JPS5947848A - Reducing device of impulsive noise - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To interpolate the missing of a signal produced during the period of impulsive noise, by connecting the 1st and the 2nd de-emphasis circuits in cascade, and providing a signal correcting circuit between the both. CONSTITUTION:The 1st and the 2nd de-emphasis circuits DE1, DE2 having a characteristic as shown in the fig. are provided in cascade in a transmission line of an audio signal, and the overall characteristic of the transmission line is the addition of both characteristics. Thus, the audio signal having a flat frequency characteristic is obtained as to the frequency band being the objective of reproduction, by passing the audio signal through the 1st de-emphasis circuit DE1. Then, the linear interpolation to the missing part of a desired signal in a signal correcting circuit 5 or the like is performed in excellent way, since the signal component in the frequency band being the objective of reproduction has a flat frequency characteristic.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

（産業上の利用分野） 本発明は、オーディ」機器、う／オ受信４幾、テレビジ
ョン受像機、ビデオ・ディスク・ノ１／−ヤなどにおけ
ろオーディオ信号系へ外部から混入しＴこパルス性雑音
σ）低減が聴感的に良好に行なわれうろようにしｆこパ
ルス性雑音の低減装置に関するイ、のである。 （従来技術） オーディオ信号系を有する電支機器あるいは電子機器ｔ
Ｃどの各種の機器のオーディオ信号系に対して、パルス
性の雑音、例えば自動車のイグニノ７ヨ／雑旨あるいは
他の電気機器で発生し１こパルス性の雑音が混入すると
５オ一デイオ信号の品質が劣化してしまうことは周知の
とおりである。 そして、従来、前記しｆこパルス性雑音の混入によって
生じるオーディオ信号の品質の劣化を低減させる手段と
しては、（イ）パルス性雑音の生じている期間における
信号伝送系の利得を低下させ１こり、あるいは信喝伝送
系を遮断（利得がゼーまで１代下させろ・・・スケルチ
回路の採用）して、パルス性雑音の低減を図かろうとす
る方法、（ロ）バノンス性雑音の期間におけろ信号の信
ゼレベルを、パフウス性雑音の期間σ）直前の信号レベ
ルに保持して、パルス性雑音の低減を図かろうと−ｔイ
）方法−なとが最イ、一般的な雑音の低減手段と１−て
実用１さ第１て来ているが、これらσ）（イｌ　、　（
Ｃ〕）の千１グでは・支ル４ゼロイ（（ｋの期間中に信
号の欠落１゛るという欠点があり、土ｆこ、前記し１こ
（イ）　、　（０１の手段の適用によ、どこも卸昌υ）
１成域効果が充分に得られないということが問題となっ
てい１こ。 ところで、雑麺晋の期間Ｖこ牛し＝イ・イ１−、月の欠
落な補間するのに、アブログ化′ｒｌをアジダルＪに％
”　ｐこ変換しｆこ後に、信号の欠落部分と対応する袖
１１−化号を線形予測法の適用によって１′１す、その
補ＩＬ信号により雑音の期間の信号の補間な行／Ｃうよ
うにすることも、一部のデジタ／し機器／〔どでＩ采月
１されてはいろが、それの実施に当っＣは、複’Ａ　１
１’ｂ価か回路の使用が必要とされろ１こめに、このＪ
：う／Ｃ解決手段は一般的なオーディオ機器には応用さ
１１ていない。 さて、上述のように、イＳ＋４中に混入１−ていＺ）／
・ルス性雑音の低減を行な−ｙ、ｘ場合に、・・ルス性
’＋ＷＧ音の存在期間と対応して信妥θ）欠落が生しイ
・のては、パルス性雑音の１成域によっても良好な品質
のオーディオ信芸が得られないということが問題とｔｃ
す、まｆこ、前記しｆこ問題点の解決の１こめの、イＢ
バの欠落部分の補間に際して一複雑で高価な回路の使用
が必要とされるということは、一般的なオーディオ機器
に対する適用が困難であるといりこ−とが問題となる。 本出願人会社では」二記の従来の問題点を解決する１こ
めに、先に微分回路と、ザンプルポールト回路、及び入
力オーディオ信号中のパルス雑音が生じている期間にお
けろ希望信号の傾斜情報を有寸ろ信妥や制御信号が供給
されることによって、入力オーディオ信号中のパルス性
雑音の除去動作と、パルス性雑音が生じている期間にお
ける希望信置に対する直線補間動作とが行なわれうろよ
うに構成され１こ信号補正回路などよりなる簡単ｔｃ回
路構成のアナミグ回路によって、パルス性雑音の生じて
いる期間における信号の欠落部分を補間できるような補
正信号を作り出し、それにより品質の良好なオーディオ
信号が得られろようにし１こパルス性雑音の低減装置を
提案し１こ。 第１図は前駅に１こ既提案θ）バ／Ｌノ、＋／１屑１γ
？θ）１氏臓装置のブロック図であ−、て、この第１図
ひ（−おいて、■はパルス性雑音が混入されている人力
−４−デイオ信−＠Ｓ□の入力端子、２は遅延回路、Ｃ
ＳＧは）・ルス性雑音検出回路３とパルス整形回路４と
によ−。 て構成されている制御化ド）発生回路であ５．て５この
制御信号発生回路Ｃ８Ｇからは、入力４−ディオ信号Ｓ
、に混入されているパルス性雑音のイＪ在ずイ）期間と
対応するパルスｒｌＪの制御１２号Ｓ２が発生される。 制御（Ｓ岩発生回路Ｃ８Ｇ　ｉ’こおげ２）パルス性雑
Ｈ６検出回路３及びパルス整形回路４としては、それぞ
れ周知構成のものの内から適当ｌ〔もσ）が選択使用さ
れてよい。 ところで、制御信置発生回路Ｃ８Ｇからウシ牛される制
御信号Ｓ２は、入力オーディ」へ叫中ＶＣ混入されてい
るパルス性雑音の１１．１間軸」二の位置と正しく対応
していることが必要とさＩ’１．７．、が、制御１仁芸
発生回路Ｃ８Ｇにおいて、人力オーディオ（Ｌ８％中Ｖ
こ混入されているパルス性雑音を検出し、それに応じて
前記のパルス性雑音の存在する期間と対応するパルスｌ
〕の制御信号Ｓ２が発生されるまでには、使用されるパ
ルス性雑音の検出回路３の動作特性に応じて定まる所定
の時間遅れが生じているから、人力オーディオ信号中に
混入されているパルス性雑音と、そのパルス性雑音と対
応して発生され１こ制−信号との間の時間差に略々等し
い遅延時間を有する遅延回路２により入力端子ｔＫ供給
された人力オーディオ信号を遅延させて、前記し１こ制
御（ 信号５２ＶＣＪ：って行なわれるべき各種の信号処理が
、入力オーディオ信号におけるパルス性雑音の存在位置
で正しく行なわれるようにする。第２図のａで示す入力
オーディオ信号Ｓ、は、遅延回路２によ１．て所要の時
間遅延が与えられた状態の入力オーディオ信号Ｓｌであ
り、第２図のａで示されている人力オーディオ化ＩＩに
混入されているパルス性雑音の存在位置と、第２図のｂ
で示されている制御信−１−％Ｓ２の時間軸上の位置と
は正しく一致してい２）。 なお、第２図では入力オーディオ信芸に対して、時刻１
．→ｔ２、時刻ｔ３→ｔイ、時刻り、→ｔ、の各期間に
パルス性雑音Ｎ、　、　Ｎ２．　Ｎ３が混入しているも
θ）として例示されている。 第１図において、遅延回路２から出力されｆこ入力オー
ディオ信号は、信号補正回路５の入力端子５ａに供給さ
れる。信号補正回路５はそれのり体重な一例構成が第３
図中の７Ｕツク５内の回路に工っ℃示されろようなもの
であ−、て、制御仁＋３発生回路Ｃ８Ｇで発生されん制
御信芸Ｓ、が制＃信号入力端子５ｃに与えられろととも
に、希望信号の傾斜情報を有する信”ｓ５（第２図のｅ
）が端子５ｄ＆こ供、ヤ目されろことによって、出力端
子５ｂには第２図のＣに示すような信号Ｓ１２、ず／Ｃ
わち、人力オーティオ信−＠Ｓ１におけるパルス性Ｍ−
Ｂ’ｔ、が除去されているとともに、そのパルス性雑音
の生じてい１こ期間における希望信号が直線補間されて
い２．状態の出力信号Ｓ、が送出される。前記し１こ信
号補正回路５の詳細については、第３図を参照して後述
されている。 前記した＠月補正回路５からの出力信−ｐ：４　Ｓ、、
は−装置の出力端子８に出力され２）とともに、微分回
路６に供給されろ。微分回路６は、第２図σ）Ｃに示さ
れイ）イ３′＋４８３を微分して、第２図のｄに示食れ
イ）ような微分信号Ｓ、な出力する。 前記［−１こ微分信号Ｓ４は、原信号（希望（６妥）や
信只補正回路５からの出力信号８３などに対し−で９０
度の位相差を示しているとともに、前記の信号８３中に
おい−Ｃ直線補間されていイ）信−局区間（原（、−Ｊ
号においてパ７．ス恰雑音が存在してぃ１こ期間）にお
けろ−′、Ｊ！の傾斜を示すイ≦岩部分と対応１−て一
定の仁＞ｊ　、、−、−ルを示す信号区間が生じていイ
）よ’５　／：ｃ　モのとされている。 そして、微分信号Ｓ４における前記しｆこ一定の信シ４
レーヘルを示す信号区間の僧侶しベルは、原信号におけ
る傾余ｌの向きに応じて正の信号レベルとなっ１こり−
あるいは負の信号レベルとなっ１こりへいうように、原
信号の傾斜の向きによって極性を異にし、ま１こ、原信
号におげろ傾斜の程度に応じて、前記し１こ微分信号Ｓ
４中におげろ一定の信書レベ、。 を示す信号区間の信妥Ｉ／ヘルとセａレベルとの隔１こ
りの大きさが変化していｌ　＜ｓθ）と／〔、てぃｚ、
。 微分回路６がら出力されｆこ微分１°１３カイ、、＋ｚ
　８．＋ｔ、サンプルポール１回路’ｔ　ＩＩ〈−供組
さ７ｊ、リン／’　７Ｌホ一ルト回路７からは第２図υ
）ｅ　ＶＩＥ　／Ｊ、すようムーイ１□シ÷Ｓ５が出力
されろ。こ０）情−””ｒ　ｓ５は装置１１力弓Ｌ　’
ｒ：’；状１αで動作しているときは、ｒｆＤ記しｆご
（Ｕ　ｋ；　Ｓイと同一・てル）る。ザノノルポ−１Ｌ
１・回路７は、装置力弓Ｊ−゛帛状態での動作に入２）
まての間ニ、１・・げイ）動作θ）ｆこめ（ｚｉ−不可
決なものである。前記１．ムニリノノルボ　）１１１回
路に対するザ／ノリ／グハルノ、と（−て（゛１−制御
信骨発生回路Ｃ８Ｇで発生されＴこ制（Ｉｌｔ：信号ｓ
２が月４いられろ。 前記のザンプルポールト回路７がら出力さ］１ム二信号
Ｓ、は、既述しｆこ微分信号Ｓ、＆こ、１．・げイ、一
定の信号レー・ルを示していイ）信号区間と対応する一
丸の僧侶しベルを示す信号区間な備えており、既述σ）
ように、前記しＴこ微分信号８４Ｍおけ不）一定の信只
レベルを示している信号区間は、原信鵞（希望信置）の
傾斜情報を示すものであるから、−υノノルホール［・
回路７からの出力信叫Ｓ、、４＋、ｎ’ｌ　％ｗしｆこ
一犀の（１４−”　ｌ／・−ルな示す信号区間によって
希望信号の傾斜情報を含んでいるものとなっている。 −ソノノルホール１回路７がら出力された信号ｓ５、−
Ｊ−１’ｃ　ｈ　チ、希望発温の傾斜情報を有している
信号Ｓ、が補正回路５の端子５ｄ　Ｉｃ　９（給さハ、
ろと、信号補正回路５では、４５号８．かもっている希
望信号の傾斜情報に裁づいて、入カオーディオ化著にお
げイ）パルス性雑暦の混入ＷＪ間に生じてぃ１こ信号の
欠落部分が直線補間されうろような補止化芸を作って、
その相ｊ正信公により信号θ）欠落部分の直線補間を行
ｌｃい、第２図σｌｃ＆こ示すような信号Ｓ、を出力端
子８に送出すイ】のである。 次に、第：３図を参１’Ｇｉ　して、微分回路６、ザン
ノルホール１、回路７の構成例及び信号補正回路５の４
１４成と動作などについて説明する。第３図において、
ノ“ＩＩＩツク６は微分回路６であり、フンデンザＣ（
ｌと抵抗面と増幅器Ａ、とｉｌコよって構成されており
、まＴこ、）ＩＪツク７はザ／ノ゛ルポールｌ−回路７
であ−１て、スイッチＳＷｓとコノデンザｃ８と増幅器
Ａ、とりこよ−、て構成されてぃ２）。７ａはサノノ°
リングパルスとして与えられろ制御（ｉ、８　”　ｓ２
の人力免イ゛ｃＡバリー→ノーンプルポール［・回路７
は制御化”　５２（１）／、イＬ−＼ルの期間にスイッ
チ５Ｗｓｉ＋ｒ、１ノ）−１ｃすｈ−Ｃ−ＩＩ　：。 デノザＣｓ［スイッチＳＷｓ　／＋；　（、／　、’ム
さＪ１〕、１白前θ）１３妥レールを保持さ七２）。 ノ゛Ｕツク５はＷｉ　列補正回路５でＡ’＋　、−（、
ｌ’＜Ｉ　Ｉｌｌ　＆ｉｍおいて＋　５ａは人力オーデ
ィ４イ、；＋Ｈθ）人力少１１．１了、５））は出力端
子、５ｃは制ｉＤ’＋Ｉ　信シｊ　ｂ２υ）１」Ｉ、１
ｆ（ｊ　端；ｒ、５ｄ　＋：Ｌ　Ｃ’ｉ号Ｓ、の供給端
子で）、す、ｉムニ、Ａ、は第［υ）増幅２：れＡ２ハ
第２の増幅器てあ一、　−ｃ−第１．））　Ｊ！、’Ｑ
°幅１　Ｘｉ；Ａ、はＩＪ（出力インピーダンスのもの
であり、牛１ご第２θ）増幅器Ａ２は篩入カイノビ−９
’　；／’　７．のものてル旨′）。 第１の増幅器Ａ、の出力側と第２グ）増幅２：；、へ、
σ）入力端との間の悄伺伝送路には、制御ｔｌｌ信Ｖ、
ｓ２が・リレールの状態のとき妊−」ノの状態、しさｈ
イ１ノｆノチＳＷが設げられており、；Ｆム−５第２σ
）増幅２にＡ２の入力側と接地間には電荷蓄積ノ目−】
、・デノー１）　Ｃか設げられており、土１こ前記の第
２の増幅２にＡ２の人力側には可変定電流回路ｖｃσ）
出力側が接続さｔｌｌ−いる。 可変定電流回路ＶＣは、第３図示の例では利得が−】の
位相反転用増幅器−八と、プラス電源−）ＶＤＣに対し
て抵抗Ｒ１を介してエミッ〃が接続されているトランジ
スタＸ、と、前記のトランジスタ及のコレクタに対して
コレクタが接続されているトランジスタＸ、と、前記の
トランジスタＸ２のエミッタとマイナス電源−ＶＤＣと
の間に接続されている抵抗Ｉちと、ノ゛ラス電源＋ＶＤ
Ｃとマイナス電源−ＶＤＣとの間に接続されている抵抗
Ｒ３と可変抵抗器ＶＲと抵抗Ｒ４との直列接続ｌ！１１
路とによって構成されてふ・す、トランジスタＸ、のベ
ースが抵抗器と可変抵抗器ＶＲとの接続点に接続され、
ｆｙ、：ｌ−ランンスクＸ２のへ一スが抵抗Ｒ４と可変
抵抗器■との接続点に接続されている。 可変抵抗器■は、回路の構成部品の特性のばらつきなど
による回路のバランスの崩れを補正する１こめのもので
あり、回路のバランスが正しくとれるのであれば２本の
固定抵抗に代えろこともできる。 可変定電流回路ＶＣは、それの端子５ｄの電圧がゼロσ
）ときに、Ｚ点σ）電圧がビＵとブＩイ）ようノＣ基準
の動作状態での動作を行ない、り：１１；了５（す）′
ｉ’ｆ１、Ｊｌ−か１［極性のときは、２点の電圧が端
子５ｄの電圧と同じ正極性の電圧となり、士１こ、端’
ｉ’５ｄぴ）″ｉ１１．月二プバ負極性のときは、２点
の電圧が端子５ｄの電バーと同し負極性の電圧となイ）
。 しＴこがって、可変定電流回路■Ｃσ）Ｚ点ＶＣは端子
５ｄに与えられろイ菖号Ｓ、にお（１イビーカー（Ｊ）
１６号１−・−、ルを示す（；Ｉｉ刊区間の信号σ）極
性と化シー）の大きさとに対応しＴこ極性と電圧値とを
有する電圧が現われ４）から、前記し１こ２点と接地と
の間ＶＣＪノデ／ザＣを接続すれば、そのコツプ／ザＣ
は４ｒ；　”　Ｓ５　ｖｃお（−］る一定の信璧レベル
を示す信号区間の伯）：の陰性と同一極性で、かつ、信
号Ｓ、ｉｃおげろ一尾の信号レベルな示す信号区間の信
号θ）イ１Ｊ昇レールとノー１応して定まる一定の充電
々流で充電されて行くこと［なる。 第３図中の信号補正回路５ＶＬｃ地・いて、人力オーデ
ィオ僧侶Ｓ、ｖｃパルス性雑ン４が混入されていｌｃい
状態では、端子５ｃに供給される制御イな号８□か１ノ
ーレー・、ルの４大態にあるから、スイッチＳＷはオフ
となされており、し１こかつて、入力端子５ａに供給さ
れ１こ人力オーディ第４＝　号Ｓｌけ、第１の増幅器Ａ
、→スイッチＳＷ→第２の増幅器Ａ２→出力端子５ｂの
信号伝送路を通過して、入力端子５ａから出力端子５ｂ
に伝送される。このとき、前記し１こ信号伝送路と接地
との間に接続されている電荷蓄積用コ／テ／ザＣは、前
記(Industrial Application Field) The present invention is directed to preventing external interference from entering the audio signal system in audio equipment, audio receivers, television receivers, video disc players, etc. The present invention relates to an apparatus for reducing pulsed noise (a) in which the reduction of pulsed noise (σ) is performed perceptibly well. (Prior art) Telephone equipment or electronic equipment having an audio signal system
C If pulse noise, such as the ignition noise of a car or other electrical equipment, is mixed into the audio signal system of any type of equipment, the 5-o-1 audio signal will be affected. It is well known that quality deteriorates. Conventionally, as a means to reduce the deterioration in audio signal quality caused by the contamination of pulse noise, there are two methods: (a) reducing the gain of the signal transmission system during the period in which pulse noise occurs; , or a method that attempts to reduce pulse noise by cutting off the signal transmission system (lower the gain by one generation to zero...employing a squelch circuit). The signal level of the Kero signal is maintained at the signal level immediately before the period of puffy noise σ) to reduce pulse noise. Means and practical use are the first, but these σ)(Il, (
