
（ＩＨデイレーライン）１２（ここではＣＣＤ，ＢＢＤ
などの電荷転送素子で構成した場合を示している。Note that it is convenient to use the output of a heterodyne circuit 25, which will be described later, as the other signal guided to the heterodyne circuit 5. During playback, the LPF is output from the preamplifier 10.
Separate the bottom frequency component corresponding to the reproduced color signal band with lO,
This separated low frequency component is transferred to a delay circuit (IH delay line) 12 (here, CCD, BBD) for one horizontal scanning period.
The case is shown in which a charge transfer element such as the following is used.

）に通し、このデイレーラインの出力と、ＬＰＦｌｌの
出力とを加算器１３により加算し、この加算器１３の出
力に再生変調色信号が得られるようにする。前置増巾器
１０の出力から、前記加算器１３の出力を減算器１５に
て引くことによつて、減算器１５の出力には変調色信号
の除去された周波数変調波が得られ、周波数復調器１６
にて再生輝度信号が得られる。), the output of this delay line and the output of LPFll are added by an adder 13, so that a reproduced modulated color signal is obtained at the output of this adder 13. By subtracting the output of the adder 13 from the output of the preamplifier 10 in the subtracter 15, a frequency modulated wave from which the modulated color signal has been removed is obtained as the output of the subtracter 15, and the frequency Demodulator 16
A reproduced luminance signal is obtained.

また、加算器１３の出力である変調色信号は、ヘテロダ
イン回路１４にて周波数変換され、標準搬送波数波数の
変調色信号となり、加算器１７にて復調輝度信号と加え
合されて再生複合カラーテレビジヨン信号として端子１
８より出力される。Further, the modulated color signal output from the adder 13 is frequency-converted in the heterodyne circuit 14 to become a modulated color signal with a standard carrier number and wave number, and added to the demodulated luminance signal in the adder 17 to reproduce the composite color TV. Terminal 1 as signal
Output from 8.

加算器１７の再生出力信号より、同期分離器１９にて水
平同期信号を分離し、２０，２１，２２，２３より構成
されるＰＬＬ回路（フエーズロツクドループ）に導かれ
、水平同期周波数ＦＨのｎ倍の周波数信号Ｆｓを得、こ
のＦｓと、標準搬送波周波数Ｆｃで発振する基準発振器
２４の出力とをヘテロダイン回路２５に導き、その出力
にＦｃ＋Ｆｓの信号を得る。このヘテロダイン回路で得
られた信号が前述のヘテロダイン回路５及び１４に導か
れるのである。A horizontal synchronizing signal is separated by a synchronizing separator 19 from the reproduced output signal of the adder 17, and the signal is guided to a PLL circuit (phase-locked loop) composed of 20, 21, 22, and 23, and the horizontal synchronizing signal is output at the horizontal synchronizing frequency FH. A frequency signal Fs multiplied by n is obtained, and this Fs and the output of the reference oscillator 24 which oscillates at the standard carrier frequency Fc are led to the heterodyne circuit 25, and a signal of Fc+Fs is obtained at its output. The signal obtained by this heterodyne circuit is guided to the aforementioned heterodyne circuits 5 and 14.

従つて、ヘテロダイン回路５の出力変調色信号のキヤリ
ヤ一周波数はＦｓになり、ヘテロダイン回路１４の出力
変調色信号のキヤリヤ一周波数はＦｃになることがわか
る。さて、前述のＰＬＬ回路において、２０は可変周波
発振器（ＶＣＯ）、２１は１／ｍの分周器、２２は１／
ｎの分周器、２３は位相比較器である。Therefore, it can be seen that the carrier frequency of the output modulated color signal of the heterodyne circuit 5 is Fs, and the carrier frequency of the output modulated color signal of the heterodyne circuit 14 is Fc. Now, in the PLL circuit mentioned above, 20 is a variable frequency oscillator (VCO), 21 is a 1/m frequency divider, and 22 is a 1/m frequency divider.
n frequency divider, 23 is a phase comparator.

