JPS5940217A - マルチパス伝送系の不協和度品質測定方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、パス毎に遅延時間の異なるマルチパス伝送系
の不協和度品質測定方式に関し、特に、マルチパス伝送
系の不協和度心理品質を高精度にて測定し得るようにし
たものである。

従来、ある伝送系の心理品質を測定するためには、基本
的測定装置として本願人の出願に係る特願昭５５−７０
８３６号明細書に記載の「不協和興測定装置」がおり、
本発明においてもその基本的構成を共通に使用する。

しかしながら、上記明細書に記載の測定装置は、定常確
率過程の信号を用いて非同期的な観測により測定し得る
通常の伝送系の非直線ひずみに関する心理品質ヲ主とし
て測定するに適したものであり、一般に信号が長時間の
種々異なる遅延時間を経て到達し、ベクトル的に加算て
れて、極めて複雑な１波ｅ、％性を呈するマルチパス伝
送系の心理品追測驚に対しては十分な性能を有しない欠
点があった。

したがって、上述のようなマルチパス伝送系の心理品質
の？ｌｌ１足全可能にするためには、（１）伝送系の入
出力応答における最短遅延時間に関する入出力信号間の
因果性のずれを除去すること （２）　　マルチパス伝送系に％有の、信号源と受信点
との間において生ずる音色の変化をできるだけ明確に捕
捉し得る信号を用いること の２点について新たな手段乃至構成を設ける必要かりる
。

本発明は、上述した従来の欠点を除去し、揮々異なる遅
延時間を有するマルチパス伝送系の心理品質を尚精度金
もって測定し得るマルチパス伝送系の不協和品質測定方
式を提供することにある。

°　すなわち、本発明不協和品質測定方式は、前述した
特願昭５５−７０８３６号明細書記載の不協和間測定装
置と基本構成を共通にするも、試験信号として、（ａ）
周波数掃引正弦波を用いるＡ型、０））固定周波数の組
合わせよりなる信号を用いることを主たる特徴とするＢ
型、および、（Ｃ）順次に異なる周波数がレベル変動を
伴って順次に出現する信号など最も一般的な信号を用い
るＣ型の３種類の実現手段のいずれがを備えて不協和質
心理品質の測定を行なうものであり、バス毎にそれぞれ
異なる遅延時間を有するマルチパス伝送系に、経時的に
配列した複数の周波数信号からなる試験信号全印加し７
て当該マルチパス伝送系の受信点にて最短時間遅延した
受信信号と他の遅延受信信号との間に枚数周波数成分の
新たな重なりを発生させるとともに、前記最短時ｒ、Ｊ
Ｊ遅延した受信信号から検出した当該マルチパス伝送系
の最短遅延時間に基づいて測定タイミングを設定し、そ
の測定タイミングにおいて、発生した前記複数周波数の
重なりに関［２て前記受信点における受信イ■号の不協
和質を測定することにより、当該マルチパス伝送系の心
理品質を測定するようにしたことを特徴とするものであ
る。

しか（−て、本発明測定方式により不協和質に基づいて
心理品質全測定するマルチパス伝送系とＥ７ては、残響
を呈する室内等をその好適例として挙げることができる
が、本発明６１す宝刀式は、かかるいわゆるマルチパス
伝送系のみならず、原理的に類似した、長時間の群遅ｉ
Ａヲ有する線形系としての衛星放送系や、さらには、巻
回した磁気テープに才？ける記録層間の転写など時間差
を伴うタロストークを生ずる磁気テープ録音再生装置な
どの心理品質の測定にも広く適用し得るものである。

以下に図面を参照して本発明の詳細な説明する。

（Ａ）まず、試験信号として掃引正弦波を用いるＡ型の
本発明測定方式につき、その基本構成を示す第１図全参
照して説明する。

図示の構５ｋにおいては、周波数掃引発振器１の第２図
（ａ）に示すような発振出力信号ｆｔ（ｔ）−を各バス
２−０．２−１〜２−　ｎよりなるマルチパス伝送系２
に供給すると、その受信点には、第２図（ｂ）に示すよ
うに入力信号ｆｔ　（ｔ］より最小伝送時間τｄだけ遅
延した例えば直接音信号ｆｄ（ｔ）と、最短伝送時間τ
ｄより長い遅延時間τ□１１ｒ２１・・・・・、τｒｎ
τ たけそれぞれ遅延した例えば複数の反射音信号との合成
音信号が到達する。しかして、受信点に到達する信号音
波形は、一般には、直接音信号も反射音信号も周波数毎
に異なる量の減衰ＡｄおよびＡｒ０〜Ａｒｎヲそれぞれ
受けるので、受信音信号はかかる減衰を受けた各（Ｎ号
をベクトル的に合成したものとなる。

つぎに、直接音信号の周波数がちょうどｆｄ工。

ｆｄｚ、ｆｄａおよびｆｄ、となった時点における反射
音信号を含めた受音波出力信号のそれぞれのスペクトル
を重ね合わせて表わした例を第３図に示すル図示のスペ
クトラムにおいて、各垂線は、ＦＦＴ型スペクトル分析
器の周波数分解能に従った周波数点上にあジ、その長さ
は各スペクトルのパワーの（ｉＢ値を表わしている。こ
れらのスペクトルのうち、スペクトルｆａ１＋　ｆｄｇ
　＋　ｆｄａおよびｆｄ４は直接音信号のスペクトルで
あるから、反射音信号がない場合にはこれらの直接音ス
ペクトルのみが観測される。

１７かして、伝送系の心理品質は、入力信号あるいに出
力信号のスペクトルから求まる入力および出力の不協和
強度をそれぞれ■−および工。と表わすと、その差、す
なわち、入出力間の不協和強度の増分ΔＩ＝Ｉ。−■ｉ
ミラ理量の不協和度に関する増分ΔＤ％すなわち、 ΔＤ−Δ工β、β平４ に変換して求めることができる。

上述のようにして心理量の不協和問に関する増分ΔＤを
求めるＡ型の本発明測定方式全単純方式と呼ぶことにす
る。この単純方式は、上述したように、比較的簡単な測
定方式であるが、手動操作により、通常はスペクトル分
析器によって観測可能の瞬時スペクトルを観測すること
によって、心理品質を容易に求め得るものである。しか
しながら、この単純方式には、正弦波周波数の掃引操作
（７） に伴うつぎのような問題点がある。