In the 1,100th period of (C)), there is a drawback that there is a signal dropout during the period of (k). Yo, everywhere is wholesale Masa υ)
One problem is that a sufficient one-area effect cannot be obtained. By the way, the period of Zonmen Shin's V Kogyushi=I・I1−, to interpolate the missing month, the blog conversion'rl to Ajdal J%
” After converting p and f, the signal corresponding to the missing part of the signal is converted to 1'1 by applying the linear prediction method, and the complementary IL signal is used to interpolate the signal during the noise period. Although it may not be possible to use some digital/equipment/[i], when implementing it, it may be necessary to
The use of a 1'b circuit is required.
:The U/C solution has not been applied to general audio equipment. Now, as mentioned above, 1-te Z)/
・In the case of −y, x when the luscious noise is reduced,... a loss of reliability θ) occurs corresponding to the period of existence of the lusious '+ WG sound. The problem is that audio quality of good quality cannot be obtained depending on the region.
The first part of solving the problem mentioned above is B.
The fact that a complex and expensive circuit is required to interpolate the missing portion of the bar makes it difficult to apply to general audio equipment. In order to solve the two conventional problems, the applicant's company first uses a differentiating circuit, a Zamplepoort circuit, and information on the slope of the desired signal during a period in which pulse noise occurs in the input audio signal. By supplying a control signal with a certain degree of reliability, an operation for removing pulse noise in the input audio signal and a linear interpolation operation for the desired signal during the period in which pulse noise is occurring will be performed. An anamig circuit with a simple TC circuit configuration consisting of one signal correction circuit, etc., is used to create a correction signal that can interpolate the missing part of the signal during the period when pulse noise is occurring, thereby producing a signal with good quality. We proposed a device for reducing pulse noise so that audio signals can be obtained. Figure 1 shows one proposal already made at the previous station θ) B/Lノ, +/1 scrap 1γ
? θ)1 This is a block diagram of the internal organs apparatus. is a delay circuit, C
The SG is based on the Lusty Noise Detection Circuit 3 and the Pulse Shaping Circuit 4. 5. A controllable generation circuit configured with 5. 5 This control signal generation circuit C8G outputs an input 4-dio signal S.
, a control No. 12 S2 of pulse rlJ corresponding to the period (a) and (b) of the pulse noise mixed in is generated. Control (S Rock Generation Circuit C8G i'Coage 2) As the pulse miscellaneous H6 detection circuit 3 and the pulse shaping circuit 4, an appropriate one may be selected from well-known configurations. By the way, the control signal S2 generated from the control signal generation circuit C8G correctly corresponds to the position of the pulse noise mixed in the input audio signal during the 11.1 axis. Necessity I'1.7. , but in the control 1 Jingei generation circuit C8G, human audio (V in L8%)
The pulse noise mixed in is detected, and the pulse l corresponding to the period in which the pulse noise exists is detected accordingly.
] Before the control signal S2 is generated, there is a predetermined time delay determined depending on the operating characteristics of the pulse noise detection circuit 3 used. delaying the human-powered audio signal supplied to the input terminal tK by a delay circuit 2 having a delay time approximately equal to the time difference between the pulsed noise and the one-tone signal generated corresponding to the pulsed noise; The above control (Signal 52VCJ) ensures that various signal processing to be performed is performed correctly at the position where pulse noise exists in the input audio signal.The input audio signal S shown by a in FIG. is the input audio signal Sl which has been given the required time delay by the delay circuit 2, and is the pulse noise mixed in the human audio conversion II shown in a of FIG. Existence location and b in Figure 2
It correctly matches the position on the time axis of the control signal -1-%S2 shown in 2). In addition, in Fig. 2, for the input audio Shingei, time 1
．． → t2, time t3 → t, time t, → t, pulse noise N, , N2. The case where N3 is mixed is also exemplified as θ). In FIG. 1, an input audio signal outputted from the delay circuit 2 is supplied to an input terminal 5a of a signal correction circuit 5. The signal correction circuit 5 has a relatively heavy configuration as the third example.
The circuit in 7U block 5 in the figure is as shown in FIG. s5 (e in Figure 2).
) is connected to the terminal 5d&, so that the output terminal 5b receives the signals S12 and Z/C as shown in C in FIG.
In other words, human power audio signal - Pulse M in @S1 -
B't is removed, and the desired signal during the period in which the pulse noise occurs is linearly interpolated.2. A state output signal S, is sent out. Details of the signal correction circuit 5 will be described later with reference to FIG. Output signal from the above-mentioned @month correction circuit 5-p:4 S...
is outputted to the output terminal 8 of the device and supplied to the differentiating circuit 6 along with 2). The differentiating circuit 6 differentiates the signal 3'+483 shown in σ)C in FIG. 2 and outputs a differential signal S as shown in d in FIG. The above-mentioned [-1 difference signal S4 is -90 with respect to the original signal (desired (6)), the output signal 83 from the confidence correction circuit 5, etc.
In addition to showing the phase difference of degrees, the signal 83 is also linearly interpolated with -C.
In issue 7. During this period) when there is noise, J! It is said that a signal section indicating the slope of ≦rock corresponds to a certain value of 1-j, , -, -, and is said to be 5/:c. Then, the signal f in the differential signal S4 is constant.
The monk's bell in the signal section indicating Rehel becomes a positive signal level depending on the direction of the gradient l in the original signal, and it becomes 1 -
Alternatively, the polarity can be changed depending on the direction of the slope of the original signal, such that the signal level becomes negative, and the polarity is changed depending on the direction of the slope of the original signal.
A certain level of correspondence in 4th grade. The magnitude of the difference between the reliability I/hell and the sea level of the signal section indicating 1 is changing.
. The differential circuit 6 outputs f and the differential is 1°13 chi, , +z
8. +t, sample pole 1 circuit 't II <-assembly 7j, phosphor/' 7L from Holt circuit 7, Figure 2 υ
) e VIE /J, output Mooi1□S÷S5. 0) Information-""r s5 is device 11 power bow L'
r:'; When operating in state 1α, it is written as rfD (U k; same as S i). Zanonolpo-1L
1. The circuit 7 enters operation in the device power bow J-frame state 2)
Waiting time 2, 1... Gei) operation θ) f komu (zi - undecided. Said 1. Munirino Norvo) The/Nori/Gharno for the 111 circuit, and (-te(゛1- Control) Generated by the trust bone generation circuit C8G and controlled by T (Ilt: signal s
2 can stay 4 times a month. The above-mentioned sample port circuit 7 outputs the differential signal S, and the differential signal S, &,1.・It shows a certain signal rail.B) It has a signal section that shows a group of monks and a bell that corresponds to the signal section, and has already been mentioned σ)
As shown above, since the signal section showing a constant confidence level in the differential signal 84M shown above indicates the slope information of the original confidence (hope confidence), -υ nonorhole [・
The output signal S,,4+,n'l from the circuit 7 contains the slope information of the desired signal depending on the signal section indicated by (14-"l/・-l). -Signal s5 output from Sononorhole 1 circuit 7,-
J-1'ch, signal S having slope information of desired temperature generation is supplied to terminal 5d Ic9 (supplied) of correction circuit 5;
In the signal correction circuit 5, No. 45 8. Based on the slope information of the desired signal, the missing part of the signal is linearly interpolated to compensate for the input audio. Make art,
Then, linear interpolation of the missing portion of the signal θ) is performed by Masanobu, and a signal S as shown in FIG. 2 is sent to the output terminal 8. Next, referring to FIG.