位相比較器２３の２つの人力として同期分離回路１９の
出力ＦＨと分周器２２の出力とが導かれており、２２の
分周器は１／ｎの分周器であるから、分周器２１の出力
（分周器２２の人力）周波数はＦｓ（−ＮｆＨ）である
。分周器２１の分周比は１／ｍであるからＶＣＯ２Ｏの
発振周波数ＦｖはＦｖ−ＭｘｎｆＨである。The output FH of the synchronization separation circuit 19 and the output of the frequency divider 22 are guided as the two inputs of the phase comparator 23, and the frequency divider 22 is a 1/n frequency divider, so the frequency divider The output frequency of the frequency divider 21 (manual power of the frequency divider 22) is Fs (-NfH). Since the frequency division ratio of the frequency divider 21 is 1/m, the oscillation frequency Fv of the VCO2O is Fv-MxnfH.

このＶＣＯ２Ｏの発振信号の一部はクロツク発生器２６
に導かれ、このクロツク発生器２６では電荷転送素子に
より構成されている１Ｈデイレーライン１２を駆動する
ためのクロツクパルスが発生される。なお、記録時には
発振器２４は入カパースト信号に同期させることによつ
て零ビードの発生が防げる。２７はそのためのパースト
ゲート回路である。A part of the oscillation signal of this VCO2O is sent to the clock generator 26.
The clock generator 26 generates a clock pulse for driving the 1H delay line 12 made up of charge transfer elements. Note that during recording, the oscillator 24 can be synchronized with the input burst signal to prevent zero beads from occurring. 27 is a burst gate circuit for this purpose.

さて、次に１Ｈデイレーラインを構成する電荷転送素子
のビツト数とＭ．．ｎの選定について述べよう。Now, let's look at the number of bits of the charge transfer element constituting the 1H delay line and the M. ．． Let's talk about the selection of n.

再生信号が、時間軸変動によつてαだけ周波数変動を受
けるものとすれば、再生低周波変調色信号のキヤリヤー
周波数ＦｓはＶＣＯ発振周波数Ｆｖは 周波数逆変換された変調色信号出力（へテロダイン回路
１４の出力）のキャリャー周波数は再生信号のＩＨの時
間τＨはＩＨデイレーラインの遅延時間は、ビット数を
Ｎとして、クロツク周波数が２式で与えられるから４式
の右辺と５式の右辺が等しくなるようにＮ、Ｍ，ｎの関
係を設定してやればよいから、すなわち であればよい。Assuming that the reproduced signal is subject to frequency fluctuation by α due to time axis fluctuation, the carrier frequency Fs of the reproduced low frequency modulated color signal is the VCO oscillation frequency Fv, and the modulated color signal output (heterodyne circuit The carrier frequency of the output of 14) is the IH time τH of the reproduced signal, and the delay time of the IH delay line is given by the clock frequency in 2 equations, where the number of bits is N, so the right-hand side of equation 4 and the right-hand side of equation 5 are It suffices if the relationship between N, M, and n is set so that they are equal;

なお、以上の式で添字Ｏは時間軸変動を受けていない信
号を示す。Note that in the above equation, the subscript O indicates a signal that is not subject to time axis fluctuations.

色信号周波数帯域は５００ＫＨｚあればよく、一般にＦ
ｓＯ（＝ＮｆＨＯ）は７００ＫＨｚ程度に設定される。
今、ｎ＝４４、即ちＦｓＯ＝４４ｆＨ０＝６９３ＫＨｚ
とすると、変調色信号帯域としてはおよそ２００ＫＨｚ
であり、クロツク周波数としては２．４ＭＨｚ以上に選
定してやればよく、ｍ＝４とすれば十分である。The color signal frequency band only needs to be 500KHz, and generally F
sO (=NfHO) is set to about 700 KHz.
Now, n=44, i.e. FsO=44fH0=693KHz
Then, the modulated color signal band is approximately 200KHz.
Therefore, the clock frequency may be selected to be 2.4 MHz or higher, and m=4 is sufficient.

（ Ｆｖ）２．８ＭＨｚ）このとき電荷転送素子の所要
ビツト数ＮはＮ＝４×４４−１７６ビツト となる。(Fv) 2.8 MHz) At this time, the required number of bits N of the charge transfer element is N=4×44−176 bits.

クロツク周波数２．８ＭＨｚ程度で、１７６ビツト程度
の電荷転送素子は現在の技術で十分実用化が可能である
。A charge transfer element with a clock frequency of about 2.8 MHz and about 176 bits can be fully put into practical use with current technology.