（１）　　周波数掃引の速度に関する問題点直接音と反
射音との遅れ時間の差が小さく、あるいは、周波数全分
離して観測し得る反射音スペクトルのレベルが低いとき
、捷たは、可聴周波数領域の全域全−挙に掃引して多数
の反射音スペクトルを同時に観測するときなどには、高
速度の周波数掃引を行なう必要がある。かかる筒速■の
周波数掃引に際しては、第４図（ａ）に示すように、入
力正弦波形の掃引に同期［７て、入力掃引正弦波周波数
の２倍以上であって入力瞬時周波数に比例したサンプリ
ング周波数をもって、受音波のサンプリングを行なえば
、第４図（０１の波形（イ）に示すように、通常のスペ
クトル分析器を用いても周波数一定の正弦波の観測スペ
クトルと同じ分解能をもって掃引正弦波受音波のスペク
トルを観測することができるが、第４図（ｂ）に示すよ
うに、掃引正弦波形を一定時間間隔にてサンプリングし
た場合には、第４図（０）の波形（ロ）に示すように、
掃引正弦波受音波について観測し得るスペクトルは、線
スペクト（８） ルのときよりも拡がる。したがって、かかるスペクトル
幅の拡大が生ずると、反射音スペクトルが直接音スペク
トルに重畳する場合が生ずるのみならず、反射音スペク
トル相互も重畳する場合が生ずることになり、スペクト
ル観測時の分解百ヒが著しく低丁する、という問題が生
ずる。

（２）瞬時スペクトルの展開表示法に関する問題点 第３図につき前述したところでは、予め指定した受音直
接波の周波数ｆｄ□、ｆｄ、、ｆ（１８およびｆｄ＋に
おいてちょうど受音波の瞬時スペクトルを観測し得ると
想定したが、第１図示の構成のみによっては、上述のよ
うに展開表示すべき受音直接波の瞬蒔周波数ｆｄ□〜ｆ
ｄ、全任意に指定して観測する機能金偏えておらず、ま
た、瞬時周波数ｆｃｌｔ〜ｆｄ＋の各時点におけるスペ
クトル分布を順次並列的に同時に表示する自動表示機も
備えていない。

すなわち、第１図示の構成においては、予め指定してな
い時点にて、手動操作によってのみスペクトル分析器３
に受音波を供給することができ、−また、全測定周波数
範囲について順次に同様の手動操作を反ゆして、第３図
示のようなスペクトル分布全観測することは困難である
。

したがって、本発明の目的の一つは、瞬時スペクトルを
所望の正弦波周波数において自動的に確実に全域展開表
示し得る機能を備えた不協和度品質測定方式を提供する
ことにある。

Ａ型の本発明測定方式たる単純方式が有する上述した問
題点のうち、寸ず、（２）瞬時スペクトルの全域展開の
問題点の解決に関し、瞬時スペクトルの全域展開に必安
な時間的関係を第５図（ａ）〜（ｄ）に示し、その時間
的関係に基づいて瞬時スペクトルを順次展開表示する測
定装置の構成例を第６図に示して説明する。

第６図示の構成において受信点に設けたマイクロホン２
２の出力をシュミットトリガ回路１０１に供給した状態
にて、マイクロホン出方中の最先に到達した直接音成分
の信号レベルが、伝送系の雑音レベルより高く設定した
シュミットトリガ回路１０１のスレシュホールドレベル
を超えると、そのシュミットトリガ回路１０１の出力は
、第１図示の構成における掃引正弦波発振器１月のラン
フ波形と同一のランプ波形を発生させる掃引ランプ波発
生器１０２全）リガして第５図（ｃ）に示すようなラン
プ波形の発生全開始させるとともに、オア回路］０４’
ｉ介し、スペクトル分析器を構成するアナログ・ディジ
タル変換器１．０５を起動させる。そのアナログ・ディ
ジタル変換器１０５は、スペクトル分析器の周波数分解
能によって定まる】画部分のスペクトルデータの個数、
飼えば】０２４・個、に対応した個数のディジタルデー
タ全変換出力として送出し、サンプリングデータメモリ
］０６を満たした状態にてその変換動作全停止する。つ
いで、そのディジタルデータを読取った島速フ〜リエ変
換器（ＦＦＴ）１０７は、そのディジタルデータを最終
的にスペクトルデータに変換して、スペクトルデータ累
積加算器１０８に蓄積し、その蓄積データを順次に読出
してスペクトル表示器１０９に供給し、第５図（ｄ）に
示すように一画面分ずつのスペクトラムを順次に表示す
るδ・（］】） しかして、第５図（０）に示したランプ波形が、同図（
ａｔに示す波形の直接波信号を、同図（ｂ）に示すよウ
ニ、スペクトル分析処理にて順次にサンプリングして周
波数ｆｃｌｚに対応する電圧値Ｅ２に達すると、そのラ
ンプ波形を並列に印加した各コンパレータ１０８−１〜
１０８−８のうち、その電圧Ｅ。

全比較電圧とするコンパレータ１０８−１がトリガパル
スを発生させ、オア回路１０４を介してアナログ・ディ
ジタル変換器１０５を男顔起動させ、シュミットトリガ
回路］０１からのトリガパルスに応動した上述のスペク
トル分析処理と同様のデータ処理を反復し、第５図（（
１）に示すようにスペクトラム表示を行なうとともに、
スペクトルデータ累積加算メモＩＪ　１．０８の異なる
周波数位置に累積加算して蓄１＊する。

第５図（０）に示すランプ波形が、同図（ａ）に示す直
接波信号の周波数ｆ　　、ｆ　　にそれぞれ対応するｃ
ｌａ　　　　（１４ 電圧Ｅ　８　、　Ｅ　４に達するにつれて、コンパレー
タ１．０　Ｂ−２、］　０３−８から順次に発生するト
リガパルスに応じて上述のデータ処理を反復し、直（１
２） 接液イぎ号の全観測周波数ｆｄｘ〜ｆ（１４につき同様
のスペクトルデータが得られると、それら各周波数毎の
スペクトラムは、第５図（ｄ）に示すように、大部分は
相互に重畳することなく表示され、周波数領域の全域に
亘って掃引周波数成分の残留スペクトルが得られる。

」二連のようにして、第５図（０）に示すラング波形が
最終電圧値に達したときには、スペクトルデータ累イ貴
加算メモリ１０８のメモリ内容をクリアして、測定開始
時の初期状態に復帰する。

なお、かかる構成のスペクトル分析器３からのスペクト
ルデータを心理品質測定器に供給して心理品質を計測す
る方法は、第１図示の基本構成によるとおりであるが、
その計測は受音直接波の各瞬時周波数における受音波ス
ペクトル毎に行な九また、心理品質を求める際における
入力の不協和強度は、試検信号として単一正弦掃引波を
用いているので、１□、＝０とすることができる。

つぎに、単純方式Ｐよび瞬時スペクトル全域展開表示方
式について問題とした周波数掃引速磨に関する問題を解
決するようにした本発明によるＡ型アナログ−ディジタ
ル変換同期方式について、第７図に示す観測結果の具体
例を参照して説明する。このアナログ−ディジタル変換
同期方式は、全帯域について余すところなく正確に観測
を行なうことと、測定結果を全帯域について表示するこ
ととの双方の問題を同時に解決するものである。