14 configuration and operation will be explained. In Figure 3,
No. III circuit 6 is a differentiating circuit 6, and Fundenza C (
It is composed of I, a resistive surface, an amplifier A, and an IJ circuit 7.
It consists of switch SWs, condenser C8, and amplifier A.2) 7a is Sanono°
Control (i, 8” s2) given as a ring pulse
Human power immunity cA Barry → Non-pulling pole [・Circuit 7
is controlled" 52(1)/, switch 5Wsi+r, 1no)-1ch-C-II during the period of IL-\le:. Denoza Cs [switch SWs /+; (,/,'Musa J1 ], 1 white front θ) 13 Maintain the rail 72).
l'<I Ill &im, + 5a is human power audio 4,;+Hθ) human power is low 11.1, 5)) is the output terminal, 5c is control iD'+I signal j b2υ) 1''I, 1
f (j end; r, 5d +: at the supply terminal of L C'i No. S), S, i muni, A, is the [υ)th amplification 2: A2 is the second amplifier, - c-1st. )) J! ,'Q
°Width 1 Xi; A, is IJ (output impedance, 1st 2nd θ) amplifier A2 is sieved Kainobi-9
';/' 7. (The name of the story). The output side of the first amplifier A and the second amplifier) Amplification 2:;
σ) The control transmission line between the input end and the control tll signal V,
When s2 is in the state of ・rerail, the state of ``pregnancy'' is h.
A 1-f notch SW is provided, ;F-5 second σ
) There is a charge accumulation hole between the input side of A2 in amplifier 2 and the ground.
,・Denault 1) C is installed, and the second amplification 2 is equipped with a variable constant current circuit vcσ) on the human power side of A2.
The output side is connected. In the example shown in FIG. 3, the variable constant current circuit VC includes a phase inverting amplifier 8 with a gain of -], a transistor X whose emitter is connected to the positive power supply VDC via a resistor R1, , a transistor X whose collector is connected to the collectors of the above-mentioned transistors, a resistor I connected between the emitter of the above-mentioned transistor
Series connection of resistor R3, variable resistor VR, and resistor R4 connected between C and negative power supply -VDC l! 11
The base of the transistor X is connected to the connection point between the resistor and the variable resistor VR;
fy, :l - The helix of lance X2 is connected to the connection point between resistor R4 and variable resistor (2). The variable resistor■ is a single-use device that corrects imbalances in the circuit due to variations in the characteristics of the circuit components, and if the circuit can be balanced correctly, it may be possible to replace it with two fixed resistors. can. The variable constant current circuit VC has a voltage of zero σ at its terminal 5d.
), when the Z point σ) voltage is BIU and BUI), the operation is performed under the standard operating condition of C: 11;
i'f1, Jl- or 1 [When polarity, the voltage at the two points becomes the same positive polarity voltage as the voltage at terminal 5d, and
i'5dpi)''i11.When the polarity is negative, the voltage at the two points is the same as the voltage at the terminal 5d, and the voltage is negative.
. Therefore, the variable constant current circuit Cσ) Z point VC is given to the terminal 5d.
16 No. 1-.-, a voltage having a polarity and a voltage value of T corresponds to the polarity of the signal σ in the interval (;Ii) and the magnitude of σ) appears, and from 4), the above 1 If you connect VCJ node/the C between two points and ground, that point/the C
is 4r; ” S5 vc (-) is a signal section that shows a certain reliability level): has the same polarity as the negative of the signal S, and is a signal section that shows a signal level of 1. θ) It is charged with a constant charging current determined according to the 1J rising rail and the 1J rising rail. In the state where 4 is not mixed in, there are four main states of control supplied to the terminal 5c: 8□ or 1, and the switch SW is turned off. The first amplifier A is supplied to the input terminal 5a.
,→switch SW→second amplifier A2→output terminal 5b, and passes through the signal transmission path from input terminal 5a to output terminal 5b.
transmitted to. At this time, the charge storage cable/te/ther C connected between the signal transmission path and the ground is

【７１こ信号伝送路に伝送されている信号の電圧値に
従っＴこ端子電圧値を示している。なお、入力オーディ
オ化＝Ｓ、にパルノ、性雑音が混入されていない上記の
状態において、可変定電流回路ＶＣの出力端子は、オフ
の状態にあるスイッチＳＷを介して、略々ゼａオームと
いうように極めて低い出力インピーダンスを有する第１
の増幅器Ａ１σ）出力側に接続されている状態となされ
ていイ）から、可変定電流回路ＶＣへ端子５ｄな介して
与えられている僧侶Ｓ、と対応して可変定電流回路ＶＣ
に発生し、高い出力インピータンスの可変定電流回路か
ら出力されろ電流が、前記Ｌ　７Ｃ略々ゼーオームの低
い出力インピーダンスを有する第１の増幅器Ａ１の出力
側に液、大して生じろ電圧は非７；すＣ小さいもσ）と
１εるので、前記しＴこ可変定電回路ＶＣかＣ−、発生
さＪ＋、　ｒこ電流は、第１の増幅器Ａ１から第２σ臼
゛１′１幅３：４　Ａ、、′−伝送されろ希望信号に対
して（ｌｉ１６．０）支障４′４、与えろ儀ことがない
。それて、口Ｊ俊足電流回路ＶＣ・−（１（給ずイ）信
号としてもま、１呂号Ｓ、＆Ｃお（１イア−冗Ｕ）信号
１ノベルを示す信号区間σ）信号だモー１゛な１ｌ）１
１出してんえ乙）というようなことなしｔｃ　（てもよ
（、ｉｉＪ袈定電流回路ＶＣへはザンブルホールト回路
７　ｏ）出力４．ｔＨ８゜をそのまま供給してもよいの
でル）ろ。 次に、入力オーディオ他局Ｓ１に・・ルス性雑冨が混入
し１こときは、パルス性’ＡＶ　？、；　ＮＩ−Ｎ３か
生じている期間と対応して制御信局Ｓ２が発〈１−され
−制御信号Ｓ２ノハイレベルの期間にわた１、てノ、イ
ノチＳＷがオフとなされる。前記１−ｆこ７、イノナＳ
ＷがＡノとｔ〔されろことにより、コ／デンザＣＯ）端
子電Ｊ上は、前記し１こスイッチＳＷがオフとｔ〔され
１こ時（制御信−ＭＳ２が・・イレベルとなされたとき
）の信に０＋し・ルのままで保持される。 また、可変定電流回路ＶＣの端子５ｄニは、その状態で
信号Ｓ、におげイ）一定の信置レベルを示すイ８号区間
の（、；月が与えられてい２）ことＫより一可変定電流
回路ＶＣは、端子５ｄに与えられｆこ信号Ｓ、の極性Ｃ
コ応じＩＸ極（／１で、かつ、その信−居しベルに応ピ
１こ一定電流値σ）１１Ｌ流を出力し、それにより電荷
蓄積用１−１ノデノ→ノＣが充電されて行く。そしてＡ
ｉｌ記の電荷蓄積用−］／デノザＣに対する充電動作は
、パルス性雑音の生じている期間にわＴこ−、て行なわ
れて、：１ンデン−リＣの端子電圧は直線的に上昇して
行くが、パルス性雑音の混入がなくなった瞬間に、制御
信号Ｓ２がローレベルとなってスイッチｓｗがオンの状
態となイ）ので、コンデンサＣの蓄積電荷は第１の増幅
器Ａ、の低出力インピーダンスによって瞬時に放電され
る。 可変電流回路ＶＣは、端子５ｄに供給されろ信−居ｓ、
−すなわち、希望信号における傾斜情報を極性と一定の
信置レベルで有しているような信号Ｓ、により駆動され
ろことにより、パルスＳ、の極性や化掲しベルに応じＴ
こ極性及び一定の電流値の電流を電荷蓄積用二」ノデン
ザＣに流入させ、コンデンサＣの端子電圧を信−シ４　
Ｓ、にお（１イ、−庄（ハ１．１シ１し　ルろ小す信号
区間のイＸ、；局の極＋１１でイ１Ｊ”ｒ−！ｌ／　、
ルｆ′ｃ　×ＩＬｌｒにｆこ傾斜で直線的に上ケ１さぜ
イ、が、前１ｉ１２１．　に’ノーｊ／−リＣの端子電
圧が用俊足′ＩＩＪ、流回路ＶＣからの電流の流入Ｖこ
よって上ケイされイ）以前の１．／デノリＣθ）４Ａ子
電圧は、スイッチＳＷが８ノの状態とださ１＋イ・自前
におけろ人力オーディｇ　イ、−，ｘθ”Ｌ’、：：　
Ｆ４１．／　＝７１．であろから、人力オーティλ（ｉ
；　−Ｆ４８Ｈに混入（、ムニ、・／Ｌス性雑音の期間
とズ」応（−てイハ号中ＶＣ’−ｌ：　Ｕ　ｆこ１，１
唇θ）欠落が、信号補正回路５θ）上記の」：う八−動
ず７１によ、１て良好に直線補間されイ）ことが明らか
であり、出力端子ＱＶｃ送出される信号８１．は原イ１
４号＆Ｃ近（ＩＪ、　ｌ−ｒこ波形を有するものとたべ
）。 第２図のｆは一僧侶補止回路５中てｊ／＋らノ１ろ直線
補間用の補正信号を実線でパζし、庄１こ、・〜ルス性
雑音がない状態におげイ）希望化＋４の波形な点腺で示
１１こものであるが、この第２図θ）ｆは動作の理解を
容易にする１こめの説明図てル、り一実際θ）動作では
信−補正回路５からは一第２図θ”　ｃ　ｆ／Ｃ小され
ているような信号Ｓ３が出力されイ）。 第１図乃至第３図を参照して説明し１こ既提案のパルス
］つ目ＫＬ＝の低減装置では、信号Ｓ３を微分回路０（
ｆこよ−、−Ｃ像分すイ）こ七により、微分回路６から
、希望４＋４唇や仁妄補ｌＦ回路５θ）出力信号Ｓ、な
どに対（−て９（１度の位相差を示しているとともに、
パルス４ｉ１”Ａｒ昌の混入１υｊ間における希望信号
の傾斜情報を含んている微分（Ｆ号をＳ、を発生させ、
前記しｆこ微分化−ｊ８ｓ４に含まれている希望情芸の
傾ｊＦｔ情報ｉｃ基ついて、ハルス件雑音の混入期間に
おけろ希望イー号σ’　＋ｉ；号の欠落部分に対する１
Ｍ線補間が行なわ］１−イ）」ニうにｔ、ｃされており
、この既提案θ）パルス性雑音の低減装置は、人力オー
ディオ僧侶中に混入さり、−Ｃいイ）パルス性雑音が希
望信号の周期に比べて著イ）シく短かい存在期間を示す
ようｔ、ｃもσ）であて）と、Ｉハ述θ）ようｔｃ回路
動作によ、っＣ、パルス性雑音υ）存在ル用１１１で牛
じろ信号の、欠落部分に対する直線補間か良好に行／：
ｃわれ、聴感的６・こ不自然さを牛ビさせ／Ｃい状態に
おいてパルス性４イＬ音の１成域が効果的に行なわね得
るθ）であるが、人力オーディーＡ仏′Ｆ′４中に混入
−Ｊ−′イ）パルス性雑音の期間がオーディオ信号の周
期に対して無視てき八いようｉｃ長さのものとだっｆこ
場合には、・・ルノ、１／目イ１音のイＩ在１υ１間に
おける信号の欠落’ｆｉｌ”分Ｖこメ’ｌ　ｌ−イ、的
線抽間が良好に行なわれｔｃ　くなるということが問題
と／Ｘイ）のであり、上記の問題は、かルス１′１−％
（斤θ）イエ４期間が同一てあっても、そのパルスに１
屑１音が混入されろ部分の希望信伽の周波数がｌｉｌ！
１　（ｉＩ：っｆこ場合＆Ｃ、パルス性雑音σ）存在期
間かイｂ望イ１；＋４の周ｊυ１匠／１１−て相対的に
長くなイ）ということかＣつ、希望信号Ｖ）晶域の周波
数成分に対すイ）良９ｆ７−、＋−直線補１１１する行
へうようにする」二で大きな支障なちえろことに／ｌ−
４）。 第４図は、第１図（第３図）　ＵＣ小さｔｌ、ていイ）
ような既提案のパルス性雑音θ）囲域装置にお（ｊろ前
記し１こ問題点を説明ず１）ｆこめに、人力」−ティ飼
信Ｈ中に混入したパルス性何（Ｈ＋’Ａ、　Ｎ力・、在
留（；−ｊＨの周期の１／４近くσ）存在期間をイ」す
〆・工うｉｃもσ）であっ１こ場合を例に挙げて−その
場合σ）既提案装置の動作を示す信号の波形図であり、
第４図のａは人力オーディオ信置中に、そ！１σ）１．
／４周ｊｕｌ＆ｃ近い長さの存在期間を示すバルン、（
Ｌ：Ｉ賄ｊ１Ｎか混入にてぃろ状態の人力オーディオ信
著ＳＩｏ′Ｎ波形例図であり、また、第４図のｂは入力
オーディオ僧侶Ｓ、中に混入されているパルス性雑音Ｎ
の期間と対応して第１図（第３図）示の回路配置におけ
