JPS5943835Y2 - Orthogonal conversion power supply circuit - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、変圧器よりの電圧帰還回路を有するトランジ
スタ型自励インバータ筐たはコンバータに於て、より一
層の高周波化を図った直交変換電源回路に関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an orthogonal conversion power supply circuit for achieving higher frequencies in a transistor type self-exciting inverter case or converter having a voltage feedback circuit from a transformer.

従来の電圧帰還回路およびコレクタ電流の帰還回路を有
するトランジスタ型インバータは、第１図の如く、トラ
ンジスタ１，２、発振用飽和変流器３および不飽和形の
主変圧器４を主体として構成されていた。A conventional transistor type inverter having a voltage feedback circuit and a collector current feedback circuit is mainly composed of transistors 1 and 2, an oscillating saturated current transformer 3, and an unsaturated main transformer 4, as shown in FIG. was.

すなわち、電源端子５，６間に直流電圧を印加すると、
起動用抵抗Ｉを介して正端子５より供給された微小電流
は、ダイオード８とコンデンサ９とによって、負端子６
に直結されているのが妨げられているので、発振用飽和
変流器３０ベ一ス側巻線を経てそれぞれのトランジスタ
１．２０ベース、エミッタを通じて負端子６へ流れる。That is, when a DC voltage is applied between power supply terminals 5 and 6,
The minute current supplied from the positive terminal 5 via the starting resistor I is transferred to the negative terminal 6 by the diode 8 and capacitor 9.
Since it is prevented from being directly connected to the oscillating saturation current transformer 30, the current flows through the base side winding of the oscillating saturation current transformer 30 and through the base and emitter of each transistor 1 and 20 to the negative terminal 6.

トランジスタ１，２の増巾率の微妙な差が誘引となって
不飽和形の主変圧器４０巻線１０に電圧を発生し、これ
が渣た、抵抗１１、巻線１２および変流器３の巻線１３
，１４を介していずれか一方の導通側例えばトランジス
タ１ヘベース電ＲＩＢを供給する。The slight difference in the amplification factors of transistors 1 and 2 induces a voltage to be generated in the unsaturated main transformer 40 and winding 10, which is then applied to the resistor 11, winding 12 and current transformer 3. Winding wire 13
, 14, the base current RIB is supplied to one of the conductive sides, for example, the transistor 1.

このようにしてインバータ筐たはコンバータの発振を開
始する。In this way, oscillation of the inverter case or converter is started.

つぎに、一方のトランジスタ１の導通生変流器３が飽和
すると、変流機能を失ってベース電流ＩＢは流れなくな
る。Next, when the conductive current transformer 3 of one transistor 1 is saturated, it loses its current transformation function and the base current IB no longer flows.

しかし、トランジスタ１は、キャリア蓄積効果のため直
ちに遮断されずに導通を継続し、ベース側を正、エミッ
タ側を負とする電圧が残り、これとコンデンサ９に蓄え
られた電荷と電圧とにより逆電流が流れる。However, due to the carrier accumulation effect, the transistor 1 continues to conduct without being cut off immediately, and a voltage that is positive on the base side and negative on the emitter side remains, and due to this and the charge and voltage stored in the capacitor 9, the voltage is reversed. Current flows.

これがトランジスタ１のキャリアの急速な消去作用をな
し、トランジスタ１の遮断を早くする。This rapidly erases the carriers in the transistor 1, causing the transistor 1 to be cut off quickly.

トランジスタ１が完全に遮断されると、主変圧器４およ
び変流器３の残留電磁エネルギーにより反転電圧が発生
し、これが他方のトランジスタ２を導通する。When transistor 1 is completely cut off, the residual electromagnetic energy of main transformer 4 and current transformer 3 generates a reversal voltage, which makes the other transistor 2 conductive.

以上を反復継続してインバータ動作をなす。The above steps are repeated to perform inverter operation.

このような従来の回路では、電流供給用巻線１０．１２
間に介在した抵抗１１による消費電力が大きいため、本
山細大は、トランジスタ１゜２のコレクタと主変圧器４
の巻ｈｉｓ、ｉ６との間に、第１図の点線で示すように
、コレクタ電流の帰還用巻線１７．１８を、前記変流器
３に結合ししてなる回路をすでに提案した。In such a conventional circuit, the current supply winding 10.12
Since the power consumption due to the resistor 11 interposed between the
A circuit has already been proposed in which collector current feedback windings 17 and 18 are connected to the current transformer 3 between the current transformer 3 and the current transformer 3, as shown by the dotted line in FIG.

