JPS5948344B2 - Voltage ↓-current converter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電圧−電流変換器に係り、ベース（又はゲート
）間に定電圧が印加される互いに接合層構造（又はチャ
ンネル）の異なるトランジスタのエミッタ間に抵抗を介
して入力電圧を印加する構成とすることにより、これら
のトランジスタの両出力電流が合致する電流値が小で、
かつ、所定の傾斜で互いに相補的な電圧−電流変換特性
を正確に得ることができ、しかも集積回路化に好適な電
圧−電流変換器を提供することを目的とする。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a voltage-current converter, in which a constant voltage is applied between the bases (or gates) and the emitters of transistors having different junction layer structures (or channels) are connected via a resistor. By applying an input voltage, the current value at which both output currents of these transistors match is small;
Another object of the present invention is to provide a voltage-current converter that can accurately obtain complementary voltage-current conversion characteristics with a predetermined slope and is suitable for integration into an integrated circuit.

近年、マイクロカセットや薄型ラジオ等の小型商品の開
発に伴つて、その内部回路もスペースをとらず、また低
電圧で動作する回路が要求されるようになつた。この要
求を満たすためには、特に低い電源電圧（例えば１．５
Ｖぐらいまで）で動作するような電力増幅器の集積回路
を開発する必要があり、かつ、これを駆動するために低
電圧で動作しうる電圧−電流変換器が必要とされるよう
になつた。第１図は上記の用途に供し得る電圧−電流変
換器の一例の回路図を示す。In recent years, with the development of small products such as microcassettes and thin radios, there has been a demand for internal circuits that do not take up much space and that operate at low voltages. To meet this requirement, particularly low supply voltages (e.g. 1.5
It became necessary to develop integrated circuits for power amplifiers that could operate at low voltages (up to about V), and a voltage-to-current converter that could operate at low voltages was needed to drive them. FIG. 1 shows a circuit diagram of an example of a voltage-current converter that can be used for the above purpose.

同図中、ＮＰＮトランジスタＱ。、、Ｑ。２は差動増幅
器を構成しており、それらのコレクタとコレクタ負荷抵
抗Ｒ。In the figure, an NPN transistor Q. ,,Q. 2 constitutes a differential amplifier, and their collectors and collector load resistance R.

１、Ｒ０２との接続点にＰＮＰトランジスタＱ。1. PNP transistor Q at the connection point with R02.

３、Ｑ０４のベースが接続されている。3. The base of Q04 is connected.

上記トランジスタＱ。１、ＱＯ２のベースに印加された
入力電圧は、上記トランジスタＱ０３、Ｑ０４のコレク
タより電流１０１、工。The above transistor Q. 1. The input voltage applied to the base of QO2 causes a current of 101, which flows from the collectors of the transistors Q03 and Q04.

２に変換されて出力される。2 and output.

この入力電圧対出力電流特性は第２図に示す如く、相補
的なものとなり、それらの交点の電流値Ｉは比較的低い
。この電圧−電流変換器を上記の電力増幅器に適用した
場合は、上記電流値Ｉをアイドリング電流とすることに
より、大信号入力時には大なる電流利得が得られる。The input voltage versus output current characteristics are complementary, as shown in FIG. 2, and the current value I at their intersection is relatively low. When this voltage-current converter is applied to the power amplifier described above, a large current gain can be obtained when a large signal is input by setting the current value I to be an idling current.

しかるに、上記の従来変換器は、トランジスタＱ０３、
Ｑ０４のベース電圧の変動に対する出力電流１０１、工
。However, the above conventional converter has transistors Q03,
Output current 101 with respect to variation of base voltage of Q04, min.

２の変動の割合が、トランジスタの一般的なベース電圧
対コレクタ電流特性からもわかるように、極めて大とな
るため、上記電流値Ｉを正確に設定することが極めて困
難で、前記の電力増幅器に適用する場合は抵抗馬０、Ｒ
ｏ２、トランジスタＱ、３、Ｑ０４等に高精度のものを
必要とＬ高価となる等の欠点があつた。As can be seen from the general base voltage vs. collector current characteristics of transistors, the rate of variation in 2 is extremely large, making it extremely difficult to accurately set the current value I. If applicable, resistance horse 0, R
It has disadvantages such as requiring high precision transistors such as o2, transistors Q, 3, and Q04, making it expensive.