ろ制御信舛発生回路Ｃ８Ｇから発生された轍制御信岩Ｓ
２の波形図であり、第４図のＣは第１図（第３図）′示
の回路配置における微分回路６から出力されろ微分信号
Ｓ４と、ザノブルホール！・回路７から出力される信号
Ｓ、とを共通に示し１こ波形図であり、さらに第４図の
ｄは第４図のＣに示すような波形の信号Ｓ、がサンプル
ボールド回路７から第１図（Ｏ３図）示の回路配置にお
ける信号補正回路５の端子５ｄに供給されたときに、信
号補正回路５の端子５ｂから出力端子８ｖｃ送出される
出力信号Ｓ３の波形図である。 そして、第４図のａ　＝　ｄに示す波形図からも明らか
なように、第１図（第３図）に示す回路配置で示される
工うな構成を有する既提案のパルス性雑音の低減装置で
は、入力オーディオ信号中に混入するパルス性雑音の期
間がオーディオ信号の周期の１／４近くの長さにもｌ〔
イ）と、・・ルス件’Ａｒ　’Ｍの期間におけろ僧侶の
欠落に７４寸イ、補間０）状態か。 第４図のｄ中に参考的に示１１こ点線図示のようなもの
とはならず、第４図のｄの実線図示いようｌｃものとな
ってしまうことは、第２図を参１１ｊｌ　ｉて既述した
第１図（第３図）示の回路配置なイＪすイ）既提案装置
につｂての回路動作の説明からも明らかである。 すなわち、第１図（第３図）　ｉ”＜　０．）回路配置
疫において、それに与えられＬ入力オーディオ（ｕ　民
Ｓ、が、例えば第４図のａＶｃ示すように、希望信号に
おけるピークの位置から希望イシ゛ン４あ４周期Ｖ（わ
ｆこる存在期間を有するパルス性雑音Ｎの混入されてい
る状態のものであったとすると、パルス件頌音Ｎの期間
の開始の部分が人力メーディオ信旨Ｓ１のピーク位置で
あって、そこの（Ｈ号の時間ｌ抽トでの傾斜が０のＫめ
に、微分回路６かＣつ出力さ］１．ろ倣分信４Ｓ４やサ
ンプルボールド回路７からの出力信号Ｓ、におけるパル
ス性雑音の期間σ）信列し−・〜ルは、第４図のｃＶＣ
示されろよう［０となり、したがって、信号補正回路５
には傾斜情報が与えられないカラ、入力オーディオ信号
Ｓ１のノクルス性雑音Ｎの混入部分における信号の欠落
に対する補間Ｇま、第４図のｄの実線図示のように、パ
ルス件Ｊｍ音Ｎの期間の開始の部分における入力オーデ
ィオ（ＳＯ８゜σ）信局レベルが、希望信号の１／４周
期にわＴこって保持されていイ）状態となされろ。 入力側−ディオ信号に混入されろ・（ｌレス性雑音の存
在期間の開始の時点が、希望信号のピークの位置であっ
ても、パルス性雑音の存在期間が希望他層のｖ４周期に
比べても著るしく短い場合には−その期間中における希
望信号の信号レベｌしが希望信号のピーク値に保持され
１こ状態が、ツク、レス性雑音の期間における信号の欠
落部分に対して有効ｔｃ直線補間が行なわれている状態
となされるσ）であるが、前述のように５パ／レス性雑
音Ｎの存在期間が第４図のａに示すように長い場合には
、第１図（第３図）示のような構成を有する既提案の・
くｌレス性雑音の低減装置では、パルス性雑音σ）期間
におげろ信号σ）欠落部分に対して良好な直線補間な行
ない得ないのである。 第４図を参照して行なつ１こ問題点の説明では、希望信
号のピーク位置から希望１５月の約１／４周期にわＬる
部分に対してパルス性ｋｌ白゛ｔか混入している場合を
例に挙げＬが、希望信１，４　ｔ、ｃ対して混入される
パルス性雑音の混入位置が、希望信号の波形上で前記と
は異なるＯ１１分でル、７．ても、希望４．；目に混入
されろパルス性雑音σ）イエ在１υ］間が長い場合には
、微分回路６から出力される微分信−局Ｓ、に含まれて
いる傾斜情報が不充分７ｉｃものと７ｃす、希望信号に
おけるパルス性雑音の存在４４１１間ＶＣおけイ）信号
の欠落部分におけろ信号の直線補間が不適切ｔｃ状態と
なされろことには変わりがない。 第１図示の既提案のパルス性Ｍ￥ｆの低減装置における
前記の問題点を解消できるパルス件雑旨の低減装置とし
て、本出願人会Ｕでは第５図のフ「・ツク図に示される
工うな構成のパルス性雑音の低減装置を提案しＬｏ 第５図において、既述した第１図に示すパルス性雑音の
低減装置における構成部分と同一な構成部分には、第１
図中で使用ｔパ溝面符号と同一の図面符芸を付［、てい
２）。 第５図において、■はパルス性雑音が混入されていイ）
人力オーディ」イム岩Ｓ１の入力端子、２は遅延回路、
Ｃ８Ｇはパルス性雑盲検出回路３とパルス整形回路４と
によって＋１ダ成されている制御イ８号発生回路でＡ′
−〕って、この制御信号発生回路Ｃ８Ｇからは、人力オ
ーディオ伯″１３Ｓｌｖｃ混入されていＺ）パルス性維
持の存在する期間と対応するパルス「ｌ］の制御化＋４
８２が発生されろ。 第５図中における遅延回路２−信号補正回路５．１次微
分回路６、ザンノ゛ルホールト回路７ｔ（どは、第１図
（第３図）を参照して説明り定パルス性雑音の低減装置
中にふ・ける遅延回路２−信号補正回路５、微分回路６
、サンプルホールド回路７などとそれぞれ対応する構成
ｙ部分であり、これらの各構成部分については第１図に
示すパルス性雑音の低減装置に関する記述中において、
構成や動作などの説明が詳細に行なわれている。 第５図において、信号補正回路５の端子５ｂから出力端
子８へ送出されろ仏間Ｓ、は、化４１４レー＼ノシを所
定のよう（＃ζζ設定シイ１こめに設（１らｆ＋ムニ第
１θ）レー、ル設定器９を介して微分回路（］（１次１
次微路６）へ被微分信号として−Ｉｊえられイ、ととも
ＶＣ−信号レベルを所定のようＩＪｃｉｉＱンνず／）
ムニめに設置ｆ’　ｆｉ、　！ｔｆこ第２のレベル設定
器１０を介して２次微分回路ｌｌにも被微分信号として
与えられイ１．．。 前記し１．二１１次微回路６から出力さ：ｌ’Ｌ　７．
、Ｚ　ｌθζ微分信号Ｓ４１　　と、２次微分回路口か
ら出力さｆｔ　ｆこ２次微分化号Ｓ４２　　どは加算器
１２で加し−４さＪＩイ〉、二とにより加算１８号Ｓ４
となされ４Ｉが５．−〇〕加算１．ｊシー】Ｓ、は、被
微分信号Ｓ３に対して９０度進相Ｉ−ていイ・状態の１
次微分信Ｍ　Ｓ、、　　と、被微分信−号Ｓ、　ｉｌｃ
　ｋＪ　ｌ−て１８０度進相している状態θ）２次微分
イ５列８４２　　とσ）加算によって、周波数対移相角
との関係が、９０度から１８０度までの間で所要の変化
特性な示す」、う／Ｃものとなされている。 第６図は一希望信列一す／Ｃわら、人力１−ディオ信号
Ｓ、に混入しているパルス１つ外庁がＩ　Ｏｆ］−ｖイ
クロ秒の期間を有しているもσ）であるときに、ハルス
性雑者の存在期間に希望信号中へ生じ１こ信号の欠落部
分が、信号補正回路５によって良好に直線補間されてい
る状態の信号Ｓ、を、信号補正回路５から出力させろの
に必要とされろ信号補正回路５への人力信号Ｓ５が得ら
れろようにしようとしｆこ場合におけ２）加算信号Ｓ４
の周波数対移相角特性を示し１こものである。 加算信号Ｓ、にどのような周波数対移相角特ｅＥ　（周
波数対位相推移特性）をも１こぜろようにすイ）のかは
、パルス性雑音の存在期間に生じ１こ希望化上の欠落部
分に対する直線補間を良好に行なわせたいと希望す２）
パルス性雑音の存在期間がどのようｌ、〔長さのものか
、あるいは直線補間を良好に行なわせようと考えている
希望信号の周波数範囲がどうであるのかなどに応じて定
まる。 第７図は、既述した第４図のａの波形図に示されている
入力オーディオ信号Ｓ１と同様に、それに混入されて礒
い７．）パルス性雑音の存在期間が、希望信号の１ン４
周期に近いものであった場合でも、本発明装置では１次
微分回路６と２次微分回路１１とからの各出力信号を加
ｎ、’Ａ：４＋ｚて加ｔ９［−て−加豹僧侶Ｓ、として
希望信号よりも９０度以１、＋／）ｉ’５ｉ安角度だけ
進相していイ）ものを得て、そり、なり、ノルホールト
回路７に与え、リノノル、１、−ノシ、１・回路７から
の出力化＠Ｓ、を後述すイ）利イ（）制限回路１３イ＋
”介して信号補正回路５の端子５ｄに（Ｊｕ　Ｋ′Ｘ”
−ろことに、　、Ｊ：り信号補正回路５のｌ’ｉｌＡ了
５ｂから（−１、・・九ス性雑音の存在期間中の信号の
欠落ｉ警す分か直線補間さＪした状態の信号が得られ２
）ことな説明ずイ）ｆ、ニーめθ）波形図であって、第
７図σ）ａは・・ルノ、＋／ｌ外ＲＮか混入している人
力オーディ」１６号の波形１ンド（あり、まＴこ、第７
図のｂは制御化！）Ｓ２の波形１ンｊ、第７図のＣは希
望信号よりも１４０度進相ず７．　、Ｌ：うＶこ八−さ
れている加算信号Ｓ、とザ／／ルホール１回路７がらの
出力信号Ｓ５との波形（ス、第７図のｄは仁ン４袖正回
路５から出力端子８Ｖｃ出力婆）１イ）イ’ｔＡ　”ｉ
　ｂ３θ）波形図である。 第５図に示されていイ）パルス上１肩１．１４θ）囲域
装置島の動作を説明に用いられた第７図のａ　＝　ｄの
波形図と、第１図示のパルス性維持の囲域装置の動作を
説明するのに用いられた第９−図のａ　−ｄとを比へる
と明らかなように、第５図示の装置では第１図示の装置
において直線補間を良好に行ない得なか１．１こような
長い存在期間を有するパルス性雑音Ｎが入力オーディオ
信号中に混入された場合でも、そのパルス性雑音の存在
期間における（８号の欠落部分に対する直線補間が良好
に行なわれるので））す、第５図示の装置によれば第１
図示の装置にお１−＋る既述したような問題点は良好に
解消されるのである。 ところで、微分回路からの出力信号の振幅乃至は波高値
は被微分信号の周波数が醜くなる程大きくなることは周
知のとおりであり、また、被微分信号が同一であっても
微分回路が２次像分回路の場合には微分回路が１次像分
回路の場合よりも大きな微分信号が１〜力されることも
周知のとおりである。 ところで、第５図示の装置では加算信号Ｓ、として、被
微分僧侶に対して９０度以上進相している加算信号Ｓ、
を得るようにして、直線補間の際に必要とされる傾斜情
報を含んていイ、　イ、−：　＞÷８．がイバ号補正回
路５に供給されろようＩｉＣｌ−ていイ）。、したがっ
て、被微分化−２）８．の、！５域θ）信シ：成分か微
分されることによって発４１さ′ｉ１ｒこ加算イ、、＞
＝　ｓ、は波高値が大きなものとなり、そｈ　ｖこ伴な
い、仁濤８４と同じ波形を有す々、信Ｒｓ、がイ１」号
補由回路５の端子５ｄＫ与えられて信号補正回路５でｌ
ｌ′ｊ線袖間動補間行なわれ１こときに、木来必安とさ
Ｊ１イ・直線補間部分よりも超え１こ部分ＶＣＺで直線
補間用の’ＩＦ−３￥が存在するもの、すなわち、補１
４−誤差が生しているような出力信号Ｓ３が現わｉｔイ
）ことｖｃ′／、Ｃす、出生世中に雑音を発生させ２）
ことにｌＩ：イ・。 第５図中に示されてい２）装置中Ｐｃお（ｊろ利＃！ｊ
　ｌｒ＋１限回路１３は、上記の問題点な解決−Ｊ−イ
）ｆこめＩ／Ｃ設（ｊられたものであり、この利得制限
回路１３では、希望化′＠め周波数が高くなって加算イ
４．河Ｓ、の波１：ｉ、値が大きくなって−ザノソルホ
ール１−回路７θ）出力信号Ｓ５が大きくなっても、そ
れがｆ′め定められ１こ大きさ以上にはならないように
一すフノル小−ルト回路７の出力信号Ｓ５の大きさを制
限して信号補、Ｊユ回路５の端子５ｄへ供給されるよう
にしたものであ２）。 第７１図のＣに示す線ＣＩ、−ＣＬは前記した利得制限
回路１３による（Ｓ号しベルの制限値を例示したもので
）〕す、このような特性を有する利得制限回路１３とし
ては、例えば周知構成のスライサを用いることができる
。 そして、前記のような利得制限回路１３がサンソルポー
ルト回路７と信号補正回路５との間に設けられることに
より、高域で大振幅の信号成分において生じることのあ
る過度な直線補間による雑音の発生が効果的に抑制でき
るのである。 （発明の解決しようとする問題点） 上述のように、第５図に示すようｔ（回路配置となされ
たパルス性雑音の低減装置によると、入力オーディオ信
号に混入−されたパルス性雑音が、入力オーディオ信号
の１／４周期に近いような長い存在期間を示すものであ
っ噂ても、パルス性雑音の存在期間における希望信偶の
信号の欠落部分が良好に直線補間されうるのであるが、
入力端子ｌ、に供給される人力オーディオ化→４が、ノ
リＩンノ了／スされている状態のものでＤｒ−１ｒ、ニ
ーとずイ）と−人力オーディオ信号に、おげｌＩ　１１
＋＋域θ）イ５号成分や・・ルス性雑音などがプリエノ
ノ了／スＶこより、１氏域の信号成分に比べて所定の周
肢紗特慴ｌｌコ従−３て強調されているから、パルス性
雑音θ）イノ−４１０１間における希望僧侶の信号の欠
落部分、４！ＪＶｃ存望（ｉ−ｉ月の、Ｉｊ域の信号の
欠落部分に対す２）直線補間の誤差の絶対レベルカ犬キ
＜なり−そのにめに、ハルス性卸音の存在期間における
希望（、；′ｒ、；の信弓θ）欠落１１１！分ｅこ対す
る直線補間が良好に行なりｉｔ難いということが問題と
なる。 すなわち、プリエノノγ／スさノ′シ１こ詞−ディオ信
号を変調信号として作られたＦＭ＄情号に、かルス性雑
音が混入されている状態の信号をＦＭ復調することによ
って得られに２−ゾイオ信＋：）は、当然のことながら
それの高域の信号成分やパルス性雑音などが、低域の信
号成分に比・′・てノリ自−７ファ／ス特性に従−１て
強調されていイ、ものとな１．ているが、そのように周
波数が、ｒ６　（ｆ、ｃろのＶＣＣ１０て娠幅が大きく
なるように強調されているオーディオ信置が、第５図示
のような構成のパルス性雑音の低づ瓜装置へ人力オーデ
ィオ信妥として供給され１こ場合には、高域の信号成分
σ）レベルが高い１こめに、加算信置Ｓ、の波晶値も大
きくなり、高域の信号成分に対中ろ直線補間の誤差の絶
対レベルが大きく１Ｃっで、出生音生に聴感上で問題と
なるような雑音が生じろ。 」二記の問題点を解決しようとするのに、入力端子１に
供給すべき人力オーディオ信号として、例えば、ティー
Ｌンファ／ス回路を通してデ仁丁−ノファ／スされた状
態のものが用いられるようにした場合には、人力オーデ
ィオ信月中に混入されているパルス性雑音が、１１１７
７７７１回路においてデイエンフアシスされろことによ
り波形がなまってり、　ｆうために、デイエンフアシス
されろ以前のパルス性雑音に比べてパルス性雑音の存在
期間が長いものとなり、したがって、既述した理由によ
ってこの場合にもパルス性雑音カ存在期間における希望
信号の信号の欠落部分に対する直線補間が良好に行なわ
れ難くなイ）σ）でル、Ｚ）。 そして、オーディオイ計唇がノリイノノ、・ノスされて
いる状態の・ものとプｆさｔＬ−’Ｃいイー場合σ）例
よしては、ＦＭ放送受信機におけ７１　ＦＭ復調器から
の出方信置−テレビジョン受像機にお（ｊイ）１１声復
調情死、その他−音声信号が周波数変調波として伝送、
ｂイ）いは記録されている場合におけろＦＭ復調器から
の出力信号などを挙げることができイ）が、こθ）Ｊ：
うにプリエンノアノスされている状態の２−ディオ信号
が、既述したようなパルス性Ａ（Ｉ邑の低減装置面へ、
それの入力信号として供給さ！シく）ようｅこなされろ
ことは、例えば各種の車載型θ）電子機器Ｖこおいて必
要とされるのであり、し１こかって、前記したような問
題点に対する解決策が要望されてぃ１こ。 （問題点を解決するための手段） 本発明は、プリエンノーｆ／スされてぃイ）入カ詞−デ
ィオ信号中にパルス性雑音が存イｉＥ　してぃＺ）期間
における希望信号に対して直線補間動作な行なう回路部
分に与えられるべきオーディオ飢）−）が、プリエンフ
ァンスされているオーディオ信翼な略々出生σ）対象と
されている周波数帯域−の信置に対してディー１−ンフ
ァ／ス動作を行なうことができるように構成されている
第１の１１１７７７７１回路を通すことｆより、銘々肉
牛の対象とされている周波り帯域におけろ周波数特性は
平坦で、かつ、前記に１こ略々−出生の対象とされてい
る周波数帯域よりも、］■、い周波数帯域では依然とし
てノリエンノｆ／ス特性に従った周波数特性を有してい
るよう７ｃオ一デイオ化号となされていイ）ようにする
ことｋｉ：、！：す、ｐ１生の対象とされている周波数
帯域におげ２）信号の欠落部分に対して直線補間動作が
行ｔｃわＪまた際に、補間誤差の絶対レベルが小さｔｃ
ものとなされ、ま１こ、・くルス性雑音の波形がなまら
７ｃい状態で所要の信号処理が行なわれるようにして、
前述１−　ｒ、１問題点が解決されるようにし１こもの
であり、さらに、前記１，１こ銘々肉牛の対象とされて
い　　−ろ周波数帯域よりも高い周波数帯域以上の周波
数帯域に対してディエンファシス動作を行なうことがで
きろように構成されている第２のディエンファシス回路
を介して出力端子に送出されろ出力信置は、前記した第
１．第２θ）デｆ１ツノーｆ／７．回路のディエ／ファ
／ス唱″Ｐ１θ）総合＃！Ｊ＋″１がノリ１−７フアシ
ス特性ｆ対ｌ−て相補的ｔＩ：デｒ・−７ノアメス特件
となされていることｋｃ　、１：す、ツリー７・ツメ／
ス特性ｖｃ対して相補的なティ１７ノア／人市件を有す
る１個のディ・−７ノ、ｆ／ス回路を用いｆご場合と同
様ｔｃオーディオ信号となさｉ’＋、　７＋ように１−