まず、第７図示の周波数残留スペクトルの測定冗了時に
おける観測表示例について、系列Ａは、基本波５５　Ｈ
ｚの２１倍（ｉ＝０　、１、−・−、ｎ−１；ｎ−８）
の正弦波とその残留成分とのスペクトルを示し、筐た、
系列Ｂは、基本波５５　Ｘ　％／’Ｔ　Ｈｚの２１倍（
１冨０，１．・・・、ｎ−］；ｎ＝８）の正弦波とその
残留成分とのスペクトルを示したものである。なお、系
列ＢにおけるＶ〕の替わ９に、ｖ’２に十分に近似する
に必要な有効桁数を有する有理数を用いることもできる
。以下の説明において無理数を扱う場合には、同様の精
度の有理数を用いることとする。

上述した具体的観測例の特徴とするところは、入力上弦
波の周波数を掃引中であっても、また、掃引全停＋Ｊ−
しても、入力正弦波はアナログ−ディジタル変換器のサ
ンプリング周波数と同期しているので、その周波数軸」
−の位置は静止しており、しかも、サンプリング周波数
に関する定比率値が周波数軸上に得られ、−！た、残留
成分のスペクトルが重なり合わず、固定カットオフ周波
数のサンプリングフィルタを用いても大きいエイリアジ
ング誤差を含−１：ないように入力周波数際引範囲が設
定され、また、測定器の機能が構成されていることであ
る。

つき゛に、上述した具体的観測法′（ｉ７夾現するため
の必要条件を項目別に壕どめるとつぎのとおりである。

（１）入力正弦波の周波数を掃引中であっても１掃引金
停止した後であっても、サンプリング周波数と入力面弦
波周波数とは、常時、一定比率をもって同期しているこ
と。

（２）上述した一定比率の値から上述１〜た各周波数の
絶対値全直読し得るようにするために１．スペクトル分
析器の信号処理上の数値関係に適合するように、入力正
弦波周波数とサンプリング周波数との関係全設定するこ
と。

（８）掃引周波数範囲の上下端の比率を小さくし７て、
サンプリングフィルタのカットオフ周波数が固定で２ｈ
りがた。ｊ−）　１こ生するエイリアジング誤差を少な
くシ、全周波数領域を漏れなく観測するために前述した
単純方式以外の他の対策を考慮すること。

上述した必要条件（１）は、後述する回路構成を用いる
ことによって達成することができ、また、必要条件（２
）は、以下に述べるようにして達成することができる。

本発明測定方式をディジタル技術の一般的水準にて実現
可能とするためＫは、つぎのような実際的な性能上の数
値関係全相いる。すなわち、測定周波数範囲の上限全基
準化周波数１と設定して入力正弦波の基準化周波数を０
．６４とし、基準化サンプリング周波数−ｉ　２．５６
として、両者間の比をｌ：４に設定すると、１２０”Ｂ
／オクターブの傾斜特性を有するサンプリングフィルタ
を用いて、エイリアジング誤差’＆−７０（ｉＢ以下と
し、上述した周波数尺度値にてθ〜］となる周波数範囲
をヌベクトル測定誤差０．５　ｄＢ以下の確度をもって
測定し得るようにする。

第７図示の具体的観測例においては、入力正弦波の最高
周波数’１９９５６Ｈｚとし、上述した基準化周波数尺
度上の１なる周波数を１０　ＫＩ（Ｚとして、いわゆる
周波数レンジ１．０ＫＨｚの設定のもとに観測可能にし
たサンプリングフィルタと最終周波数２５．６　ＫＨｚ
のサンプリング周波数とを用いており、かかる場合には
、周波数掃引の最終時における絶対周波数は、周波数レ
ンジの同波数をかけて直読することができる。

つぎに、上述した必要条件（８）は、周波数掃引開始時
におけるサンプリング周波数が周波数掃引終了時におけ
るサンプリング周波数よＱ低く、シかも、サンプリング
フィルタのカットオフ周波数が最高サンプリング周波数
に適合するような値に固定されているがために生ずるエ
イリアジング誤差を少なくするのに必要となる。

捷た、第７図示の具体的観測例においては、Ａ系列のみ
の場合には、周波数掃引の開始時と終了時とにおける周
波数比を小さくするために、まず、基本系列として、ハ
ーモニューム系列、すなわち、周波数比率２１（ｉ＝ｏ
　、　１　、２　、・、　ｎ−１）なるｎ個の周波数の
入力正弦波を選定し、それらの周波数掃引区間を周波数
比が２：］となる周波数範囲に収めて、全測定周波数範
囲をカバーし、さらに、系列Ａの周波数の幾何平均周波
数を有する系列Ｂを別に設けて、両系列Ａ、Ｂの掃引周
波数範囲を１：ｖ’２の比となる周波数範囲にして掃引
周波数範囲をさらに狭くシ、シかも、両系列Ａ。

Ｂの分担領域をずらして掃引周波数範囲を所要観測周波
数領域の全域に及ぶようにしている。

その際の掃引周波数領域を分割した具体例としては、１
オクターブの周波数領域を、楽音にて称ｚｌｓｌｌｒ：
用いて、各分担系列の始端の周波数をつぎの比率 ４８ 、　　１２　　、　　１２ ８系列のとき、１．２　．２ における各系列の第２項以降に対応する周波数に設定し
、基本系列および各分担系列においては、七れらを始端
周波数とし、ノ・〜モニュームをなす周波数系列とする
ものである。

それらの各系列の掃引における上下限の周波数比率は、
系列の個数が１．２，８，４，６．１２個であるときの
それぞれについて、１：２，１：となる。

なお、Ａ型アナログ−ディジタル変換同期方式の試験信
号の一例としては、かかる構成の）Ｍ波数を有する正弦
波の和として実現することができる。

（１９） つぎに、かかる周波数構成の試験信号は、上述したよう
な物理信号計測上にて有用であるのみならず、心理音響
的に有意の性質を有すること、つぎのとおりである。

壕ず、系列Ａ、Ｂは、それぞれ、上述したようなハーモ
ニュームをなした周波数構成とし、聴覚心理上最も調和
性の優れた周波数構成になっている。つぎに、系列Ａと
Ｂとを加算した場合には、見 ］　：　Ｖ’Ｔ−７なわち１　：　２１２なる周波数関
係が生ずるのが、この関係を音階としての関係でいえば
、増４に、例えば、ＣとＦ＋あるいはＣとＧし　との関
係であり、上架にて用いられる和音の一つをなし−ｃｎ
ｂ、　　　−九　　謙 寸た、］　：　２”　；　２１２なる°周波数関係とし
た場合にも、長三度すなわち１　：　１．２６，０　：
　Ｅおよび短六度すなわち］　：　１．５９　、　Ｏ：
　Ｇ”　、　Ａしの音階関係となり、音楽にてさらによ
く用いられる和音を構成していることになる。

したがって、これらの和音は、心理的にみて、伝送特性
の計測に通常用いられるインパルスや帯（２０） 域雑音とは異なり、実際の音楽に極めてよく類似した聴
覚心理的和音効果を有している。力・かる試験信号を用
いて実測される受信点のスペクトルは、第７図に示１〜
たよりに、反射波による入カスベクトル成分が残留する
ので、聴覚的に入力とは異なる協和窓乃至調和感を呈す
るようになる。