本発明は上記の欠点を除去したものであり、第３図乃至
第６図と共にその各実施例について説明する。The present invention eliminates the above-mentioned drawbacks, and each embodiment thereof will be described with reference to FIGS. 3 to 6.

第３図は本発明になる電圧一電流変換器の第１実施例の
回路図を示す。FIG. 3 shows a circuit diagram of a first embodiment of the voltage-to-current converter according to the present invention.

同図中、１は電圧入力端子で、抵抗Ｒ，を介してＮＰＮ
トランジスタＱ１のエミツタに接続される一方、抵抗Ｒ
２を介してＰＮＰトランジスタＱ２のエミツタに接続さ
れている。これらのトランジスタＱ１，Ｑ２のベース間
には定電圧源２が接続されている。このように、本実施
例では直流結合の構成なので集積回路化に好適である。
次に、上記構成の電圧一電流変換器の動作につき説明す
るに、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミツタ間電
圧を第３図に示す如く夫々ＶＢＥ１ ，ＶＢＥ２とし、
また定電圧源２よりトランジスタＱ１及びＱ２のベース
間に正の定電圧ｈが印加されるものとする。In the figure, 1 is a voltage input terminal, which is an NPN input terminal via a resistor R.
connected to the emitter of transistor Q1, while resistor R
2 to the emitter of the PNP transistor Q2. A constant voltage source 2 is connected between the bases of these transistors Q1 and Q2. In this way, this embodiment has a direct current coupled configuration, which is suitable for integrated circuit implementation.
Next, to explain the operation of the voltage-to-current converter having the above configuration, the base-emitter voltages of transistors Q1 and Q2 are set as VBE1 and VBE2, respectively, as shown in FIG.
It is also assumed that a constant positive voltage h is applied from the constant voltage source 2 between the bases of the transistors Q1 and Q2.

またトランジスタＱ１，Ｑ２のコレク夕電流（出力電流
）を１１，１２とし、入力信号源を低インピーダンスに
して｝くと、なる関係が成立する。Further, if the collector currents (output currents) of the transistors Q1 and Q2 are set to 11 and 12, and the input signal source is set to a low impedance, the following relationship is established.

ここで、Ｒ１＝凡＝Ｒに選定すると、ＶＢＢ１＝ＶＢＥ
２＝ＶＢ０の平衡状態では（１）式よりとなる。Here, if R1=Band=R is selected, VBB1=VBE
In the equilibrium state of 2=VB0, equation (1) is obtained.

但し、（２）式中■〉２ＶＢ０である。ここで、動作時
のＶＢＥはシリコントランジスタの場合、約０．６■程
度だから、定電圧ＶＡは１．５Ｖぐらいの低電圧でも、
この変換器は動作する。また定電圧■をトランジスタＱ
１，Ｑ２のベース間に供給する構成であるので、上記電
流値１。を正確に設定できる。また、入力電圧Ｖ，がト
ランジスタＱ２のべース電圧に対しＯから■〔Ｖ〕まで
変化すると、トランジスタＱ１のコレクタ電流（出力電
流）■１は次第に減少していきＯになり、かつ、トラン
ジスタＱ２のコレクタ電流（出力電流）■２は次第に増
加する。However, in formula (2), ■>2VB0. Here, VBE during operation is about 0.6■ for silicon transistors, so even if the constant voltage VA is as low as 1.5V,
This converter works. Also, the constant voltage ■ is the transistor Q
Since the configuration is such that the current is supplied between the bases of Q1 and Q2, the above current value is 1. can be set accurately. Furthermore, when the input voltage V, changes from O to ■[V] with respect to the base voltage of the transistor Q2, the collector current (output current) ■1 of the transistor Q1 gradually decreases to O, and The collector current (output current) 2 of Q2 gradually increases.