てぃろのであ２）。 （実施例） 次に、添付図面を参照して本発明σ）かルス性４１ｃ音
の低減装置の具体的ｔ[71] The terminal voltage value is shown according to the voltage value of the signal transmitted to the signal transmission line. In addition, in the above state in which the input audio signal S is not mixed with Parno noise, the output terminal of the variable constant current circuit VC is connected to the output terminal of approximately zea ohms via the switch SW which is in the OFF state. The first one has extremely low output impedance as
The amplifier A1σ) is connected to the output side of the amplifier A1σ) and is connected to the variable constant current circuit VC from A) to the variable constant current circuit VC via the terminal 5d.
If a current is generated at the output side of the first amplifier A1 having a low output impedance of about 7C, and is output from a variable constant current circuit with a high output impedance, the voltage generated is not much. ;C is smaller than σ) and 1ε, so the current generated by the variable constant current circuit VC or C- is from the first amplifier A1 to the second σ1'1 width 3: 4 A,,'--(li16.0) 4'4, there is no way to give a hindrance to the desired signal to be transmitted. It's a signal section σ indicating the signal 1 novel.゛na1l)1
There is no such thing as 1). (2) The output 4.tH8゜ can be supplied as is to the constant current circuit VC. . Next, the input audio from the other station S1 is mixed with russive noise, and in one case, it is pulsed 'AV? , ; The control signal S2 is issued in correspondence with the period in which NI-N3 is occurring, and the 1, 1 and 2 SWs are turned off during the period in which the control signal S2 is at a high level. Said 1-f 7, Inona S
When W is set to A, the terminal electric terminal J is turned off and the above-mentioned switch SW is turned off. It is held as 0+ and ・le when the belief is (when). In addition, in this state, the terminal 5d of the variable constant current circuit VC is connected to the signal S. The variable constant current circuit VC has a polarity C of a signal S given to a terminal 5d.
Accordingly, a 11L current is output from the IX pole (/1, and a constant current value σ corresponding to the signal at the output terminal), thereby charging the charge storage 1-1 node → node C. . And A
The charging operation for charge storage C/denosa is performed during the period when pulse noise is occurring, and the voltage at the terminal C increases linearly. However, at the moment when the pulse noise is no longer mixed in, the control signal S2 becomes low level and the switch sw is turned on. It is instantly discharged by the output impedance. The variable current circuit VC is supplied with a signal to the terminal 5d,
- That is, it is driven by a signal S that has the slope information of the desired signal at a polarity and a constant confidence level, so that T
A current of this polarity and a constant current value is caused to flow into the two-inch capacitor C for charge storage, and the terminal voltage of the capacitor C is changed to the signal four.
S, ni(1i, -sho(ha1.1si1shiruro small signal section iX,; station pole +11 i1J"r-!l/,
LE f'c When the voltage at the terminals of C is increased, the inflow of current from the current circuit VC increases. / Denori Cθ) 4A voltage is when the switch SW is in the 8 position.
F41. / =71. Therefore, human power λ(i
; -Contamination with F48H (, Muni,.../LS noise period and Z) (-VC'-l in the issue: U fko1,1
It is clear that the missing lip θ) is well linearly interpolated by the signal correction circuit 5θ) above, and the signal 81. Haharai 1
No. 4 & C near (IJ, those with l-r waveforms). In Fig. 2, f is a correction signal for linear interpolation in the compensation circuit 5, which outputs the correction signal for linear interpolation as a solid line, and produces a state in which there is no linear noise. ) The desired +4 waveform is shown in the dotted line in Figure 2. θ)f is an explanatory diagram that makes it easier to understand the operation. In the actual θ) operation, the signal is corrected. The circuit 5 outputs a signal S3 such that θ" c f/C is smaller than that shown in FIG. In the KL= reduction device, the signal S3 is passed through the differentiating circuit 0 (
From the differential circuit 6, the output signal S, etc. At the same time,
Generate a differential (F signal S,
According to the slope jFt information ic of the desired emotion included in the above differential differentiation of f-j8s4, the desired E number σ' + i;
M-line interpolation is performed] 1-a) 2) This already proposed θ) pulse noise reduction device is mixed into the human-powered audio system, and 1-a) pulse noise is t and c are also set to σ) so as to indicate a significantly short existence period compared to the period of the desired signal. Linear interpolation for the missing part of the cow-jiro signal in 111 for existence le is done well/:
However, it is not possible to effectively perform the pulsed 4L sound in the 6/C condition, which makes the auditory sense unnatural. 4 -J-'a) If the period of pulse noise is of IC length that is negligible with respect to the period of the audio signal,...Luno, 1/1 The problem is that the signal loss 'fil' between the sound A and I and the target line drawing is performed well and becomes tc, and the problem is that the above The problem is that Calus 1'1-%
(Kat θ) Even if the 4 periods are the same, the pulse has 1
The frequency of Kibo Shinga in the part where one sound is mixed is lil!
1 (iI:f here &C, pulse noise σ) existence period Ib desired A1; +4 period jυ1/11- is relatively long A) That means C, desired signal V) A) For the frequency components of the crystal region, make it so that it goes to the line where 9f7-, +- linear complement 111 is done.
4). Figure 4 is Figure 1 (Figure 3) UC small tl, tii)
The previously proposed pulse-like noise θ) surrounding equipment (j) does not explain the problem 1). A, N force, residence (;-j It is a waveform diagram of a signal showing the operation of the proposed device,
A in Figure 4 is in the human power audio trust, so! 1σ)1.
A balloon showing a period of existence close to /4 times jul&c, (
This is an example of the waveform of the human audio signal SIo'N in the state where L: I input signal is mixed in. Also, b in Fig. 4 shows the waveform of the input audio signal S, and the pulse noise N mixed in it.
The rut control signal S generated from the control signal generation circuit C8G in the circuit arrangement shown in FIG. 1 (FIG. 3) corresponds to the period of
2, and C in FIG. 4 is the differential signal S4 output from the differentiating circuit 6 in the circuit arrangement shown in FIG.・This is a waveform diagram that commonly shows the signal S output from the circuit 7, and d in FIG. 4 shows the signal S having the waveform as shown in C in FIG. FIG. 1 is a waveform diagram of the output signal S3 sent from the terminal 5b of the signal correction circuit 5 to the output terminal 8vc when supplied to the terminal 5d of the signal correction circuit 5 in the circuit arrangement shown in FIG. As is clear from the waveform diagram shown at a = d in FIG. , the period of pulse noise mixed into the input audio signal may be nearly 1/4 of the period of the audio signal.