そこで、上述のように入力音質と出力音質とに差異を生
じさせる伝送系は、入力音質と出刃音質との対比金哨測
可能とする前述した特枦ロ昭５５−７０８３６号明細書
記載の不協和度（心理品質）？１１ＩＩ定装置をもって
送信点受信点間の音響的心理品ηの蛍と（−て計測表示
することが可能となる。また、かかる信号構成は、後述
するように、信号発生器の構成の簡素化にも有用である
。

しかして、本発明測定力式において、上述した複数ハー
モニューム系列の和よりなる多周波掃引信号を用いる場
合における音源の不協和強要は、１個の正弦波を周波数
掃引した場合に工□＝０と１なるのに対して、工ｉ＋Ｏ
となる。しかしながら、多系列を用いる場合に、全周波
数の比率関係は、掃引の有無に拘わりなく一定でろや、
系列数が多い程掃引による周波数変化比が小さくなるの
で、掃引によって生ずる不協和強度の変化量と掃引しな
い場合における不協和強度との比は太きく、シたがって
、ｔｌは１１．＝一定として扱うことができ、■、’ｆ
−予め一回だけ測定しておけば、被測定系の出力の不協
和強度工。を測定することのみにより、伝送系の心理品
質を求めることができる。

つぎに、本発明方式による不協和度品質測定装置におい
て第７図示の周波数関係を有する試験信号の発生回路の
構成例を第８図に示す。しかして、第７図示のＡ系列の
試験信号を発生させるには、サンプリング周波数の掃引
ａ囲の上限周波数を２５．６　ＫＨ２とし、下限周波数
ヲ２５°６／Ｖ／ＴＫＨ２、すなわち、１８，１０２　
ＫＨ２として、外部から掃引ランプ波発生器１０２の出
力ランプ波により掃引制御する掃引同期サンプリングパ
ルス発振器２００の発振周波数全有理数分周器２１０−
ａにより７０、’　ＯＨ２／２５６００　Ｉ（Ｚ＝０．
２７５０　倍１．、さｌ ２０２−ａ（ｎ−ｉ）により順次に一分周し、さらに、
ローパスフィルタ２０８−ａｌ　、　２０８−ａ２゜・
・・、　２０８−ａ（ｎ−１）によりそれぞれ炉液して
Ａ系列のハーモニューム各周波数を形成する。一方、第
７図示のＢ系列の試験信号を発生させるには、上述しｆ
ｃＡ系列の場合とは、有理数分周器２１０−ｂの分周比
’ｋ　９９５６”／２５６００　Ｈｚ分周器２０２−ｂ
ｌ、２０２−ｂ２．・・・、　２０２−ｂ（ｎ−１）お
よびローパスフィルタ２０８−ｂｌ。

２　ｏ　３−ｂ＋ａ　、−−−、２０３−ｂ（ｎ−ｘ）
ｌ用イテＢ系列のハーモニューム各周波数を形成する。

Ａ。

Ｂ両系列のかかる各周波数を加算器２０４により加算し
て、最終試験信号を形成する。なお、各ローパスフィル
タ２０８−ａｌ　、　２０３−ａ２、−・−。

２０８−ａ（ｎ−１）および２０８−ｂｌ、２０８−ｂ
ｚ　、−−・、　２０８−ｂ（ｎ−ｚ）トＬ、テｎ、掃
引周波数範囲内にて取出す基本波のレベル変動を、例え
ば、０．５ｄＢ以内と少なくシ、また、高調波を、例え
ば、−４０（ｉＢ以下となるように十分に減衰させ得る
性能が必要である。

上述のようにして形成した試験信号を用いるＡ型の本発
明方式による不強和度品質測定装置の全体構成の例を第
９図に示す。図示の構成は、第６図示の定時間間隔サン
プリングによる場合の構成とほぼ同様であるが、つぎの
各点に差異および特異点がある。

（］）壕ず、受信信号を処理するアナログ−ディジタル
変換器１０５におけるサンプリング法が第４゜図（ａ）
に例示したような同期式である点が相違する一′受信信
号を処理する第９図示の構成における同期サンプリング
信号は、第８図示の試験信号を発生させる回路の掃引ラ
ンプ波発生器１０２と同一性能に較正した掃引ランプ波
発生器１０２’ｉ用いて発生させる。そのランプ波形は
第５図（０）に示したランプ波形と同様のものである。

第９図示の構成における掃引ランプ波発生器１０２のラ
ンプ波形電圧が第８図示の構成における掃引ランプ波発
生器１０２のランプ波形電圧と同じになるときには、そ
れらのランプ波形電圧によって発生するサンプリング周
波数が同じになるように較正する。

なお、かかる機能を実現するには、上述のように、必ず
しもランプ波形電圧の絶対値と周波数との関係を両者間
にて同一とする必要はなく、要点としては、掃引開始後
の経過時間に対して周波数の絶対値全回じくする関係の
みを実現すれば足りる。そのためには、テイジタルカウ
ンタによる経過時間計測値に対してサンプリング周波数
の絶対値を同じくするような構成によっても実現するこ
とができる。

（２）第５図の）に示したスペクトル分析処理過程にお
いては休止期間Ｔｐを設け、アナログφディジタル変換
器１０５はランプ波形における複数の電圧点にて起動し
ていたが、第９図示の構成においては、同様に作用する
も休止期間Ｔｐ　＝　０としてアナログ・ディジタル変
換器１０５を順次に自由動作させ、無駄に時間を浪費せ
ずに、瞬時スペクトルデータをスペクトルデータ順次メ
モリ１１０に順次に記憶させるために、アナログ拳ディ
ジタル変換器スタートパルスを発生させるＡＤコンバー
タ連続スタート信号発生器１１２と、その出力とオア回
路１０４の出力とを切換えるためのスイッチ１１１を備
えている。

（８）第９図示の構成はスペクトルデータ順次メモリ１
１０に蓄積した瞬時スペクトルデータを、１画面分ずつ
読出して表示するスペクトル表示器１０９７に：モニタ
として、順次に心理品質測定器４に転送して心理品質を
計測する機能を有している。

つぎに、試験信号として一定周波数にて振幅が時間的に
変化する複数正弦波を用いることを主たる特徴とするＢ
型の本発明測定方式について説明する。

しかして、以上に説明したＡ型の本発明測定方式の動作
原理は、直接波および反射波が有する種々の遅延時間が
、音源波の放射時刻を掃引波の周波数によって識別し得
る性質を利用した演算によって計測し得ること、および
、受音点における同一時刻に直接音と反射音とのスペク
トルが周波数軸上にて分離、展開し、音源音のスペクト
ルとは異なっているがために、聴覚効果上差異が生ずる
ことを利用して線形系からなる音響伝送系の心理品質を
測定するようにしたものであった。すなわち、Ａ型の本
発明測定方式は、このように振幅が−Ｗであって周波数
が時間的に変化する正弦波よりなる試験信号を用いたも
のであるのに対し、上述したＢ型の本究明測定方式は、
Ａ型とは逆に、周波数が一定でらって振幅が時間的に変
化する正弦波よりなる試験信号を用いたものである。