すなわち、出力電流１１，１２はトランジスタＱ２のベ
ース電圧に対する入力電圧Ｖ１に対して互いに相補的な
関係となる。入力電圧Ｖ１がトランジスタＱ２のベース
電圧に対いへ〔Ｖ〕のとき出力電流１２は最大値１２ｎ
１ａＸとなり、またトランジスタＱ２のベース電圧に対
する入力電圧Ｖ１がＯＣＶ〕のとき出力電流１１は最大
値１１ｒｎａｘとなり、それらは次式で表わされる。こ
れらにより、第３図に示す電圧一電流変換器のトランジ
スタＱ２のベース電圧に対する入力電圧Ｖ１対出力電流
１１，１２の特性は第４図に示す如く、出力電流１１，
１２が一致する電流値が小で、かつ、比較的急激な傾斜
で入力電圧Ｖ１の変化に伴つて出力電流１１，１２が互
いに相補的に変化する特性が得られる。That is, the output currents 11 and 12 have a mutually complementary relationship with respect to the base voltage of the transistor Q2 and the input voltage V1. When the input voltage V1 is [V] relative to the base voltage of the transistor Q2, the output current 12 has a maximum value of 12n.
1aX, and when the input voltage V1 with respect to the base voltage of the transistor Q2 is OCV], the output current 11 has a maximum value 11rnax, which is expressed by the following equation. As a result, the characteristics of the input voltage V1 versus the output currents 11, 12 with respect to the base voltage of the transistor Q2 of the voltage-to-current converter shown in FIG. 3 are as shown in FIG.
A characteristic is obtained in which the current value at which the output currents 12 match is small and the output currents 11 and 12 change complementary to each other with a relatively steep slope as the input voltage V1 changes.

第５図は第３図に示す本発明変換器を電力増幅器のドラ
イブ回路に適用した場合の一例の回路図を示す。FIG. 5 shows a circuit diagram of an example in which the converter of the present invention shown in FIG. 3 is applied to a drive circuit of a power amplifier.

同図中、第３図と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。トランジスタＱ１のコレクタはＰＮＰト
ランジスタＱ３のベース及びコレクタ、並びにＰＮＰト
ランジスタＱ４のベースに接続されている。すなわち、
トランジスタＱ３及びＱ４はパワートランジスタＱ５を
，駆動するカレントミラー回路を構成して訃り、その出
力側トランジスタＱ４のコレクタはＮＰＮ型のパワート
ランジスタＱ５のベースに接続されている。またトラン
ジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ４を介して接地される
一方、ＮＰＮ型のパワートランジスタＱ６のベースに接
続されている。更にパワートランジスタＱ５のエミツタ
とＱ６のコレクタとは、出力端子３に接続される一方、
パワートランジスタＱ５の電圧利用率の悪さを補償する
ためのブートストラツプ用コンデンサＣ１を介してトラ
ンジスタＱ３及びＱ４のエミツタに共通接続されている
。また出力端子３は抵抗Ｒ５を介して図示しない入力電
圧増幅器段へ負帰還されている。まず、入力端子１に交
流電圧が印加されていない状態においては、電源電圧＋
Ｖｏｏが抵抗Ｒ３を経てコンデンサＣ１に印加されてこ
れを充電する一方、出力電流１１，１２が共に等しい値
１。となるように入力端子１に前記電圧ＶＡ／２が印加
されるように予め設定されている。すなわち、入力交流
電圧が印加されない状態では、電流値１。のアイドリン
グ電流が流れ、出力端子３には交流信号は生じない。次
に入力端子１に交流電圧が入来すると、電圧ー電流変換
されて取り出された出力信号１１，１２のうち、 １１
はトランジスタＱ３及びＱ４よりなるカレントミラー回
路を通してパワートランジスタＱ５をドライブし、■２
はパワートランジスタＱ６を直接ドライブする。In the figure, the same parts as in FIG. 3 are given the same reference numerals, and their explanations will be omitted. The collector of transistor Q1 is connected to the base and collector of PNP transistor Q3 and the base of PNP transistor Q4. That is,
Transistors Q3 and Q4 constitute a current mirror circuit that drives power transistor Q5, and the collector of output side transistor Q4 is connected to the base of NPN type power transistor Q5. Further, the collector of the transistor Q2 is grounded via a resistor R4, and is connected to the base of an NPN type power transistor Q6. Furthermore, the emitter of power transistor Q5 and the collector of Q6 are connected to output terminal 3, while
It is commonly connected to the emitters of transistors Q3 and Q4 via a bootstrap capacitor C1 for compensating for poor voltage utilization of power transistor Q5. Further, the output terminal 3 is negatively fed back to an input voltage amplifier stage (not shown) via a resistor R5. First, when no AC voltage is applied to input terminal 1, the power supply voltage +
Voo is applied to capacitor C1 through resistor R3 to charge it, while output currents 11 and 12 are both equal to 1. It is set in advance so that the voltage VA/2 is applied to the input terminal 1 so that the voltage VA/2 is applied to the input terminal 1. That is, the current value is 1 when no input AC voltage is applied. An idling current flows, and no AC signal is generated at the output terminal 3. Next, when an AC voltage enters the input terminal 1, 11 of the output signals 11 and 12 are converted from voltage to current and taken out.
drives power transistor Q5 through a current mirror circuit consisting of transistors Q3 and Q4, and ■2
directly drives power transistor Q6.