A) and... 74 dimensions of the lack of monks in the period of Rusu matter 'Ar' M, interpolation 0) state? Please refer to Figure 2 for the fact that 11 shown for reference in d in Figure 4 will not be as shown in the dotted line, but will be as shown in the solid line in d in Figure 4. This is clear from the description of the circuit arrangement shown in FIG. 1 (FIG. 3) and the circuit operation of the previously proposed device. In other words, in a circuit layout pattern (i"<0.) in FIG. 1 (FIG. 3), the L input audio (u S, If the desired symbol is mixed with pulse noise N having an existence period of 4 to 4 periods V (from is the peak position of (6 or C outputs from the differential circuit at the Kth point where the slope at the time l extraction of the H number is 0)) 1. The period σ) of the pulsed noise in the output signal S is defined by cVC in FIG.
[0, therefore, the signal correction circuit 5
If slope information is not given to G, interpolation G for signal loss in the part of the input audio signal S1 mixed with noculus noise N, as shown by the solid line in d of FIG. The input audio (SO8°σ) signal level at the beginning of the signal is maintained for 1/4 period of the desired signal. Input side - be mixed into the audio signal (even if the start of the period of existence of the pulse noise is at the peak position of the desired signal, the period of existence of the pulse noise is compared to the v4 period of the desired other layer) - If the signal level of the desired signal during that period is kept at the peak value of the desired signal, this state will be difficult for the missing part of the signal during the period of response noise. The effective tc linear interpolation is σ), but if the existence period of the 5-pair noise N is long as shown in FIG. 4a, as described above, the first The previously proposed system has the configuration shown in the figure (Fig. 3).
The pulseless noise reduction device cannot perform good linear interpolation for the missing portion of the signal σ) during the pulse noise σ) period. 1. In explaining the problem with reference to FIG. 4, it is assumed that pulsed kl white t is mixed into the L portion from the peak position of the desired signal to approximately 1/4 period of the desired 15 months. Taking as an example the case where L is mixed with the desired signal 1, 4 t, c, the mixing position of the pulse noise mixed in with the desired signal 1, 4 t, c is different from the above on the waveform of the desired signal, 7. However, hope 4. If the interval is long, the slope information contained in the differential signal output from the differentiating circuit 6 - station S may be insufficient 7ic or 7c. , the presence of pulse noise in the desired signal 4411 VC (a) In the missing portion of the signal, the linear interpolation of the signal is in an inappropriate tc state. The present applicant's association U has proposed a device for reducing pulse characteristics that can solve the above-mentioned problems in the previously proposed device for reducing pulse nature M￥f shown in FIG. In FIG. 5, the same components as those in the pulse noise reduction device shown in FIG.
The same drawing symbols as those used in the figures are attached [, 2). In Figure 5, ■ indicates that pulse noise is mixed in (b)
Input terminal of Im Rock S1, 2 is delay circuit,
A'
-], from this control signal generation circuit C8G, the human audio signal ``13Slvc'' is mixed.
82 will be generated. In FIG. 5, the delay circuit 2, the signal correction circuit 5, the first-order differentiator circuit 6, and the normal halt circuit 7t (which will be explained with reference to FIG. 1 (FIG. 3)) are constant pulse noise reduction devices. Delay circuit 2 - signal correction circuit 5, differentiation circuit 6
, sample and hold circuit 7, etc., and each of these components will be described in the description of the pulse noise reduction device shown in FIG.
The structure and operation are explained in detail. In FIG. 5, the signal S, which is sent from the terminal 5b of the signal correction circuit 5 to the output terminal 8, is set as follows: ) ray, the differential circuit (](1st order 1
−Ij is input as a differentiated signal to the next subpath 6), and the VC− signal level is set to a predetermined value.
Installed f' fi,! tf is also given as a differentiated signal to the second-order differentiator circuit 11 via the second level setter 10. ．． . As mentioned above 1. Output from the 211th order fine circuit 6: l'L 7.
, Z lθζ differential signal S41 and the second-order differential signal S42 outputted from the second-order differentiator circuit port are added in the adder 12 by −4 and 2, resulting in an addition 18 S4
So 4I becomes 5. -〇〇Addition 1. j C] S is 1 in state 90 degrees advanced with respect to the differentiated signal S3.
The second differential signal M S, , and the differentiated signal S, ilc
The state in which the phase is advanced by 180 degrees with kJ l- θ) By adding the second-order differential A 5 columns 842 and σ), the relationship between frequency and phase shift angle changes to the required change characteristic between 90 degrees and 180 degrees. It is said to be ``to show'', U/C. Figure 6 shows that one pulse mixed in the desired signal train I/C and the human input signal S has a period of IOf]-v microseconds. At some point, the signal correction circuit 5 outputs a signal S, in which the missing part of the desired signal that occurred during the existence of the Halsian miscellaneous person has been linearly interpolated well by the signal correction circuit 5. 2) Addition signal S4
It shows the frequency vs. phase shift angle characteristic of 1. What kind of frequency vs. phase shift angle characteristic (eE) (frequency vs. phase shift characteristic) should be added to the summed signal S is determined by the desired frequency that occurs during the existence period of pulse noise. I would like to have good linear interpolation for missing parts2)
It is determined depending on how long the period of existence of the pulse noise is, or the frequency range of the desired signal for which linear interpolation is to be performed well. 7. Similar to the input audio signal S1 shown in the waveform diagram a of FIG. 4 described above, FIG. ) The period of existence of the pulse noise is 1 to 4 of the desired signal.
Even if the signals are close to the period, the device of the present invention adds each output signal from the first-order differentiator circuit 6 and the second-order differentiator circuit 11 to n,'A:4+z and adds t9[-t-Kabao Monk S , the phase is advanced by 90 degrees from the desired signal by 1, +/)i'5i, and a) is obtained, the warpage becomes, and it is given to the Nordholt circuit 7, and the result is Rinonor,1, -Nosi,1. The output from circuit 7 @S will be described later. A) Benefit () Limiting circuit 13 I+
"(Ju K'X") to the terminal 5d of the signal correction circuit 5 through
- In particular, , J: From the signal correction circuit 5's l'ilA completion 5b (-1,...signal loss during the existence period of nine-dimensional noise i, the difference between linear interpolation and signal is obtained 2
) without further explanation A) f, knee θ) waveform diagram, and Figure 7 σ) a is the waveform of No. 16 of ``Manual audio with +/l external RN mixed in'' ( Yes, MaTko, 7th
b in the diagram is control! ) The waveform 1 of S2, C in FIG. 7, is 140 degrees ahead of the desired signal.7. , L: The waveform of the added signal S which has been added and the output signal S5 from the hole 1 circuit 7. 8Vc output ba) 1a)i'tA ”i
b3θ) waveform diagram. Figure 5 shows the waveform diagram of a = d in Figure 7, which was used to explain the operation of the pulse top 1 shoulder 1.14θ) surrounding area device island, and the waveform diagram of pulse nature maintenance shown in Figure 1. As is clear from a comparison with Figures a to d of Figures 9-1 used to explain the operation of the area device, the device shown in Figure 5 can perform linear interpolation better than the device shown in Figure 1. Among them, 1.1 Even when pulse noise N having such a long existence period is mixed into the input audio signal, linear interpolation for the missing part of (No. 8) is performed well during the existence period of the pulse noise N. Therefore, according to the device shown in Figure 5, the first
The above-mentioned problems of the illustrated device are successfully solved. By the way, it is well known that the amplitude or peak value of the output signal from a differentiating circuit increases as the frequency of the signal to be differentiated becomes uglier.Also, even if the signals to be differentiated are the same, the differentiating circuit is quadratic. It is also well known that in the case of an image dividing circuit, a larger differential signal is applied to the differentiating circuit than in the case of a primary image dividing circuit. By the way, in the apparatus shown in FIG.
Contains the slope information required for linear interpolation so as to obtain: A, -: >÷8. is supplied to the signal correction circuit 5 (IiCl). , therefore, differentiated-2)8. of,! 5 area θ) Input: The component is differentiated and the output is 41.
= s has a large peak value, and therefore has the same waveform as Jinto 84. The signal Rs, which is given to the terminal 5dK of the signal compensation circuit 5, is sent to the signal correction circuit. 5 in l
When dynamic interpolation is performed between the l'j line and J1 A, there is an 'IF-3\ for linear interpolation in the part VCZ that exceeds the linear interpolation part, i.e. , Supplement 1
4- An output signal S3 with an error appears, which causes noise in the world.
Especially lI:I. 2) Pc in the device (jroli#!j
The lr+1 limiter circuit 13 is a solution to the above problem. 4. Wave 1 of river S: Even if the value of i increases and the output signal S5 increases, f' is determined and fixed so that it does not exceed the magnitude of 1. The magnitude of the output signal S5 of the output signal S5 from the output circuit 7 is limited so that it is supplied to the terminal 5d of the signal complement circuit 52). The lines CI and -CL shown at C in FIG. 71 are from the gain limiting circuit 13 described above (the limit values of S and Bell are exemplified).As the gain limiting circuit 13 having such characteristics, For example, a slicer of known configuration can be used. By providing the gain limiting circuit 13 as described above between the Sansolpoort circuit 7 and the signal correction circuit 5, noise due to excessive linear interpolation that may occur in high-frequency, large-amplitude signal components is eliminated. The occurrence of this can be effectively suppressed. (Problems to be Solved by the Invention) As mentioned above, according to the pulse noise reduction device having the circuit layout shown in FIG. Even if it is rumored to have a long existence period close to 1/4 period of the input audio signal, the missing portion of the desired signal during the existence period of pulse noise can be linearly interpolated well.
The human-powered audio signal supplied to the input terminal 1 is in the state where it is being turned on and off, and the human-powered audio signal is input to the human-powered audio signal.
++ range θ) A5 component and... Lusty noise etc. are emphasized compared to the signal component in the 1 range due to the predetermined peripheral gauze characteristic. , pulse noise θ) Missing part of the signal of the wishing monk between Inno and 4101, 4! JVc existence (2) Absolute level of linear interpolation error for the missing part of the signal in the Ij region in month I - Therefore, the hope (,; 'r, ;'s Shinkyu θ) Missing 111! The problem is that it is difficult to perform linear interpolation for the length e. In other words, it is obtained by FM demodulating a signal in which causal noise is mixed into the FM$ information signal created using the Prienonoγ/Susano'shi1koji-dio signal as a modulation signal. 2-Zoio signal +:) Naturally, its high-frequency signal components and pulse noise are compared to low-frequency signal components. It is emphasized that 1. However, an audio signal in which the frequency is emphasized so that the amplitude of VCC10 of r6 (f, In this case, when the level of the high-frequency signal component σ) is high, the wave crystal value of the addition station S also increases, and the signal component σ) is supplied to the device as a human-powered audio signal. If the absolute level of the linear interpolation error is large at 1C, noise that causes problems with hearing will occur in the raw sound. In order to solve the above two problems, the human audio signal to be supplied to the input terminal 1 is, for example, a digital audio signal that has been passed through a digital interface circuit. In this case, the pulse noise mixed into the human-powered audio signal is 1117
The de-emphasis in the 7771 circuit causes the waveform to become dull and distorted, so the period of existence of the pulse noise is longer than that before the de-emphasis. Also, it is difficult to properly perform linear interpolation for the missing portion of the desired signal during the pulse noise presence period. Then, if the audio meter is in a state where it is nosed, then σ) For example, in an FM broadcast receiver, 71 How to output from the FM demodulator Trust - 11-voice demodulation to the television receiver, etc. - Audio signals are transmitted as frequency modulated waves,
b) In the case of recording, the output signal from the FM demodulator can be cited as a), but this θ)J:
The 2-dio signal in the preennonosed state is transferred to the pulse reduction device of A (I) as described above.
Feed it as an input signal! This is required, for example, in various in-vehicle electronic devices, and therefore, there is a need for a solution to the above-mentioned problems. child. (Means for Solving the Problems) The present invention provides a method for detecting a desired signal in a pre-ennounced period when pulse noise exists in an input signal. The audio frequency to be applied to the circuit section that performs the linear interpolation operation is approximately equal to the pre-enhanced audio frequency (σ) relative to the frequency band of interest. - By passing through the first 11177771 circuit configured to be able to carry out the Roughly speaking, the frequency band that is higher than the frequency band targeted for birth was designated as 7C O-1, so that it still has frequency characteristics in accordance with the Norienno f/s characteristics. teii) to do it:,! 2) A linear interpolation operation is performed for the missing part of the signal. Also, when the absolute level of the interpolation error is small,
The desired signal processing is carried out in a state where the waveform of the cursive noise is rounded.
The above-mentioned problems 1-r and 1 are to be solved, and furthermore, the above-mentioned problems 1-r and 1 are all aimed at beef cattle. The output signals sent to the output terminals via a second de-emphasis circuit configured to perform an emphasis operation are the same as those of the first de-emphasis circuit described above. 2nd θ) de f1 horn f/7. Di/F/S of the circuit ``P1θ) Comprehensive #!J+''1 is made into a complementary tI:Der・-7 Noah Mess special property with Nori 1-7 phasis characteristic f vs. kc, 1: Su, Tree 7 Tsume/
Using one di-7no, f/s circuit with complementary T17no/person characteristics to vc, we can create a tc audio signal as in the case of f, i'+, 7+ and so on. −
2). (Example) Next, with reference to the attached drawings, specific examples of the present invention σ) and the 41c noise reduction device will be described.