この回路によれば、周波数１０ＫＨｚ以下で使用すると
きは非常に有効に機能するものである。This circuit functions very effectively when used at a frequency of 10 KHz or less.

しかし、この回路を周波数２０ＫＨｚから１００ＫＨｚ
等への高周波でそのま１使用するときは、変流器３に飽
和特性を持たせることに理論上又は構造上重大な困難が
発生した。However, this circuit can be used at frequencies from 20KHz to 100KHz.
When the current transformer 3 is used as it is at high frequency, such as in the case of a current transformer 3, a serious theoretical or structural difficulty arises in providing saturation characteristics to the current transformer 3.

その理由をつぎに説明する。The reason for this will be explained below.

第１図の回路において、変流器３０ベ一ス電流供給用巻
線１３．１４の印加電圧Ｖ、は、■、＝ＶＢ＋ＶＣ で表わされる。In the circuit shown in FIG. 1, the voltage V applied to the current supply windings 13 and 14 of the current transformer 30 is expressed as follows.

ここでＶＢはトランジスタのベース、エミッタ電圧であ
り、ＶＣはダイオードの順方向電圧降下である。Here, VB is the base-emitter voltage of the transistor, and VC is the forward voltage drop of the diode.

通常Ｖｔは１．５〜２Ｖ位の値である。前記電流帰還巻
線１７．１８は、実用上、リング状の変流器鉄心１９に
貫通しているのみで１ターンである。Normally, Vt is a value of about 1.5 to 2V. In practice, the current feedback windings 17 and 18 only penetrate through the ring-shaped current transformer core 19 and have one turn.

筐た、トランジスタの増巾率は平均して２０〜５０位で
あるが、充分に飽和して使うため、ベース電流供給用巻
線１７，１８の巻線は５〜１０ターンが望普しい。The amplification factor of the transistor is on average about 20 to 50, but in order to use it with sufficient saturation, it is desirable that the base current supply windings 17 and 18 have 5 to 10 turns.

このような構成において、任意の負荷によるコレクタ電
流に対して、自動的に１１５〜１／１゜倍のベース電流
が供給されるもこれは電流帰還方式の重大な特徴である
が、このことは筐た、ベース電流供給用巻ｆｆ５１７，
１８の巻線数に自ら限界があることを意味する。In such a configuration, a base current of 115 to 1/1° is automatically supplied to the collector current due to an arbitrary load, which is an important feature of the current feedback method. Case, base current supply volume ff517,
This means that there is a limit to the number of windings, which is 18.

この場合、変流器３の鉄心１９上の巻線１ターン当りの
電圧υへ→は、であるから、例えばＮ＝８、 Ｏ，Ｓ Ｖとすると、 ＶＢ＝ｏ、ｓＶ、ＶＣ＝ となり、極めて微小値である。In this case, the voltage υ per turn of the winding on the iron core 19 of the current transformer 3 is →, so if N=8, O, S V, then VB=o, sV, VC=, This is an extremely small value.

つぎに、第４図は変流器３の印加電圧Ｖ、およびベース
電流ＩＢの特性を示すものである。Next, FIG. 4 shows the characteristics of the applied voltage V of the current transformer 3 and the base current IB.

ｆを発振周波数とすれば、周期Ｔは、 ’ｒ＝’ｒ１＋’ｒｓ＝１／ｆＸ２ と表わされる。If f is the oscillation frequency, the period T is 'r='r1+'rs=1/fX2 It is expressed as

ここに、Ｔｓはトランジスタの蓄積時間であり、この期
間Ｔｓ中、変流器３が飽和することにより、コレクタ電
圧を吸引し、これが結果として逆バイアス電流となり、
遮断を早からしめるように機能するものである。Here, Ts is the storage time of the transistor, and during this period Ts, the current transformer 3 is saturated and attracts the collector voltage, which results in a reverse bias current,
It functions to close the shutoff early.

以上の説明からも明らかなように、変流器３が飽和Ｌ−
（（ンバータ動作を継続するためには、鉄心１９は巻数
１回当りＶｎ／ＮＸＴ１の電圧時間積で飽和する必要が
ある。As is clear from the above explanation, the current transformer 3 is saturated L-
(In order to continue the inverter operation, the iron core 19 needs to be saturated at a voltage-time product of Vn/NXT1 per turn.