さて次に、このような記録再生方式によつて得られる画
質について述べてみよう。Now, let's discuss the image quality obtained by such a recording/reproducing method.

よく知られているように、ＮＴＳＣカラーテレビジヨン
信号においては、第４図に示したように輝度信号のスペ
クトラムは水平走査周波数ＦＨの高調波を中心として、
垂直同期周波数間隔で存在しており、高周波になるほど
急激に減衰している。As is well known, in the NTSC color television signal, the spectrum of the luminance signal is centered around the harmonics of the horizontal scanning frequency FH, as shown in Figure 4.
It exists at vertical synchronization frequency intervals, and the higher the frequency, the more rapidly it attenuates.

一方、変調色信号のスペクトラムは、輝度信号の高域に
設定し、輝度信号のスペクトラムの間にくるように設定
されている（周波数インターり一ブ）。即ち、Ｆｃ＝Ｔ
ｆＨの搬送波を直角二相変調して、そのスベクトラムが
、−ＦＨの奇数倍の周波数を中心として広がるように設
定されている。このような信号を第２図４のくし形フイ
ルタ一を通せば、輝度信号ヌベク１・ラムの除去された
変調色信号が得られる。On the other hand, the spectrum of the modulated color signal is set in the higher range of the luminance signal and is set to be between the spectrums of the luminance signal (frequency interleaving). That is, Fc=T
The fH carrier wave is quadrature two-phase modulated, and the spectrum is set to spread around frequencies that are odd multiples of -FH. If such a signal is passed through the comb filter shown in FIG. 2, a modulated color signal from which the luminance signal Nubek1.lam is removed is obtained.

一方ＦＭ変調波となつた輝度信号はキヤリーヤ・一周波
数が偏倚するため、そのスベクトラムは第３図に示し．
たように０− Ｆ５までずき間なく存在じ〔いる。On the other hand, since the carrier frequency of the luminance signal that has become an FM modulated wave is shifted, its spectrum is shown in Fig. 3.
As shown in the figure, it exists continuously from 0 to F5.

しかしながら、Ｆｓ近辺は輝度信号の高周波成分による
側帯波スペクトラムであり、そのエネルギーレベルは低
いため、加算器６で低域変換された変調色信号と加え合
せても色信号に及ぼす影響は実用上無視できる程度であ
る。それは、ＦＭキャリヤ一が常に移動しており、側帯
波スペクトラムも常に移動して一定の周波数に留まらな
いためと考えられる。なお、ＦＭ輝度信号が低域変換色
信号に及ぼす影響をさらに改善しようとするならば、第
２図のＦＭ変調器３と加算器６との間に、くし型フイル
タ一を入れ、Ｆｓを中心として±５００ＭＨｚの帯域に
わたり、Ｆｓ＋ＫｆＨ（ｋは正の正数）のエネルギーを
除去してやればよい。さて、このようにして、記録され
た信号を、再生時には、くし型フイルタ一によつて加算
器１３の出力に変調色信号が分離されて得られる。However, the area near Fs is a sideband spectrum due to high frequency components of the luminance signal, and its energy level is low, so even if it is added to the modulated color signal converted to a low frequency by the adder 6, the effect on the color signal is practically ignored. As much as possible. This is considered to be because the FM carrier is always moving, and the sideband spectrum is also always moving and does not stay at a fixed frequency. In addition, in order to further improve the influence of the FM luminance signal on the low-frequency conversion color signal, a comb filter is inserted between the FM modulator 3 and the adder 6 in FIG. It is sufficient to remove the energy of Fs+KfH (k is a positive number) over a band of ±500 MHz. Now, when the recorded signal is reproduced in this manner, the modulated color signal is separated and obtained as the output of the adder 13 by the comb filter 1.