すなわち、を自装置とその直接音の放射前に放射した音
源音の反射音とが受音時刻にて周波数を異にして重なる
現象を生じさせ、その現象を計測するためには、試験信
号に固定した２独類の周波数を用いることとし、それら
２種類の周波数の信号を互いに異なる時刻に送出し、音
源音においてはそれらの周波数が重なって現われること
なく、受信点においてのみ、それら異なる２種類の周波
数の信号が、遅れ時間差に基づいて互いに重なり合う場
合が生ずるようにする。その場合に、受音点においては
、信号源のスペクトルとは異なるスペクトル全形成する
ので、その間の心理品質を計数（２７） することができる。以上がＢ型の本発明測定方式の基本
原理である。

上述のように互いに異なる２種類の固定周波数の正弦波
信号を互いに異なる時刻に発生させ、適切な立上りおよ
び減衰の時間特性をもってそれぞれゲートシ、かかる過
程全反復して継続的に送信するようにしたＢ型の試験信
号の例を第１０図（ａ）に示す。かかる２種類の正弦波
信号は、受信点においては、行路長による時間遅れに伴
って、第１０図（ｂ）に示すように、包絡波が重なった
形態にて現われる。畑らに、詳細には、第１０図（ａ３
に示した周波数ｆ０およびｆ２の２種類の正弦波信号を
放射する場合に、受音点においては、周波数ｆ０の正弦
波の反射波と周波数ｆ２の正弦波の直接波および反射波
とが同時に現われる場合が生ずう。

しかして、反射波がなく、単一周波数の正弦波を受信し
た場合には、暗騒音がなければ、受信点における不協和
強度はＯであるが、上＝述のように２周波数の正弦波が
同時に存在する場合には、受信点における不協和強度は
、一般には正の値にな（２８） る。

一万、信号源側における不協和強度は、２周波数ｆ１１
　ｆ２の正弦波が同時には存在しないので、周波数ｆ□
、ｆ２のいずれの発生時刻においても、不協和強度は０
である。

そこで、不協和強度の増分から水源る伝送路の心理品質
は、第１０図（Ｃ）に示すように、受イｉｔ点における
不協和強度と同様に、受信点にて２周波成分が重なり合
った部分にて正の値をとる。かかる亀な！１１部分の不
協和’Ｊ度に基づく心理品質は、前述した特願昭５５−
７０８８６号明細書に記載の不勧和駄測定装置を受信点
に設置すれば測定することができる。

なお、上述の試験信号としては、互いに異なる固定周波
数の２種類の正弦波を交互に連接させて構成したが、一
般には、複雑なスペクトル分布であっても、互いに隣接
したスペクトル相互間にて周波数ケ共用することなく連
接して配置されており、ｌ１＝一定であれば、上述した
と同様の測定方法によって心理品質を測定することがで
きる。

すなわち、これまでに説明したＡ、Ｂ両型の本発明測定
方式においては、そのいずれの型においても、送信信号
の不協和強度工ｉがＩｉ　＝　Ｏの場合と工、−一定の
場合とを取扱い、かかる性質を利用して、受信点の不協
和強度工。の測定のみにより、心理品質を簡便に計測し
得るようにしていた。

しかしながら、マルチパス伝送系の一般的な心理品質を
求める場合には、入力側の不協和強度Ｉｉが時間的に変
化する試験信号を用い、しかも、それ程複雑化すること
なく、心理品質を計測し得る測定方式が望まれる。

かかる心理品質計測を行ない得るようにした０型の測定
方式についてつぎに説明する。

上述のように不協和強度が時間的に変化する試験信号を
用いる０型の不協和度品質測定装置の構成例を第１１図
に示す。図示の構成において、心理品質測定器１００は
、２種類の入力信号、すなわち、音源の入力信号とその
入力信号に対応して生じた２種類の出力信号と、すなわ
ち、遅延時間を取除いて因果関係を明確にした被測定系
の人出力信号を取扱う必要がある。かかる直接的に同時
刻に因果関係の明らかな２種類の信号を心理品質測定器
４００の２入力端にて実現するために、第１１図示の構
成例においては、マルチパス伝送系２を介して試験イキ
号を心理品質測定器４・Ｏｏに入力する試験信号発生器
８００−１の他に、直接波の遅れ時間τｄだけ遅延した
入力信号と全く同一の信号を発生きせる他の試験信号発
生器ａｏＯ−２全設けである。なお、直接波の遅れ時間
τｄを補償するには、その他にも、入力信号を遅れ時間
τｄたけ遅延させる遅延回路を設けることもできるが、
その場合には、その遅延回路のひずみや遅れ時間τｄに
相当する遅延時間を自動的に、しかも、各周波数に対し
て一度に得ることの困難さなどを伴う。

しかして、上述の構成により、図中左側の試験信号発生
器８００−２から心理品質測定器４００への入力信号は
、試験信号発生器３００−１からマルチパス伝送系２を
介した心理品質測定器４００への入力イｇ号により、遅
れ時間τｄだけ遅延しており、受信点出力と正確に対応
し、同一時刻に音質を対比し得る心理品質測定器４００
用の２人力信号が得られるので、その心理品質計測が可
能となる。

しかして、このＣ型の測定方式について特記すべきこと
は、以上の説明から明らかなように、第】１図示の構成
は、試験信号発生器３００−１゜３００−２から発生す
べき信号として、一般的には現実の番組音のように、複
雑な試、験信号を用いても、佼測定糸の心理品質を測定
し得ることであり、このことは、後述する第１７図示お
よび第１９図示の各構成においても同様である。なお、
その際には、試験信号発生器３００−２全スタートさせ
る方法、あるいは、第１９図示の構成における遅れ時間
τを弔する試験信号の発生器５００の構成の態様につい
ては、後述するようになし得ることは当然である。さら
に、これらの試験信号発生器８００−１　、３００−２
．５００においては、現実の信号をレベル一定の可聴周
波数成分信号■（１）とレベル変動信号Ｗ　（ｔ）とに
分解、合成して用いる方法、それらの１図号のいずれか
をパターン化して用いる方法、現実信号そのものを用い
る方法のいずれについても、後述するリードオンリメモ
リに対する配録および遅延読出しケ用い得ること勿論で
ある。

しかしながら、物理的に詳細な観測を行なうことができ
、精四のよい測定結果が得られるＣ型の測定方式に好適
な試験信号は、かかる一般信号のほかに、番組音モデル
信号がある。この信号の発生器の構成物全第］２図に示
し、その各部信号波形の例を第１．８図（ａ）、■）　
、　（ａ）にそれぞれ示す。