■ は前記の如くｎ／Ｎ ０、２ Ｖ程度であり、発振周波数ｆを高くしたいとき
は、この電圧時間積は極めて微小なものとなる。(2) is approximately n/N 0.2 V as described above, and when it is desired to increase the oscillation frequency f, this voltage-time product becomes extremely small.

従って、高周波で発振させるためには、鉄心１９は極め
て小さなものとする必要がある。Therefore, in order to oscillate at a high frequency, the iron core 19 needs to be extremely small.

ところが、この鉄心１９に、所定のベース電流■Ｂを流
すために必要なだけの巻線１３．１４を巻くとともに、
電圧帰還用の巻線１２を巻き、しかもコレクタ電流を流
すための導線１７．１８を２本貫通することは実用上不
可能である。However, as many windings 13 and 14 as are necessary to flow a predetermined base current ■B are wound around this iron core 19,
It is practically impossible to wind the voltage feedback winding 12 and pass through two conductive wires 17 and 18 for flowing the collector current.

本考案は、かような欠点を除去すべく、変流器、鉄心は
各巻線が余裕をもって巻けるように充分の大きさにとり
、かつ、変流器、鉄心は飽和させないことを原則とし、
主変圧器からの電圧帰還用巻線に、飽和作用を機能させ
るべき新たなりアクドルを装着することにより２０ＫＨ
ｚから１００ＫＨｚ等の高周波発振を可能としたもので
ある。In order to eliminate such drawbacks, the present invention is based on the principle that the current transformer and iron core are large enough to allow each winding to be wound with sufficient margin, and that the current transformer and iron core are not saturated.
By installing a new accelerator to the voltage feedback winding from the main transformer to make the saturation function work, the voltage can be increased to 20KH.
This enables high frequency oscillation from z to 100KHz.

以下、本考案の一実施例を第２図において説明する。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.

なお、第１図と同一部分は同一符号とする。５．６は被
制御直流電源の正負の端子で、一方の電源の正端子５は
、起動用抵抗Ｉを介して、ダイオード８とコンデンサ９
に接続されるとともに、発振用変流器３の巻線ＩＬ １
４を介して、それぞれトランジスタ１，２０ベース側に
接続されている。Note that the same parts as in FIG. 1 are given the same reference numerals. 5.6 are the positive and negative terminals of the controlled DC power supply, and the positive terminal 5 of one power supply is connected to the diode 8 and capacitor 9 via the starting resistor I.
and the winding IL 1 of the oscillating current transformer 3
4 to the base sides of transistors 1 and 20, respectively.

前記他方の電源の負端子６は、前記ダイオード８とコン
デンサ９０反対側端子とトランジスタ１，２のエミッタ
のそれぞれの結合点に接続されている。The negative terminal 6 of the other power source is connected to the connection point of the diode 8, the opposite terminal of the capacitor 90, and the emitters of the transistors 1 and 2, respectively.

前記トランジスタ１，２のそれぞれのコレクタはコレク
タ電流帰還用の巻線１７．１８を介して、主変圧器４の
１次側の巻８１５．１６に接続されている。The collectors of each of the transistors 1, 2 are connected to the primary winding 815.16 of the main transformer 4 via a collector current feedback winding 17.18.

この巻８１５．１６の中間端子は、前記一方の電源の正
端子５に接続されている。The intermediate terminal of this volume 815.16 is connected to the positive terminal 5 of said one power supply.

前記変流器３と主変圧器４との間には、電圧帰還用巻線
１２，１０が抵抗１１を介して接続されている。Voltage feedback windings 12 and 10 are connected between the current transformer 3 and the main transformer 4 via a resistor 11.

このうち、一方の電圧帰還用巻線１２には飽和特性を有
するリアクトル２０が並列接続されている。A reactor 20 having saturation characteristics is connected in parallel to one of the voltage feedback windings 12.

すなわち、第２図に示す本考案による回路と、第１図に
示す回路との違いは、電圧帰還用端子２１，２２の両端
に飽和特性を有するリアクトル２０を装着していること
である。That is, the difference between the circuit according to the present invention shown in FIG. 2 and the circuit shown in FIG. 1 is that a reactor 20 having saturation characteristics is attached to both ends of voltage feedback terminals 21 and 22.