この場合、記録すべき変調色信号のキャリヤ一周波数Ｆ
８はＦＨのｎ倍に選定されているから、１Ｈデイレ一し
た信号と遅延線を通らない信号とを加え合せることによ
つて変調色信号が得られるものである。なお、この加算
器１３の出力に得られる変調色信号のスペクトラムには
ＦＭ輝度信号の下側帯波スペクトラムが重畳しているが
（前述のように、３と６の間にくし型フイルタ一を挿入
した場合はＦＭ波のスペクトラムは除去されている。）
それは瞬時的なものであり、常に変動しているから実質
上、色信号に対してはランダムノイズ的な影響しか及ぼ
さず、ＦＭ下側波のエネルギーレベルは一般にごく低い
から再生画面上でほとんど悪影響を及ぼさない。一方加
算器１３で得られた変調色信号を減算器１５に加えて、
再生信号中の変調色信号を除去し、１５の出力に、変調
色信号の除去されたＦＭ波を得ることができる。In this case, the carrier frequency F of the modulated color signal to be recorded is
Since 8 is selected to be n times FH, a modulated color signal can be obtained by adding the 1H delayed signal and the signal that does not pass through the delay line. Note that the lower sideband spectrum of the FM luminance signal is superimposed on the spectrum of the modulated color signal obtained at the output of the adder 13 (as mentioned above, a comb filter is inserted between 3 and 6). In this case, the FM wave spectrum has been removed.)
Since it is instantaneous and always fluctuating, it effectively only has a random noise effect on the color signal, and since the energy level of the FM lower side wave is generally very low, it has almost no negative effect on the playback screen. does not affect On the other hand, the modulated color signal obtained by the adder 13 is added to the subtracter 15,
The modulated color signal in the reproduced signal is removed, and an FM wave from which the modulated color signal has been removed can be obtained at the output of 15.

この減算器１５に通すことによつて、ＦＭ輝度信号の下
側帯波スペクトラム中の、Ｆｓ±ＫｆＨの成分のうち約
１ＭＨｚ以下の成分は除去されてしまうことになるが、
実験の結果、これによる解像度の劣化及び特性の劣化及
び特性の劣化ぼ再生画面上でほとんど認められず、あた
かも全帯域を通したのと同様の画質が得られることがわ
かつた。これは、前述のように、ＦＭキャリヤ一の偏倚
のために、下側帯波スペクトラムのエネルギーが常に移
動しているために、くし型フイルタ一の影響が平均化さ
れてかん和されるためと考えることができる。このよう
にして得られた再生信号は、従来の第１図に示したよう
な周波数多重記録する場合とくらべて同一伝送帯域の場
合にはずつと解像度のよい画像が得られ、より狭い伝送
帯域で良好な画像を記録再生することができるものであ
る。By passing it through the subtracter 15, components of approximately 1 MHz or less among the Fs±KfH components in the lower sideband spectrum of the FM luminance signal are removed.
As a result of experiments, it was found that the resulting deterioration in resolution, deterioration in characteristics, and deterioration in characteristics were hardly noticeable on the playback screen, and that the same image quality as if the entire band had been passed through was obtained. I think this is because, as mentioned above, the energy in the lower sideband spectrum is constantly moving due to the bias of the FM carrier, so the effects of the comb filter are averaged and combined. be able to. The reproduced signal obtained in this way provides an image with better resolution when using the same transmission band compared to the conventional frequency multiplexed recording shown in Fig. 1, and when using a narrower transmission band. It is possible to record and reproduce good images.

なおここでは、記録時の変調色信号のキャリャ一周波数
ＦｓをＦＨのｎ倍（ｎは整数）に選ぶ場合について述べ
たが、一般に磁気記録再生系は３次歪の発生が大きく、
この歪により再生信号中には２ｆｓのノイズが輝度信号
に混入しやすく、この妨害を視覚的に軽減するためには
Ｆｓの周波数２１＋１を？ＦＨ（ｌは整数）に選んだほ
うが好ましいのであるが、この場合は、第２図１２，１
３で構成されるくし型フイルタ一で、１Ｈデイレ一ライ
ンの遅延時間を一から一・−だけずらさＦｌｌ４ｆｓな
くてはならず、この場合、１５の減算器出力において、
色信号の立上り及び立下りにおいて・−だけキヤリヤ一
が残ることになり、再生４ｆｓ画面のエツジ部で若干の
妨害を及ぼすことになる。Here, we have described the case where the carrier frequency Fs of the modulated color signal during recording is selected to be n times FH (n is an integer), but in general, magnetic recording and reproducing systems have a large occurrence of third-order distortion.
Due to this distortion, 2fs noise easily mixes into the luminance signal in the reproduced signal, and in order to visually reduce this interference, the Fs frequency of 21+1? It is preferable to choose FH (l is an integer), but in this case,
The delay time of one line of 1H delay must be shifted from 1 to 1.- by Fll4fs, and in this case, at the output of the subtractor of 15,
At the rising and falling edges of the color signal, the carrier remains by -, causing some disturbance at the edges of the reproduced 4fs screen.