しかして、番組音モテル信号発生′ａは、本顧人の出願
に係る特公昭５５−２０２８９号公報に記載しであるよ
うに、可聴周波信号Ｖ（ｔ）に強さの変動を表わすレベ
ル変動信号Ｗ　（ｔｌを掛算して得られるＵ（ｔ）＝ｖ
（ｔ）・Ｗ（ｔ）なる形態の信号Ｕ（句全発生させるも
のであり、第１２図示の構成例においては、まず、レベ
ル変動信号Ｗ（ｔｌを形成するために、正規分布雑音信
号の替わりにその正規分布雑音信号から切取った一部の
信号を反復して発生させる疑似正規分布雑音信号発生器
８０１を設け、第１３図（ａ）に示すような信号波形を
有する出力信号をレベル変動信号発生器３０８に供給し
て、上述の公報に記載のようにして、第１３図（Ｃ）に
示すようなレベル変動信号Ｗ（１，）を発生させる。

一方、疑似正規分布雑音信号発生器８０１の第１３図（
ａ）に示す信号波形の出力信号をゼロクロス方形波発生
器３０２に供給して、第１３図（ｂ）に示すように、入
力信号波形における順次のゼロクロス点にて交互に立上
り、立下るゼロクロス方形波形のゲート信号全発生させ
、その方形波ゲート信号が正電圧値をとるときに開く上
極性ゲート回路３０８とその方形波ゲート信号が負電圧
値金とるときに開く負極性ケート回路；（０４１とを交
互に開路させる。しかして、正極性ゲート回路３０３が
開いたときには可聴周波信号発生器８０５からの可聴周
波信号Ｖ、（ｔ）がその正極性ゲート回路３０３を通過
し、また、負極性ゲート回路３０４が開いたときには可
聴周波信号発生器３０６からの可聴周波信号Ｖ　、（ｔ
）がその負極性ゲート回路３０４Ｉ全通過して、いずれ
も加算器８０７に供給され、交互に組合わされて互いに
連続し、一連の可聴周波信号ｖ（ｔ）＝ｖ１（ｔ）十ｖ
２（ｔ）よりなるモデル信号成分を形成する。所望の番
組音モデル信号のかかる可聴周波４Ｍ号成分Ｖ　（ｔ）
を掛算器３０９に供給して、レベル変動イぎ号発生器３
０８から供給したレベル変動信号Ｗ（ｔ）との掛算を行
ない、上述した番組音モテル信号Ｕ（ｔ）　（＝　Ｖ（
ａ・Ｗ（ｔ））を形成する。

上述のような構成の番組音モテル１ぎ号発生器の％徴と
するところは、周波数などを異にする２棟類の可聴周波
信号Ｖ、（ｔ）とｖＱ（ｔ）とを継時的に組合わせて可
聴周波信号Ｖ（ｔ）を構成したことであり、かかる２棟
類の可聴周波信号Ｖｌ（ｔｌおよびＶ　２　（ｔ）とし
ては、前述したＡ型の本発明測定方式にて用いたハーモ
ニュームを形成する系列Ａおよび系列Ｂの信号、あるい
は、前述しｆｃＢ型の本発明測定方式にて用いた周波数
ｆ０およびｆｇの正弦波信号など一一般にスペクトルの
重なりを生じな１．／１信号、すなわち、周波数を共有
しない信号であって、しかも、不協和強度の大きさに一
般性のあるものを用いるのが好適である。

一部、Ｃ型の本発明測定方式の他の特徴とするところは
、上述したように疑似正規分布雑音信号発生器３０１を
使用したことである。すなわち、Ｃ型の本発明測定方式
にて重要な点は、直接波の遅延時間τｄの補償に存する
のであるから、直接波到来時刻をできる限り正確に知り
、その到来時刻から、入力試験信号の形成に用いたのと
全く同一のレベル変動信号ｗ（ｔ）’を発生させること
がその要点をなしており、かかる要点を実現するために
、疑似正規分布雑音信号発生器３０１は、例えば第１４
図に示すように構成することとして、つぎの各装作（１
）〜（８）を満たすようにする。

（１）第１４図示の構成において、スタートパルスによ
りリードオンリメモリ３５０の最先のアドレスから格納
しであるデータを読出し得るようにする。

（２）上述した最先アドレスのデータ値としては、第１
３図（ａ）に示す両端の振幅値のように、第９図示の瞬
時スペクトル測定による心理品質測定装置の構成例にお
けるシュミット回路１０］が正確に動作するに充分な大
きさの値のものとし、受イ百波による同期スタートの時
刻を正確に確定させ得るものとする。

（３）　　レベル変動信号発生用の正規分布雑音信号が
全く同一波形であれば、その同一波形の正規分布雑音信
号から形成したレベル変動信号Ｗ（ｔ）は同−鼓形とな
るのであるから、真正正規分布雑音信号の一部を切取っ
て、予め記憶させたリードオンリメモリ上のアナログ・
テイジタル変換全データを測定に際し反復して抗出し、
真正正規分布雑音信号の代わりに使用する。かかる処置
により同期スタート時点が正確であれば、その時点以後
は音源側のレベル変動信号Ｗ　（ｔ）と全く同一波形の
レベル変動信号Ｗ（ｔｌが得られる。

ついで、真正正規分布雑音信号のサンプルデータｋ　Ｗ
ｅ憶させであるリードオンリメモリ上のデータから、ク
ロックパルス発生器８５６の出力クロックパルスを用い
て、アドレス発生器８５４から発生したアドレスの指定
データをレジスタ３５１に絖出し、その指定データをデ
ィジタル・アナ日グ変換器３５２によりアナログ信号に
変換し、ローパスフィルタ８５８によって上述の真正正
規分布雑音信号を再生する。

上述したところにおいて、アドレスカウンタ３５５は、
スタート後、読出しデータのアドレスカウンタし、リー
ドオンリメモリ上の全データａを続出した後は、再びス
タート番地のデータから読出し得るようにアドレス発生
の制御を行なう。

なお、かかるデータ読出しに際し、アドレスカウンタは
、外部からのスタート・ストップ信号によってその動作
の開始、停止を制御するものとする。

つぎに、疑似正規分布雑音信号発生器に対するその他の
所要性能について述べると、正規分布雑音信号は、番組
音モデル信号を構成するレベル変動信号として好適なス
ペクトルを有するように、通常、０．１〜１０　Ｈｚの
範囲に共振中心周波数を有するバンドパスフィルタに加
えて得られるスペクトル分布のものとする。したがって
、疑似正規分布雑音信号発生器に用いるサンプリング周
波数は少なくとも５０　Ｈ２程度とする必要がある。ま
Ｔ−１０，Ｉ　Ｈ２近傍の波形がランダムとなるために
は、リードオンリメモリにディジタルデータとして配憶
させる信号波形の長さは１００秒周期以上のものとし、
したがって、メモリ容量としては、８ビツト量子化を行
なう場合には、８Ｘ５０Ｘ］００＝４０，０００ピツト
、５０００バイト程段とする必要がある。