これにより、入力端子１に入来した交流電圧はパワート
ランジスタＱ５，Ｑ６により、その正極性部分、負極性
部分が電力増幅されて出力端子３より出力される。この
とき、第４図と共に説明したように、アイドリング電流
の電流値１。は小なる値なので、大なる電流利得が得ら
れる。また、この電圧一電流変換器は■が２Ｖ８Ｅ（約
１．２Ｖ程度）以上であれば動作するので、高電圧のと
きは勿論のこと低電圧（例えば２Ｖ以下）でもパワート
ランジスタＱ５，Ｑ６を充分ドライブできる。な訃、ト
ランジスタＱ２の出力側にカレントミラー回路を２段設
け、このカレントミラー回路とトランジスタＱ１の出力
側に設けられたカレントミラー回路とに夫々電流利得を
もたせることにより、更に大なる電流をパワートランジ
スタＱ５，Ｑ６に流すことができる。As a result, the AC voltage that has entered the input terminal 1 has its positive polarity portion and negative polarity portion power amplified by the power transistors Q5 and Q6, and is outputted from the output terminal 3. At this time, as explained in conjunction with FIG. 4, the current value of the idling current is 1. Since is a small value, a large current gain can be obtained. In addition, this voltage-to-current converter operates when ■ is 2V8E (approximately 1.2V or more), so it can be used not only at high voltages but also at low voltages (e.g., 2V or less) to sufficiently operate the power transistors Q5 and Q6. I can drive. However, by providing two stages of current mirror circuits on the output side of transistor Q2 and giving current gains to this current mirror circuit and the current mirror circuit provided on the output side of transistor Q1, it is possible to generate even larger currents. It can flow through transistors Q5 and Q6.

また、抵抗Ｒ１，Ｒ２はＯΩでもよい。このときは、出
力電流１１，１２の傾斜は急になる。第６図は本発明に
なる電圧一電流変換器の第２実施例の回路図を示し、第
３図と同一部分には同一符号を付してある。Further, the resistors R1 and R2 may be OΩ. At this time, the slopes of the output currents 11 and 12 become steep. FIG. 6 shows a circuit diagram of a second embodiment of the voltage-to-current converter according to the present invention, in which the same parts as in FIG. 3 are given the same reference numerals.