具体的には、第３図に示すように、飽和作用を機能させ
るべく、可及的に小さな鉄心２３に巻線２４を巻回して
なるリアクトル２０を、発振用変流器３の鉄心１９に巻
回された電圧帰還用巻線１２の両端２１．２２に接続し
てなるものである。Specifically, as shown in FIG. 3, a reactor 20 consisting of a winding 24 wound around an iron core 23 as small as possible is attached to the iron core 19 of the oscillating current transformer 3 in order to function the saturation effect. It is connected to both ends 21 and 22 of the wound voltage feedback winding 12.

前記変圧器４０２次側１２５には、整流用ダイオード２
６．２７、平滑用リアクトル２８、平滑用コンデンサ２
９を介して出力端子３０．３１へ接続されている。A rectifier diode 2 is connected to the secondary side 125 of the transformer 40.
6.27, smoothing reactor 28, smoothing capacitor 2
9 to the output terminal 30.31.

なお、符号２１，２２．３２，３３゜３４．３５，３６
．３７，３８はそれぞれの巻線１２、ｉ３，１４．１７
，１８の端子である。In addition, the codes 21, 22.32, 33°34.35, 36
．． 37 and 38 are the respective windings 12, i3, 14.17
, 18 terminals.

つぎに、本考案による回路の作用を説明する。Next, the operation of the circuit according to the present invention will be explained.

リアクトル２００巻線２４への印加電圧Ｖｍは、Ｖｍ＝
ＶｎＸＭ／Ｎ となる。The voltage Vm applied to the winding 24 of the reactor 200 is Vm=
VnXM/N.

ここでＭは電圧帰還用巻線１２０巻数である。Here, M is the number of turns of the voltage feedback winding, 120.

従って、このリアクトル２０の飽和１での時間積は、 ｍｘＴ１ となる。Therefore, the time product at saturation 1 of this reactor 20 is: mxT1 becomes.

このリアクトル２０の巻線２４の印加電圧Ｖｍおよび電
流■□は、第５図の如くになる。The voltage Vm and current □ applied to the winding 24 of the reactor 20 are as shown in FIG.

つ普り、リアクトル２０の飽和時には、第１図の飽和時
におけると同様に、逆バイアス電流がりアクドル２０に
吸引される。On the other hand, when the reactor 20 is saturated, a reverse bias current is attracted to the axle 20, similar to when the reactor 20 is saturated in FIG.

第５図の場合のりアクドル２０の実用例を示すと、５０
ＫＨｚから１００ＫＨｚで発振しようとするときには、
鉄心２３は、内径３閣φ、外径６１ｒｒ！ｎφ、厚さ１
．５ｍｍのドーナツ形状とし、０．２６ｍφの導線が２
０回程度巻かれる。In the case of Fig. 5, a practical example of the glue handle 20 is shown.
When trying to oscillate from KHz to 100KHz,
The iron core 23 has an inner diameter of 3mm and an outer diameter of 61rr! nφ, thickness 1
．． It has a donut shape of 5 mm, and 2 conductive wires of 0.26 mφ are connected.
It is wound about 0 times.

ちなみに、このときの変流器３は、内径１０閣φ、外径
２０ｍｍφ、厚さ５ｒＩＷｎ程度である。Incidentally, the current transformer 3 at this time has an inner diameter of 10mm, an outer diameter of 20mm, and a thickness of about 5rIWn.

リアクトル２０の鉄心２３はできるだけ小さくし、巻線
２４は多く巻くことが車重しい。The iron core 23 of the reactor 20 is made as small as possible, and the winding 24 is wound in large numbers, which makes the vehicle heavy.

例数なら、第６図は鉄心２３を大きくし、巻数２４を小
さくして、飽和への所要電圧時間積を前記第５図の実用
例と等しくした場合の特性図を示したもので、第５図の
特性と比較して飽和特性に急峻さがなくなっていること
を示している。In terms of examples, Fig. 6 shows a characteristic diagram when the iron core 23 is made larger, the number of turns 24 is made smaller, and the voltage-time product required for saturation is made equal to the practical example shown in Fig. 5. This shows that the saturation characteristics are less steep compared to the characteristics shown in Figure 5.

このことは、発振の起動及び発振の反復継続動作等の特
性に好筐しくない影響を与えることとなる。This has an undesirable effect on characteristics such as the start-up of oscillation and the repeated oscillation continuation operation.