しかしながらこの場合でもこの妨害は一般の画面では実
用的に支障のない範囲である。また第２図において、記
録側で変調色信号を分離するのにくし型フイルタ一４を
用いたが、前述のように高域における輝度信号スペクト
ラムのレベルは非常に低いため、くし型モイルタ一４の
代りにＢＰＦで代用してもさしつかえない。However, even in this case, this interference is within a range that does not pose a practical problem on general screens. In addition, in FIG. 2, a comb-shaped filter 14 is used to separate the modulated color signals on the recording side, but as mentioned above, the level of the luminance signal spectrum in the high range is very low, so the comb-shaped filter 14 You can also use BPF instead of .

なお、第２図のＰＬＬ回路１９，２０，２１，２２，２
３の構成を第５図のように構成することもできる。Note that the PLL circuits 19, 20, 21, 22, 2 in FIG.
3 can also be configured as shown in FIG.

即ち、ＶＣＯ２ＣｙとしてＦｓの中心周波数に設定し、
２０′，２２，２３（第２図と同じ動作をする回路は同
じ付号で示す）で一つのＰＬＬを構成し、第２のＶＣＯ
２８と位相２９、分周器２１とよりもう一つのＰＬＬを
構成してクロツクパルスを発生させるものである。また
、１Ｈデイレーラインの駆動クロツクパルスの制御手段
としては、第６図に示したように、加算器１３の２つの
入力よりそれぞれ、パーストゲート回路３１，３２でカ
ラーバースト信号を分離して、その位相を比較器３３で
比較して、その誤差信号によつてＶＣＯ３Ｏを制御して
クロツクパルス発生器２６に導いてもよい。That is, set the center frequency of Fs as VCO2Cy,
20', 22, and 23 (circuits that operate in the same way as in Figure 2 are indicated by the same numbers) constitute one PLL, and the second VCO
28, phase 29, and frequency divider 21 constitute another PLL to generate clock pulses. As shown in FIG. 6, the driving clock pulse of the 1H delay line is controlled by separating the color burst signals from the two inputs of the adder 13 using burst gate circuits 31 and 32, respectively. The phases may be compared by a comparator 33, and the VCO 3O may be controlled and guided to the clock pulse generator 26 using the error signal.