【内容に１）レビＣ肝＋ｒ１１１
に説明する。第８図は本発明のバルノ、件４ＶＣ３ｙ）
囲域装置の一実施態様のプＩＪツク図であ、ビＣ１この
第８図において、遅延回路２の出力側と信居袖１ト回路
５の入力端子５ａとの間に接続されてぃ２．第１のディ
エンファシス回路ＤＥ、と、（ａ　Ｈ補１１−回路５の
出力端子５ｂと出力端子８との間に接続されている第２
のデイエンファ／ス回路り鳴とを除く他θ）（１ｑ成部
分は一既述した第５図に示すパルス付賄、盲の１成域装
置と同じである。 第９１メ１は、オーディオ信号に対して施こされてい４
・ノリ：・−ノファ７ス特性の一例を示す曲線図であり
、まｆこ、第１０図は、第９図に示されているようｌＣ
ノ゛リーＬンファ／ス特性に従ってプリエン７−γ／ス
されているようなプリｊ−ンフ了ンス特性に従ってノリ
１ノノ／スされているオーディオ信号をディー１−７ノ
アンスするのに用いらノシる一般的なテイエノノ了／ス
回路のデイエンファ／ス’１４示す曲線図であって、こ
の第９図示のクリエンファ／ス將性と、第１０図示のデ
ィエンファシス特性とは相補的な特性のものとなされて
いる。 第１１図は、第８図に示されている本発明のパルス性雑
音の低減回路において使用されている第１のデイエンン
ア／ス回路ＤＥ、と第２のディエンファシス回路ＤＥ２
との周波数レスポンス特性曲線図であり、この第１１図
中の曲線ＤＥ、は第１のディエンファシス回路ＤＥ、の
周波数レスボノス特性曲線を示し、また第１１図中の曲
線ＤＥ２は第２のディエンフ了／ス回路ＤＥ２の周波数
レスポンス特性曲線を示しており、第１１図中の２つの
特性曲線ＤＥ、　、　ＤＥ２の総合特性は、第１０図Ｖ
こ示されていイ）デ〔ｉンンア７ス特性と一致十ろもσ
）でル〕イ）。 すなわち、第８図中の第１のデｆ【−７ノアンス回路Ｄ
Ｅ、は、第１１図中の曲線ＤＥ、に示さＪド（い′Ｚ）
ように、周波１ｉｆｅよりも低い周波シタ帯域において
は平坦な周波敬！／スボ７ス％　１１１・イｒ　ｆＪ’
　して」、・す、上１こ、周波数ｆｃから周波数ｆｅｌ
ｔ：Ｌでυ）間は−ｕ−１（Ｈヌ１に示されているテイ
エノノｆ／ス′侍１′Ｕ・曲線と同一な傾斜で下降する
ような特１１を示し、さらに、周波数ｆｃｈよりも高い
周波数帯域では平坦な周波数レスボノス特性を有するも
のとｌｃイ）ように構成されている。 まＴこ、第８図中の第２のディ１／ンγ／ス回路ＤＥ２
は、第１１図中の曲線ＤＥ２に示されてし）イ）ように
、周波ｅｆｃｈよりも１氏い周波数帯域におい−Ｃは、
平坦な周波数レスポンス特性なイ］しており、マｆこ、
周波数ｆｃｈよりも高い周波数帯域Ｖこおいては、第２
図に示されているデイエ７ノ、・／ス特性曲線と同一な
傾斜で下降するようｌ〔特性をイＪすイ）ものとなるよ
うに構成されている。 ］−１ごかつて、第１！７）ディエンファシス回路ＤＥ
。 と、第２のディエンファシス回路ＤＥ２とプバ、オーデ
ィオ信号の伝送路中に縦続的に設けられている第８図に
示すパルス性雑音の低減装置において、オーディオ信号
に対して与えられるディエンファ／スは、第１１図中の
曲線ＤＥ、と曲線ＤＥ２にそれぞれ示さｉｔでいる特性
を総合し１こ特性、すなわち、第１０図に示されている
ディエンンア／ス特性曲線に従っ１こものとｔ、ｃろ。 第１．第２のディエンファシス回路ＤＥ、　、ＤＥ２の
特性曲線ＬＩＥ、　、ＤＥ２を示す第１１図において、
周波数ｆｃｈは出生の対象とされる周波数帯域の最茜周
波ｉ　（＝Ｊ近の周波数値に選定されるのであり、し１
こがって、第、８図示の本発明のパルス性雑音の低減装
置の入力端子■に供給され１こブリエンファノスされて
いるオーディオ信号は−それに遅延回路２によって所要
の時間遅延が与えられた後Ｖｃ−第１のディー」−７ノ
アンス回路ＤＥ、を通されることにより、出生の対象と
されている周波数帯域については周波数特性が平坦なオ
ーディオ信号（出生の対象とされている周波数帯域に−
）いてはディー＋７ノ了／スされている状態のオーディ
、ｔ　イｓ　−ｐａ　）と／〔されているとともに、出
生の対象とさＪドＣい乙１周周波９帯域よりも上の周波
数帯域Ｉｆ？：　Ｑい−Ｃはノリ１ノノア／スされてい
る状態の信＋１として、仁児袖＋Ｅ回路５の入力端子５
ａに供給されＺ）ことＩｔＣ’／：ｃろ。 し１こがって、信号補正回路５、第１σ）１／・・〜ル
設定器９、第２のレベル設定器１０５加：Ｓａ器１２．
ザ／プルボールド回路７、利イ４）制限回路１：３など
の各構成部分における既述し１こような動作によ１．て
行ｔＣわれろ希望信置の信号の欠落部分に×・１すイ）
直線補間は、自生の対象とされる周波シ帯域以内の（ｉ
Ｈ岩酸成分平坦な周波数特性を有−４−ろく、θ）であ
ろ１こめに、第５図に示す・ζルス性雑看の倣減装置ｌ
／ｃついて説明しＴことおりに良好に行なわれイ、こと
は既述Ｌ１こところから自明でル）イ）。 また、化層補正回路５σ）出方鼎１子５ｂから出力され
る出力信属において、自生θ）×」象とさ７１イ・周θ
支数帯域以上の周ｅｈ帯誠に存在ず２）ハルス１／目イ
イ冨の成分は、依然としてノ°リーＪ−７ノＴ／スされ
１こ状態とｔｃされてい２）から、パルス性雑音の波形
がな庄２．　、ｌ：つなことが１（＜、しＴこかつてパ
ルス性雑音σ）存在期１Ｂ５が拡がイ）こともなく、希
望信号の信号の欠落部分に対する直線補間は良好な状態
で行なわれるのである。 信号補正回路５の出力端子５ｂと出力端子８との間に設
けられ１こ第２のデイエンファ／ス回路ＤＥ２は、Ｌ　
公補ＩＪ二回１烙５の出力端子５ｂから出力され２】出
力化Ｊｆ４ｖこおげろ出生ｆ）対象とされろ周波む帯域
以上の周波数帯域についてディーＬノノア／スを行／［
って出力端子８にはもとのオーディオ信号が出力さＪし
ろのである。 （効果） 以上、詳細に説明し１こところから明らかなように、本
発明のパルス性雑音の低減装置は、パルス性雑音の混入
し１こ期間に、単に伝送系の利得の減衰を行なうように
したり、あるいはパルス性雑音のＩｔＪＪ　間中の信局
レベルを、パルス性雑音の直前の情異のイ昌嬰レベルに
保持するようにし１こすして、パルス性雑音の低減を図
かるようにしＴこ既述しアこ従来法によるパルス性雑昌
θ）１浅域装置とは異／Ｃす、パルス性雑音σ）期間で
／−１，じイ、（、−ｉ目θ）欠落Ｃね補間も行なわれ
ろ１こめに、聴感的に小自然さを起こすことなくパルス
性の雑音の１人減な効果的１ｉ（−’（１八うことが可
能であり、土ｆこ、欠落情シ１θ）補間（／１ｆ、二め
の回路構成も簡単な）′す【Ｊり回路て実現てきイ）ｆ
こめに、低コストで性能の優れ１こ−４−−−ｊイ〕（
幾２Ｋを容易に提供することができくり。 よ１こ、本発明のバルスゼ１′４１呂θ）低減装置□ｉ
Ｉ、　！’、１ニー・・ルス性雑音の生じていイ）時間
Ｉ１１か狭い場合には勿論のこと、パルス性雑音の生じ
ていイｌ　Ｉｔ−’Ｉ’　ｌｌ　Ｉｌｌか広い場合でも
充分な補正効果か（ＶＦ　”−＋れ、さらＶこ、Ａ−デ
ィオイキ滑がプリエノノ−ｒ）人されてい２．場合に良
好な直線補間が行なわれ得プｃか−、た既提案装置にお
けろ問題点も良好ｖｃ解決できノー・のてあり、本発明
装置は自動車やオー１−バイｔｃとしこよるイクニツ／
ヨン雑音、電動機が内蔵されている化第機器から発生さ
れるパルス性４Ｍｆ昌、オーディオディスクに付着して
いる塵埃や喝なとて発生−４−イ）、１゜ノブ雑音、ビ
デオディスク０）信号欠落時Ｋｌ声信号に生じろ１・ｕ
７ノγウドυ）雑拮〜そσ）１也σ）・（パルス性べｆ
音の１１−に減に不ｊ効に用いイ）こと／ン・てき２・
０[Contents 1) Levi C liver + r111
Explain. Figure 8 shows the barno of the present invention, case 4VC3y)
8 is a schematic diagram of one embodiment of the enclosure device. In this FIG. ．． A first de-emphasis circuit DE, and a second de-emphasis circuit DE connected between the output terminal 5b and the output terminal 8 of the (a)
(The 1q component is the same as the pulse-assisted, blind 1-component device shown in FIG. 5 previously described. 4
・Nori:・- It is a curve diagram showing an example of the characteristic of the 7th phase.
A signal used to de-amplify an audio signal that has been pre-amplified according to a pre-amplification characteristic, such as a pre-amplifier that has been pre-amplified according to a pre-amplifier characteristic. This is a curve diagram showing the de-emphasis/s'14 of a general output/switching circuit, in which the de-emphasis characteristics shown in FIG. 9 and the de-emphasis characteristics shown in FIG. 10 are complementary characteristics. being done. FIG. 11 shows a first de-emphasis circuit DE and a second de-emphasis circuit DE2 used in the pulse noise reduction circuit of the present invention shown in FIG.
The curve DE in FIG. 11 shows the frequency response characteristic curve of the first de-emphasis circuit DE, and the curve DE2 in FIG. 11 shows the frequency response characteristic curve of the second de-emphasis circuit DE. 10 shows the frequency response characteristic curve of the /s circuit DE2, and the overall characteristics of the two characteristic curves DE, DE2 in FIG.
This is shown a) σ which matches the characteristic of
). That is, the first def[-7 noance circuit D in FIG.
E is Jd(I'Z) shown in curve DE in Figure 11.
As such, in the frequency band lower than the frequency 1ife, the frequency is flat! /subo7s% 111・ir fJ'
",・su, the first one, frequency fc to frequency fel
t:L at υ) exhibits a characteristic 11 that descends with the same slope as the -u-1 (Teienono f/S' Samurai 1'U curve shown in H Nu 1), and furthermore, the frequency fch It is constructed so that it has a flat frequency-responsive characteristic in a frequency band higher than 1. The second di1/ins γ/s circuit DE2 in FIG.
is shown by the curve DE2 in FIG.
It has a flat frequency response characteristic,
In the frequency band V higher than the frequency fch, the second
The curve is constructed so that it descends at the same slope as the characteristic curve shown in the figure. ]-1 Previously, 1st! 7) De-emphasis circuit DE
. In the pulse noise reduction device shown in FIG. 8, which is provided cascaded in the audio signal transmission path, the second de-emphasis circuit DE2 and the amplifier are connected to the de-emphasis circuit DE2, which is applied to the audio signal. is obtained by integrating the characteristics shown by curves DE and DE2 in FIG. c-ro. 1st. In FIG. 11 showing the characteristic curve LIE, DE2 of the second de-emphasis circuit DE, DE, DE2,
The frequency fch is selected to be a frequency value close to the maximum frequency i (=J) in the frequency band targeted for birth.
Therefore, the audio signal which is supplied to the input terminal (1) of the pulse noise reduction device of the present invention shown in Figure 8 and which is being ampliconed is - after being given the required time delay by the delay circuit 2. By passing through the Vc-first dee'-7 noance circuit DE, an audio signal with a flat frequency characteristic for the frequency band targeted for birth (in the frequency band targeted for birth-
) is the audio in the state of being +7 + 7 / s, t is -pa ) and / [, and the frequency above the 1st frequency band 9th band is considered to be the object of birth. Band If? : Qi-C is the input terminal 5 of the Jinjisode+E circuit 5 as the signal +1 in the state where Nori 1 is being applied.
a is supplied to Z), also known as ItC'/:c. Then, the signal correction circuit 5, the first σ1/... - le setting device 9, the second level setting device 105 and the Sa device 12.
The/Pull Bold Circuit 7, 4) Limiting Circuit 1: Due to the above-described operations in each component such as 3, 1. In the missing part of the signal of line tC, please trust
Linear interpolation is performed using (i
If the H rock acid component has a flat frequency characteristic at -4-R, θ), then the ζ-Russian miscellaneous imitation reduction device shown in Figure 5 should be used.