つき゛に、Ｃ型の本発明方式による心理品質測定装Ｗは
、前述した特願昭５５−７０８３６号明細簀に記載の「
不協和強測定器置」と同様に構成するが、その要部の構
成を第１５図に示す。図示の心理品質測定装置の構成の
要部とするところは、マルチパス伝送系の入力信号、例
えば試験信号発生器からのスピーカ入力信号、および、
マルチパス伝送系の出力信号、例えば心理品質測定装置
のマイクロホン出力信号全それぞれ入力とする不協和強
健測定器４］０−ａおよび４］’Ｏ−ｂであり、それら
の不協和強度測定器４１０−ａ、ｂは、それぞれ、スペ
クトル分析器４０１−ａ、ｂ、最小装置４０８−ａ、ｂ
、２周波不協和強度計算装置４０４　　ａ　、　ｂおよ
び不協和強度平均装置４０５−ａ、ｂよりなっている。

それらの不協和強度測定器４１０−ａ、ｂからそれぞれ
得られる伝送系入力不協和強度Ｉｉおよび伝送系出力不
協和強度■ｏ全引算器４０６に供給してその差を求め、
さらに、不協和強度−不協和度変換器４０７により心理
品質（工。−Ｉｉ）β（βキ０．２５　）を求めて、表
示器４１２に表示する。

なお、かかる構成の装置による心理品質測定に２ける要
点は、心理量５Ｎ測定装置の２人力信号として、人間が
聴覚によって２人力を比較する場合と同様に、直接波の
遅れ時間τｄを除外して、同時刻にて因果対応を合わせ
た２人力信号を用いる点に存すること、前述したとおり
である。

しかして、０型の本発明心理品質測定方式において特徴
とするところは、試験信号として、振幅、周波数および
位相が時間的に変動する動的信号、例えば、ＡＭ信号、
ＦＭ信号等を用い得る点にあり、０型の測定装置によっ
て得られる測定心理品質は、かかる動的信号に関する瞬
時瞬時の心理品質である。したがって、被測定系の全動
作状態における心理品質を知るためには、かかる瞬時品
質の統計的平均値を求める必要がある。しかしながら、
上述した第１５図示の心理品質測定装置によって得られ
る正しい心理品質は、個々の瞬時品質イ１１を単に平均
すると平均的心理品質となる、というような性質を有し
ていない。

したがって、平均品質を求めるには、中間的量として代
数的加算性を有する不協和強度について、被測定糸のも
たらす瞬時不協和強度増分を求め、その平均値を求めた
後、心理品質に変換することにより、平均的心理品質を
求める必要がある。かかる手順により被測定系の動的な
平均的心理品質１全測定し得るための本発明方式による
心理品質測定装置の構成例を第１６図に示す。図示の構
成においては、第１５図につき前述したと同様の伝送系
入力信号および伝送系出力信号について、それぞれ、不
協和強健測定器４．１０−ａおよび４］０−ｂ並びに不
協和強度平均装置４１１−ａおよび４］１−ｂを設けて
、入力信号および出力信号の平均不協和強度Ｉｉおよび
工。を求め、引算器４０６により求めた入出力不協和強
度の増分を不協和強度−不強和度変換器４０７に導いて
平均心理品質を求めるとともに、実測上の参考データと
１−で、別に、入力信旬および出力信号の平均的不励１
１１強度工、および工。をそれぞれ不協和強度−不協和
度変換器４０７−ａおよび４０７−ｂに導いて、被測ポ
系の入力および出力の平均不協和度をそれぞれ求め、心
理量としてのそれらの各平均不協和駁全表示器４１２に
表示する。

しかして、上述した第１５図示および第１６図示の構成
による心理品質測定装置においては、被測定伝送系の入
力側および出力側に対して２台の不協和強度測定器４］
０−ａおよび４］０−ｂをそれぞれ使用し、データ処理
速度を向上させているが、それらの不協和強度測定器は
、スペクトル分析器をそれぞれ含んでいるので、著しく
高価となる。したがって、１台の不協和強健測定器によ
つて入力側および出力側の不動ｆ１１強度を測定し得る
ようにするのが好適である。かかる使用に備えて不協和
９ＭＩＩ測定器を簡易化した本発明方式によるＣ型心理
品質測定装置の基本的構成を第１７図に示し、その各部
動作のタイムチャートを第１８図に示し、さらに、詳細
な構成例を第１９図に示す。

第１７図示の基本的構成においては、第１８図（ａ）に
示すイぎ号彼形を有する試験信号３００を、遅延時間τ
を有する遅延回路４２０を介し、被測定伝送系４２】の
入力側スピーカ２１に供給し、遅れ時間τｄの後、した
がって、送信信号３００の送出時点からの遅延時間Ｔｓ
＝τ＋τｄの後に出力側マイクロホン２２から得られる
第１８図（ｂ）に示す信号波形の受音波信号と、送信信
号３００の送出点からの第１８図（ａ）に示した信号波
形の試験信号とを、スイッチ４２２により交互に切換え
て単一の心理品質測定器４に供給する。かかる基本的構
成を具体化した第１９図示の詳細な構成例においては、
リセット・スタート信号により駆動する（　４８　　） 遅延試験信号発生器５００からの前述した遅延時間τだ
け遅延した試験信号を、前述と同様にして、被測定伝送
系５０８に供給し、その出力側に得られる前述した受音
波信号とリセット・スタート信号と心理品質測定器４か
らのタイミング情報とをカウンタ５０１に供給して、第
１８図（（１）に示すような態様の時間計測を行なわさ
せ、その結果得られる制御信号により前述したと同様に
動作するスイッチ５０２の切換えを制御して、心理品質
測定器４により、第１８図（Ｃ）に示す態様にて、入出
力双方の不協和強度の測定を行なう。

しかして、遅れ時間τｄが短かい場合には、心理品質測
定器４を構成するスペクトル分析器が高速動作をしても
、なお、直接波の遅れ時間７６以内にて１画面のスペク
トル処理を完了し得す、被測定伝送系の入力側および出
力側についての不協和強度の測定を交互に行ない得ない
場合が生ずる。

したがって、入力側と出力側とを順次に切換えて所要の
測定を完結し得るようにするためには、スペクトル分析
器の信号処理時間に適合した、直接Ｃ４４） 波の遅れ時間τｄＪ：り長い十分な遅延時間ＴＳを人力
信号に付与する必要がある。そのために必要な付加遅延
時間τは遅延回路４２０によって付与する。

１ず、スイッチ４２２を入力側に切換えて、試験信号に
ついての計測を始めるときには、試験イぎ号のアナログ
・テイジタル変換、記憶に要する時間ＴＭ、およびＦＦ
Ｔスペクトル・データ記憶時間の総計Ｔｇが全遅延時間
Ｔｓ　＝τ十τｄより短かいと＠Ｖこは、分析したスペ
クトル・データを記憶した仮、ｉ自ちにスイッチ４２２
全出力側に切換えれば、被測定伝送系４２１の出力受音
波信号が心理品質？Ｈ１１定器４に到達し、その到達時
点にて遅延時間Ｔｓの測定も終了する。この遅延時間Ｔ
ｓは、次の時間計測のための計時終了時間用として設定
する。なお、スペクトル・データの記１意＠に出力受音
波信号が到達するような場合には、付加遅延時間τ全増
大）Ｓせて、スペクトル・データの記憶の仮に出力受音
波信号が到達するように調整して、前述した第Ｊ８図示
の時間関係が得られるようにする。