第６図において、 Ｑ７はＮチヤンネルＭＯＳ型電界効
果トランジスタ（以下ＦＥＴという）、Ｑ８はＰチャン
ネルＭＯＳ型ＦＥＴで、それらのソース間には抵抗Ｒ６
及びＲ７が直列接続されている。またＦＥＴＱ７及びＱ
８のゲート間には可変抵抗器ＶＲ１が接続されている。
この可変抵抗器ＶＲ１、定電流源４及び抵抗Ｒ８よりな
る直列回路は定電圧発生回路を構成しており、ＦＥＴＱ
７，Ｑ８のゲート間には定電圧が印加されることになる
。本実施例においても、入力端子１に入来した電圧Ｖ１
は、第４図に示す如き特性で電流に変換され、ＦＥＴＱ
７，Ｑ８のドレインより出力電流１１，１２が取り出さ
れる。In Figure 6, Q7 is an N-channel MOS field effect transistor (hereinafter referred to as FET), Q8 is a P-channel MOS FET, and a resistor R6 is connected between their sources.
and R7 are connected in series. Also FETQ7 and Q
A variable resistor VR1 is connected between the gates of 8.
This series circuit consisting of variable resistor VR1, constant current source 4, and resistor R8 constitutes a constant voltage generation circuit, and FETQ
A constant voltage is applied between the gates of Q7 and Q8. Also in this embodiment, the voltage V1 input to the input terminal 1
is converted into a current with the characteristics shown in Figure 4, and the FET Q
Output currents 11 and 12 are taken out from the drains of 7 and Q8.

なお、定電圧源２を、定電流源とダイオード接続された
ＰＮＰトランジスタ及びＮＰＮトランジスタとよりなる
直列回路で構成した場合は、温度補償が行なえると同時
に、定電流の値を調整することにより、正確に電流値１
。In addition, when the constant voltage source 2 is configured with a series circuit consisting of a constant current source and a diode-connected PNP transistor and an NPN transistor, temperature compensation can be performed and at the same time, by adjusting the value of the constant current, Accurate current value 1
.

を設定できる。また本発明変換器は電力増幅器のドライ
ブ回路のみならずプリアンプや演算増幅器にも同様に実
施適用できる。上述の如く、本発明になる電圧一電流変
換器は、互いに接合層構造（又はチヤンネル）の異なる
第１及び第２のトランジスタのベース（又はゲート）間
に定電圧源を接続し、かつ、上記第１及び第２のトラン
ジスタの両エミツタ（又はソース若しくはドレイン）を
、抵抗を介して入力端子に接続し、この入力端子に供給
された電圧を、第１及び第２のトランジスタのコレクタ
（又はドレイン若しくはソース）の少なくともいずれか
一方より電流に変換して出力するよう構成したため、第
１及び第２のトランジスタのコレクタ（又はドレイン若
しくはソース）よりの両出力電流の値が共に一致すると
きの電流値１。can be set. Further, the converter of the present invention can be applied not only to a drive circuit of a power amplifier but also to a preamplifier or an operational amplifier. As described above, the voltage-to-current converter according to the present invention connects a constant voltage source between the bases (or gates) of the first and second transistors having different junction layer structures (or channels), and Both emitters (or sources or drains) of the first and second transistors are connected to an input terminal via a resistor, and the voltage supplied to this input terminal is applied to the collectors (or drains) of the first and second transistors. Since the configuration is configured to convert it into a current and output it from at least one of the collectors (or drains or sources) of the first and second transistors, the current value when the values of both output currents from the collectors (or drains or sources) of the first and second transistors match. 1.