/c will be explained and it will be done well as described above.It is obvious from the above mentioned L1. In addition, in the output signal output from the layer correction circuit 5σ) output signal 5b, natural θ)
Since the frequency band above the branch band does not really exist 2) the component of Hals 1/2 is still in the state of No. 1 and 2), so the pulse noise is Waveform Ganasho 2. , l: 1 (<, then the pulse noise σ) presence period 1B5 expands), and the linear interpolation for the missing part of the desired signal is performed in good condition. be. A second de-emphasis circuit DE2 provided between the output terminal 5b and the output terminal 8 of the signal correction circuit 5 is connected to the L
It is output from the output terminal 5b of the public support IJ twice 1 heat 5 and 2] output Jf4v Koogero birth f) performs D L nonoa/s for the frequency band above the target frequency band/[
Therefore, the original audio signal is output to the output terminal 8. (Effects) As is clear from the detailed explanation above, the pulse noise reduction device of the present invention simply attenuates the gain of the transmission system during the period when pulse noise is mixed. Or, try to reduce the pulse noise by keeping the signal level during the ItJJ of the pulse noise at the level just before the pulse noise. As already mentioned, pulse noise θ)1 by the conventional method differs from the shallow area device/C, pulse noise σ) period/-1, same, (,-ith θ) missing C Interpolation is also performed.It is possible to effectively reduce the amount of pulsed noise by 1i(-'(18) without causing any auditory artifacts, and to reduce the amount of missing information. 1θ) Interpolation (/1f, the second circuit configuration is also easy)
In addition, it is low cost and has excellent performance.
2K can be easily provided. Yo1ko, Barsuze 1'41roθ) reduction device of the present invention □i
I,! Is there a sufficient correction effect not only when the time I11 is narrow, but also when the pulse noise is wide? VF ``-+re, furthermore, A-dioiki slip is pre-e-no-r) 2. In the case where good linear interpolation can be performed, the problem in the already proposed device is also good. VC cannot be solved, and the device of the present invention can solve problems such as automobiles and O-1-by-TC.
Yon noise, pulsed 4Mf noise generated from a device with a built-in electric motor, dust and dirt adhering to the audio disc (4-a), 1° knob noise, video disc 0) 1・u occurs in the Kl voice signal when the signal is missing
7 no γ udo υ) miscellaneous ~ so σ) 1 ya σ)・(pulse characteristic be f
It is used ineffectively to reduce the sound 11-.
0

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図及Ｏ−第５′図は既提案θ）・・ノシフ、（引”
５ＫＩ＝’行σ）（氏政装（首の〕１３７２図−第２（
ン１１戸Ｊ’ｌｌスｌ及で〕ζ、■−７図は動作説、明
用０）波形図−第３１ス（″Ｌイ、；−旨有１’＋　ｆ
　回路及びそれの関連回路の一例構成σ）４、θ）θ）
＋１」１路図、第６図及び第９図乃至第１１１菌１．を
動１′１−説ｔす１））１σ）！１４丁４作ψ１ｊｉン
１、第、８図は本発明の・〜ルノ、性バ［ｈσ）１成域
装置σ）一実施態様のプｏ７り図−Ｑル、イ、。１１０
．入力端子、２・・颯遅延回路〜Ｃ８Ｇ・・：１１　ｊ
立上イ言児発生ＩＩ１．回路−ＤＥ、・・・第１σ）デ
ィ「ツノ了７ノ、ＩＩ！１路、ＤＩＥ、、・・第２のテ
イエンファ／ス１１１１路−：３　ノ；ルス慴雑音検出
回路、４　・・ζルス整形ｌｌ１１路、５　・イ言号補
正回路、６・１次像分回路、７・・・−′ノーツノｌし
＋ｔ；　−ル１−回路、８　出力端子−９、１，０・第
１．第２０）レベル設定器−１１・・２次像分ｌ１１１
貨’１−１）Ｌ・本１ｊイＱ　１ｌｉｌｌ　ｌ湯回路〜
ＶＣ・・可変定電流回路、Ｃ・市慴ｉ蓄積ノ４４′Ｊ／
デンザ、ＡＩ　＋　Ａ２・、・第１１第２σ〕塊幅器、
Ａ３．Ａ４増幅器、ＳＷ　、　ＳＷｓ・・・スイノプｔ
ｅｌ　Ｉ　　　ｔｚ・　　ｔ５・ ｔ２ｔｚ、　　　　　ｊ６ カ　　２　　口 第　　７　　図Figures 1 and O-5' are already proposed θ)... Nosif, (pull)
5KI='row σ) (Uji government attire (neck) 1372-2
11 J'll and] ζ, ■-7 is an explanation of the operation, for clarity 0) Waveform diagram - 31st ("L,; - it has 1'+ f
An example configuration of the circuit and its related circuits σ)4, θ)θ)
+1'' 1 route map, Figures 6 and 9 to 111 Bacteria 1. The dynamic 1'1- theory 1)) 1σ)! Figure 8 is a diagram of one embodiment of the present invention. 110
．． Input terminal, 2... delay circuit ~ C8G...: 11 j
Start-up speech development II1. Circuit-DE,... 1st σ) Di' Tsuno 7 no, II! 1st road, DIE,... 2nd end face/su 1111th road -: 3 ノ; Rusue noise detection circuit, 4... ζ 11 circuits, 5 - A word correction circuit, 6 - Primary image division circuit, 7...-' note +t; - 1 - circuit, 8 Output terminal -9, 1, 0, .20th) Level setter-11...Secondary image component l111
Currency '1-1) L・Book 1j iQ 1lill l hot water circuit~
VC: Variable constant current circuit, C: 44'J/
Denza, AI + A2...11th 2nd σ] lump width instrument,
A3. A4 amplifier, SW, SWs...Swinopt
el I tz, t5, t2tz, j6 Ka 2 Figure 7

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、プリエノノアノスされている入力オーディオ化％　
ＶＣ混入されているパルス性Ｎ廿を検出し、前記のパル
ス性雑音が生じている期間と対応するパルス中を有する
制御信号を発生させる手段と、人力オーディオ信号中の
パルス性雑音と対応して前記しＩＬ　ｍ！Ｉ　Ｉｄｌ信
号の発生手段で発生され１こ制？１１１１信目と５その
制御（８号と対応するパルス性雑音との間θ’ｌ　Ｌ’
ｊ間差に略々等しい遅延時間を有する遅延回路によって
５パルス性雑音を含む入力オーディオ４２号を遅延させ
ろ手段と、前記した遅延回路の出力信置を、略々自生の
対象とされている周波数帯域の信号に対してデイエノフ
ァ／ス動作を行なうことができるように構成されている
第１のディエンファシス回路に与える手段と、前記した
制御信号が動作のためのタイミング信置として供給され
ろとともに、入力オーディオ信膏中のパルス性雑音が生
でている期間におけ７）ｅｉ望倍信号傾斜′１Ｉ４ｉ報
を有する信号が供給されろことりこより、ハルス性雑音
の除去動作とパルス性雑音が生Ｃていイ、１υ１間にお
ける希望信号に対する直線補間動作とを行ないうイ）よ
うに構成きれ１こ信号補１１−回路にヌ・」シて前記し
１こｉｌのディエン７ア／ス回路の出力イロ号な−ｒ−
５え２゜手段と、前記の信号補正回路からの出力４ｉ　
４＝を、前記した第１のディエンノア／ス回路でティ、
・−７フアシス動作が行なわれている周波数帯域以上の
周波数帯域に対してディ二ノノア／ス動作を行フ、〔う
ことができる、ようＶＬｃ描成構成てい２）第２のディ
エンファシス回路を介して出力端子に送出する手段と、
前記の信号補正回路からの出カイ７３　”ＬＡを第１の
レベル設定回路を介して１次微分回路ｖｃＪ−ｉえ２）
とともに、前記の信号補正回路からの出力イロ号を第２
のレイｌ一般定回路を介して２次微分回路に与える手段
と、前記した１次微分回路の出力信号と２次微分回路の
出力信号とを加算しｆこ後に、前記した制御信号がサン
プリングパルスとして供給されているサンプルホールド
回路に与えろ手段と、前記の一す−ンノ゛ルボールド回
路σ）出力信号を利得制限回路に与える手段と、前記の
利得制限回路から、人力オーディオ信号にパルス性雑音
が生じている１４１１間における希望信号の傾斜情報な
イ１ずろ伯妥を出力させて、それを前記した信芸補正回
路に与えろ手段とを備えてなるパルス性雑音の低減装置
２　惰妥補正回路として、電荷蓄積用コンデンサに対す
る可変定電流回路の出力電流による充電動作がパルス性
雑音の生じている期間中だけに行なわれ、前記の期間の
終了時に瞬時に放電動作が行なわれるような構成のもの
を用い１こ特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音の
低減回路３　利得制限回路として、予め設定されｆこ基
準となる入カレベル以上のレベルに対してσ）み利得制
限動作を瞬時的に行ないうろように構成しＴこものを用
いＴこ特許請求の範囲第１項記載σ）パルス性雑音の低
減装置 ４　イ８侃補正回路として、出力インピーダンスが低い
第１の増幅器と、入力インピータンスの高い第２の増幅
器と、前記第１の増幅器から前記第２の増幅器への情芸
伝送路中に設げらＩＴてい−Ｃ、パルス性雑音が生じて
い７）Ｅｌ１間中間中化−目伝送を遮断させろスイッチ
回路とを１＋ｉｉｉえていく・とと４、ｖτ−パルス性
雑音が生じていイ）期間におげ２）希望イ＾Ｈの傾斜情
報を有する信月匠より出力電流値が定められろ如くに動
作する１３Ｊ変定電流回路の出力ｆｌｌｌｌと電荷蓄積
用コンデンサとが、前記しｆこ第２υ）工・１η幅器θ
）入力側に接続されてｔｃろものを用いて／Ｃろ特許請
求の範囲第１項記載の・ミルノ性４イ［片θ）低減装置
直 ５、　可変定１Ｌ流回路として〜ぞｉｌに対ずイ・人力
イａ号の信号レベルに応じ電流値か設定され、まｆこそ
れに対する入力信号σ）極州に応に１こ極（１の定電流
出力が得られるように構成さ）１ていイ）ものが用いら
れている特許請求の範囲第：３項ｉ［：載σ）ハルス性
雑音０）低減装置[Claims] 1. Input audio conversion percentage that is pre-en-no-anosed
means for detecting the pulsed noise mixed in the VC and generating a control signal having a pulse period corresponding to the period during which the pulsed noise occurs; Above IL m! I Is the Idl signal generated by the means for generating it? Between the 1111th signal and 5 its control (between the 8th signal and the corresponding pulse noise θ'l L'
means for delaying the input audio signal 42 containing 5-pulse noise by a delay circuit having a delay time approximately equal to the difference between means for applying the control signal to a first de-emphasis circuit configured to perform a de-emphasis operation on a signal in the band, the control signal being supplied as a timing signal for the operation; 7) During the period when pulse noise is generated in the input audio signal, a signal having the ei multiplier signal slope '1I4i signal is supplied. The output of the 1-coil de-energization circuit is constructed as follows: Iro-go na-r-
5e2° means and the output 4i from the signal correction circuit
4= in the first deennor/s circuit described above,
・2) A second de-emphasis circuit is configured to perform a di-noise operation on a frequency band higher than the frequency band in which the -7 phasis operation is being performed. means for transmitting to the output terminal through the
The output from the signal correction circuit 73"LA is passed through the first level setting circuit to the first-order differential circuit vcJ-iE2)
At the same time, the output signal from the signal correction circuit is
After adding the output signal of the first-order differentiating circuit and the output signal of the second-order differentiating circuit to the second-order differentiating circuit through the general constant circuit, the above-mentioned control signal becomes a sampling pulse. means for supplying the output signal to the sample hold circuit supplied as a sample and hold circuit; Pulse noise reduction device 2 comprising means for outputting the slope information of the desired signal between 1411 and giving it to the above-mentioned confidence correction circuit. A structure is used in which the charge storage capacitor is charged with the output current of the variable constant current circuit only during the period when pulse noise is occurring, and the discharge operation is performed instantaneously at the end of the period. 1 Pulse noise reduction circuit 3 according to claim 1 As a gain limiting circuit, instantaneously performs a gain limiting operation based on σ) for a level equal to or higher than a preset reference input level. σ) Pulse noise reduction device 4 as described in claim 1. 8. As a correction circuit, a first amplifier with a low output impedance and a first amplifier with a low input impedance are used. 7) Intermediate transmission between EL1 and EL1 is provided in the entertainment transmission line from the first amplifier to the second amplifier, and pulse noise is generated. The output current value is determined by Takumi Shinzuki, who has the slope information of 2) Desired A^H. The output flllll of the 13J variable current circuit that operates smoothly and the charge storage capacitor are the same as those described above.
) Connected to the input side and using a TC/C filter as described in claim 1, the Milno property 4-[one θ) reducing device straight 5, variable constant 1L flow circuit is used for ~.il. The current value is set according to the signal level of Zui/Human Power Ia, and the input signal σ) for it is 1 pole (configured so that a constant current output of 1 can be obtained) 1 depending on the polar region. (i) Hals noise 0) reduction device