本発明の方式を採用することによつて、ＶＴＲのような
狭帯域伝送系でカラーテレビジヨン信号を記録再生しよ
うとする場合、従来方式よりもより狭い伝送帯域でより
解像度の良い画像を得ることができるものである。By adopting the method of the present invention, when recording and reproducing color television signals using a narrowband transmission system such as a VTR, images with better resolution can be obtained with a narrower transmission band than the conventional method. It is something that can be done.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は、従来方式によるカラーテレビ信号記録時の信
号スペクトラムを示す図、第２図は本発明におけるカラ
ーテレビジヨン信号記録再生方式の具体的回路構成例を
説明するためのプロック図、第３図は本発明における記
録信号スペクトラムを示す図、第４図はＮＴＳＣカラー
テレビジヨン信号における周波数スペクトラムを説明す
るための図、第５図は第２図の具体的構成例におけるＰ
ＬＬ回路の他の構成例を示す図、第６図は、第２図具体
的構成例における可変遅延回路を駆動するクロツクパル
ス作成回路の他の具体例を示す図である。 １・・・・・・入力端子、２，１１・・・・・・ＬＰＦ
、３・・・・・・周波数変調器、４・・・・・べし型フ
イルタ一、５，１４，２５・・・・・・周波数変換器、
６，１３，１７・・・・・・加算器、９・・・・・・磁
気ヘツド、１２・・・・・・遅延回路、１６・・・・・
・復調器、１９・・・・・・同期分離回路、２０・・・
・・・可変発振器、 ２１，２２・・・・・・分周器、
２３・・・・・・位相比較器、２６・・・・・・−クロ
ツクパルス発生器器。FIG. 1 is a diagram showing a signal spectrum when recording a color television signal using a conventional method, FIG. 2 is a block diagram for explaining a specific circuit configuration example of the color television signal recording and reproducing method according to the present invention, and FIG. 4 is a diagram for explaining the frequency spectrum of an NTSC color television signal, and FIG. 5 is a diagram showing a recording signal spectrum in the present invention. FIG.
FIG. 6 is a diagram showing another example of the configuration of the LL circuit. FIG. 6 is a diagram showing another example of the clock pulse generating circuit for driving the variable delay circuit in the example of the concrete configuration shown in FIG. 1...Input terminal, 2,11...LPF
, 3... Frequency modulator, 4... Must-type filter, 5, 14, 25... Frequency converter,
6, 13, 17... Adder, 9... Magnetic head, 12... Delay circuit, 16...
・Demodulator, 19... Synchronization separation circuit, 20...
...variable oscillator, 21,22... frequency divider,
23...phase comparator, 26...-clock pulse generator.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 記録すべき複合カラーテレビジョン信号より輝度信
号と変調色信号とを分離する第１の分離手段と、その第
１の分離手段によつて得られた輝度信号によつて搬送波
を角度変調する変調手段と、第１の分離手段によつて得
られた変調色信号を基準信号とヘテロダインすることに
よつて低周波に周波数変換する第１の周波数変換手段と
、前記変調手段によつて得られた角度変調輝度信号の低
域側帯波帯に前記第１の周波数変換手段によつて得られ
た低域変換変調色信号を加え合せて記録媒体上に記録す
る手段と、記録された合成信号を再生する再生手段と、
その再生手段によつて得られた再生信号中より変調色信
号帯域に相当する信号を分離する第２の分離手段と、そ
の第２の分離手段によつて分離された信号を１水平走査
期間遅延させた信号と同じく遅延していない信号とを加
え合せることにより、色信号スペクトラムを取り出す手
段と、その手段によつて得られた信号を前記再生信号よ
り減算することにより変調色信号スペクトラムの除去さ
れた角度変調輝度信号を得る手段と、その手段によつて
得られた信号を角度復調して再生輝度信号を得る復調手
段と、前記色信号スペクトラムの有する時間軸変動と同
じ時間軸変動を有する連続信号を作成する連続信号作成
装置と、前記連続信号と前記色信号スペクトラムとをヘ
テロダインすることによつて、時間軸変動の除去された
標準搬送周波数の変調色信号を得る手段と、前記再生輝
度信号と前記標準搬送周波数の変調色信号とを加え合せ
て、再生複合カラーテレビジョン信号を得る手段を有す
るカラーテレビジョン信号の記録再生装置。1. A first separating means for separating a luminance signal and a modulated color signal from a composite color television signal to be recorded, and modulation for angularly modulating a carrier wave using the luminance signal obtained by the first separating means. a first frequency converting means for converting the frequency of the modulated color signal obtained by the first separating means to a lower frequency by heterodyning the modulated color signal obtained by the first separating means; means for adding the low-frequency conversion modulated color signal obtained by the first frequency conversion means to the low-frequency sideband of the angle-modulated luminance signal and recording it on a recording medium; and reproducing the recorded composite signal. a reproduction means for
a second separation means for separating a signal corresponding to the modulated color signal band from the reproduction signal obtained by the reproduction means; and a delay of one horizontal scanning period for the signal separated by the second separation means. means for extracting a color signal spectrum by adding the same signal as the signal that is not delayed; and a means for removing the modulated color signal spectrum by subtracting the signal obtained by the means from the reproduced signal; means for obtaining a reproduced luminance signal by angle demodulating the signal obtained by the means; demodulation means for obtaining a reproduced luminance signal by angle demodulating the signal obtained by the means; a continuous signal generating device for generating a signal; means for heterodyning the continuous signal and the color signal spectrum to obtain a modulated color signal at a standard carrier frequency from which time axis fluctuations have been removed; and the reproduced luminance signal. and the modulated color signal of the standard carrier frequency to obtain a reproduced composite color television signal.