が比較的小で、かつ、互いに相補的な傾斜の入力電圧対
出力電流特性を正確に得ることができ、上記定電圧源よ
りの定電圧は第１及び第２のトランジスタのベース・エ
ミツタ間（又はゲート・ソース又はゲート・ドレイン間
）の閾値電圧の和よりも大であればよいので、低電圧（
例えば２Ｖ程度）で動作でき、ベース電流は小でよいの
で土記定電圧源の構成を比較的簡単にでき、また定電圧
源を定電流源と第１及び第２のトランジスタと同種の２
個のダイオード接続したトランジスタとよりなる直列回
路で構成することにより、定電流源の電流で上記電流値
１。を調整できるので、調整が簡単でかつ正確に電流値
１。に設定でき、しかも温度補償ができるので温度に対
する安定な動作範囲を広くとることができ、また直流結
合の構成なので集積回路化に好適であり、また例えば電
力増幅器のドライブ回路に適用した場合は、上記電流値
１。をアイドリング電流とすることにより、電流利得を
充分大にとることができ、また低電圧でパワートランジ
スタをドライブできるので、電池で動作させる場合に極
めて有利である等の数々の特長を有するものである。is relatively small, and it is possible to accurately obtain input voltage vs. output current characteristics with mutually complementary slopes, and the constant voltage from the constant voltage source is applied between the base and emitter of the first and second transistors ( or between the gate and source or between the gate and drain).
For example, about 2 V), and the base current is small, so the configuration of the Doki constant voltage source can be relatively simple.
By constructing a series circuit consisting of several diode-connected transistors, the above current value 1 can be achieved with the current of a constant current source. The current value can be adjusted easily and accurately. Moreover, since temperature compensation is possible, it is possible to have a wide stable operating range with respect to temperature, and because it has a DC coupling configuration, it is suitable for integrated circuits, and when applied to a power amplifier drive circuit, for example, The above current value is 1. By using the idling current as the idling current, a sufficiently large current gain can be obtained, and the power transistor can be driven with a low voltage, making it extremely advantageous when operating on batteries. .

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来の電圧一電流変換器の一例の回路図、第２
図は第１図の入力電圧対出力電流特性の一例を示す図、
第３図は本発明変換器の第１実施例を示す回路図、第４
図は本発明変換器の入力電圧対出力電流特性の一例を示
す図、第５図は本発明変換器を電力増幅器のドライブ回
路に適用した場合の一例を示す回路図、第６図は本発明
変換器の第２実施例を示す回路図である。 １．．．電圧入力端子、２．．．定電圧源、３．．．出
力端子、４・・・定電流源、１１，１２．．・出力電流
、Ｑ１．・．電圧ー電流変換用ＮＰＮトランジスタ、Ｑ
２・・・電圧一電流変換用ＰＮＰトランジスタ、Ｑ５，
Ｑ６・・・パワートランジスタ。Figure 1 is a circuit diagram of an example of a conventional voltage-to-current converter;
The figure shows an example of the input voltage vs. output current characteristics in Figure 1.
FIG. 3 is a circuit diagram showing the first embodiment of the converter of the present invention;
The figure shows an example of the input voltage vs. output current characteristics of the converter of the present invention, Figure 5 is a circuit diagram showing an example of the case where the converter of the present invention is applied to a drive circuit of a power amplifier, and Figure 6 is a diagram of the present invention. FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the converter. 1. ．． ．． voltage input terminal, 2. ．． ．． constant voltage source, 3. ．． ．． Output terminal, 4... Constant current source, 11, 12. ．．・Output current, Q1.・．． NPN transistor for voltage-current conversion, Q
2... PNP transistor for voltage-current conversion, Q5,
Q6...Power transistor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 互いに接合層構造（又はチャンネル）の異なる第１
及び第２のトランジスタのベース（又はゲート）間に定
電圧線を接続し、かつ、該第１及び第２のトランジスタ
の両エミッタ（又はソース若しくはドレイン）を、抵抗
を介して入力端子に接続し、該入力端子に供給された電
圧を、該第１及び第２のトランジスタのコレクタ（又は
ドレイン若しくはソース）の少なくともいずれか一方よ
り電流に変換して出力するよう構成したことを特徴とす
る電圧−電流変換器。1 The first layer having different bonding layer structures (or channels)
A constant voltage line is connected between the base (or gate) of the first and second transistors, and both emitters (or sources or drains) of the first and second transistors are connected to the input terminal via a resistor. , the voltage supplied to the input terminal is configured to be converted into a current and output from at least one of the collectors (or drains or sources) of the first and second transistors. current converter.