本考案に係る直交変換電源回路は、上述のように構成し
たので、従来の回路では有効に機能し得なかった２０Ｋ
Ｈｚから１００ＫＨｚまでの高周波発振で使用するとき
も有効に機能し得、筐た、リアクトル２０上の巻線２４
の巻数を加減することにより、発振用周波数の調整が容
易に行える。Since the orthogonal conversion power supply circuit according to the present invention is configured as described above, the 20K
It can also function effectively when used with high frequency oscillation from Hz to 100KHz, and the winding 24 on the reactor 20 in the casing
By adjusting the number of turns, the oscillation frequency can be easily adjusted.

さらに、飽和に要する鉄心が小さくてすみ、従って、リ
アクトル２０による電力損失が僅少であるなどの数多く
のすぐれた効果を有するものである。Furthermore, the iron core required for saturation is small, and therefore, the power loss caused by the reactor 20 is small, and has many other excellent effects.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来の直交変換電源回路の回路図、第２図は本
考案による高周波直交変換電源回路の一実施例を示す電
気回路図、第３図はりアクドルと変流器の接続状態を示
す斜視図、第４図は変流器における印加電圧およびベー
ス電流の特性図、第５図はりアクドルにおける印加電圧
および電流の特性図、第６図はりアクドルの鉄心断面積
を大きくし、巻数を少なくした場合の特性図である。 １．２・・・・・・トランジスタ、３・・・・・・発振
用変流器、４・・・・・・主変圧器、５，６・・・・・
・入力端子、Ｉ・・・・・・起動用抵抗、８・・・・・
・ダイオード、９・・・・・・コンデンサ、１１・・・
・・・抵抗、２０・・・・・・本考案に係るリアクトル
、２６．２７・・・・・・ダイオード、２８・・・・・
・平滑用リアクトル、２９・・・・・・平滑用コンデン
サ、３０，３１・・・・・・出力端子。Fig. 1 is a circuit diagram of a conventional orthogonal conversion power supply circuit, Fig. 2 is an electric circuit diagram showing an embodiment of the high frequency orthogonal conversion power supply circuit according to the present invention, and Fig. 3 shows the connection state of a beam axle and a current transformer. Perspective view, Figure 4 is a characteristic diagram of the applied voltage and base current in the current transformer, Figure 5 is a characteristic diagram of the applied voltage and current in the beam axle, and Figure 6 is the characteristic diagram of the applied voltage and current in the beam axle. FIG. 1.2...Transistor, 3...Oscillating current transformer, 4...Main transformer, 5,6...
・Input terminal, I...Starting resistor, 8...
・Diode, 9... Capacitor, 11...
...Resistor, 20...Reactor according to the present invention, 26.27...Diode, 28...
- Smoothing reactor, 29... Smoothing capacitor, 30, 31... Output terminal.

Claims (3)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] （１）交互に開閉する少なくとも２個のトランジスタ１
，２と、このトランジスタ１，２に接続された主変圧器
４と、前記トランジスタ１，２０ベ一ス回路に結合され
た発振用変流器３と、この発振用変流器３と前記主変圧
器４との間を抵抗１１を介して結合する電圧帰還用巻線
１２゜１０とからなるインバータ普たはコンバータにお
いて、＠記変流器３の電圧帰還用巻線１２と並列に飽和
特性を有するリアクトル２０を装着してなることを特徴
とする直交変換電源回路。(1) At least two transistors 1 that alternately open and close
, 2, a main transformer 4 connected to the transistors 1 and 2, an oscillating current transformer 3 coupled to the transistors 1 and 20 base circuit, and a main In an inverter or converter consisting of a voltage feedback winding 12°10 connected to the transformer 4 via a resistor 11, a saturation characteristic is applied in parallel to the voltage feedback winding 12 of the current transformer 3. An orthogonal conversion power supply circuit characterized in that it is equipped with a reactor 20 having the following characteristics. （２）インバータまたはコンバータを構成するトランジ
スタ１，２と主変圧器４との間に、発振用変流器３に結
合されたコレクタ電流帰還用巻線１７．１８を介在して
なる実用新案登録請求の範囲第１項記載の直交変換電源
回路。(2) Registration of a utility model in which collector current feedback windings 17 and 18 connected to oscillating current transformer 3 are interposed between transistors 1 and 2 constituting an inverter or converter and main transformer 4. An orthogonal conversion power supply circuit according to claim 1. （３）リアクトル２０は変流器３に比し、可及的に小さ
な鉄心に巻数を多くしてなる実用新案登録請求の範囲第
１項または第２項記載の直交変換電源回路。(3) The orthogonal conversion power supply circuit according to claim 1 or 2, in which the reactor 20 is formed by having as many turns as possible on a smaller iron core than the current transformer 3.