つぎに、被測定伝送系の出力受音波信号について同様の
スペクトル分析、データ記憶ヲ行ない、しかる後に直ち
に入力試験信号の測定に切換えて、再びスペクトル分析
、データ記憶を行なう。さらに、次の出力受音波信号に
ついてのスペクトル分析、データ記憶は、カウンタ５０
１の時間計測値が前回測定の終了時間Ｔ８になってから
開始する。

上述のような手順のデータ処理によれば、入力試験信号
分析スペクトルψデータと出力受音波信号分析スペクト
ル・データとは、原因、結果の対応関係が測定上同期的
になっており、所期の測定を行なうことができる。また
、総計記憶時間Ｔｇ≦全遅延時間Ｔｓなる最短の遅延時
間Ｔｓ値に最も近似した付加遅延時間τを選定すれば、
スペクトル分析、データ処理の所要時間が隘路となる場
合には、入力試験信号および出力受音波信号に関する岐
多盾のスペクトル・データを得ることができる。

Ｊ：　Ａした付加遅延時間τを試験信号に例与する遅延
回路４，２０は、第１４図につき前述した疑似正規分布
雑音信号発生器を２台用意し、そのうちの１台の錐生器
を構成するリードオンリメモリからのデータ読出レアド
レスを試験信号自体のアドレスよりオフセットアドレス
（＝Ｔ／サンプリング周期）分だけずらし、時間τだけ
遅延させてデータを胱出すようにして所要の機能を達成
することができる。

なお、２台の疑似正規分布雑音信号発生器用のり一ドオ
ンリメモリが上述したオフセットアドレスを保持しつつ
、２種類の読出しアドレスに応じて父互にデータ読出し
全行なえるデータ読出し機能を備えるようにしておけば
、２台の疑似正規分布雑音信号発生器を単一のリードオ
ンリメモリにより兼用にして構成することができる。

上述のようにして、時間差τを有する２系統の疑似正規
分布雑音信号が得られれば、それらの疑似正規分布雑音
信号を第１２図示の疑似正規分布雑音信号発生器出力用
として用いてそれぞれ供給した２台の番組前モデル信号
発生器を用いて、第１７図示の基本構成による心理品質
測定装置の入力試験信号およびスピーカ入力信号、ある
いは、第１９図示の試験信号・遅延試験信号発生器５０
０の２出力を形成することができる。

以−ヒの説明から明らかな本発明の効果は、適切な項目
別に列挙してそれぞれ略述すれば、つぎのとおりである
。

（Ａ、ｌ　　Ａ型の本発明測定方式について（１）単純
方式は、測定装置の構成が単純であって、既存の測定装
置ケそのま１用いて手動操作により行なうことができ、
当初に試験的に用いて被測定系の心理品質の概要ヲ知る
に極めて便利である。

（２）同期方式のうち、入力非同期のサンプリングパル
スを用い、測定周波数指定時にのみ制御する同期方式に
おいても、展開された瞬時スペクトルをスナップ式に並
列表示し得るので、定型的反復測定に極めて好適である
。

また、実務面においては、測定装置の構成が比較的簡単
であるにも拘らず、明快な測定結果が得られるので、利
用価値が最も大きいとみられる。

（８）Ａ−Ｄ変換同期方式は本格的な精密音響測定に適
しており、特に、周波数分解能を畠めて反射音の伝搬経
路を推測し、あるいは、室内音響特性の変更、反射板や
吸音材による対策の効果を、物理的リグ１に、心理的に
も精密、的確、迅ｌ＊に把握するのに好適である。

（Ｂ）　　Ｂ型の本発明測定方式についてＡ型の本発明
測定方式においては、周波数軸上の残留成分を音響物理
的および音響心理的に捉えて計重しているのに対し、Ｂ
型の本発明測定方式においては、時間軸上に現われる残
留成分を計重゛化し２ており、試験信号として同定周波
数の正弦波信号を用いる場合には、スペクトルは比較的
静止状態にあるものとして測定することができ、したが
って、聴覚心理効果が単純であって、高梢度の心理品質
測定結果を期待することができる。

（（３３０型の本発明測定方式についてＡ型およびＢ型
の本発明測定力式が、物理的精度を高め、その反面、扱
う音響心理量としては比較的単純であったのに対し、Ｃ
型の本発明測定方式は、測定装置の構成の複雑変にやや
増大しているが、物理現象および心理現象ともに、−膜
性を増しており、一層実際的な物理品質および心理品質
の計測を行なうことができる。

（Ｄ）　　本発明側に方式の応用範囲について本発明方
式による心理品質測定の対象は、線形マルチパス伝送系
をもって代表されるが、その他にも、例えばテープレコ
ーダなど時間遅延を有する線形系は、いずれも、本発明
測定方式適用の対象となり、また、衛星放送などの長距
離伝搬路を有する通信系もその対象となり得る。

（１１時間計測に関して、例えば周波数が時間に対し直
線的に変化する掃引正弦波信号を試験信号に用いる場合
には、信号間の周波数差が遅れ時間に比例しているので
、展開したスペクトル分布の周波数差からそれぞれの周
波数成分の遅れ時間を計測することができる。

（２）空間音響特性測定に関し、前項にて測定した遅れ
時間に音速を掛は算すれば、その周波数成分の経路長を
測定することができる。捷た、経路長が判ると、推定し
侑る反射点の個数が限定される。

そこで、零感度方向を１つだけ有する指向性マイクロホ
ンを用いて、ある周波数の出力が零となる苓感度方向を
知ると、上述の経路長のほかに、その反射波の方向も確
定することができる。

さらに、上述の状態における心理品質を計測すると、そ
の反射波成分の音質阻害寄与蓋が判明する。また、様々
の指向特性を有するスピーカ、マイクロホンを用いて反
射波のある室内音場における心理品質を計測すると、そ
れらのスピーカ、マイクロホンの心理品質への寄与量を
基準的系に対して明確にすることができる。なお、ダミ
ーヘッド受音の場合についても同様である。

（８）　　クロストーク心理品質に関し、例えば、第２
０図に示すようなりロストーク系においては、異なる２
人力信号による２出力端子間の心理品質を求めること、
あるいは、２人力信号が線形加算された出力の音質が入
力の音質とどの程度相違しているかを求めることなどに
ついて、Ｃ型の本発明測定方式は極めて有用であり、図
示のように、はとんどスペクトルが互いに重なることな
く、経時的に連接した２信号Ｓ０と８２とにそれぞれク
ロストークが加わると、入力信号と同一周波数の成分は
音色の大きい変化はもたらさないが、入力信号とは異な
る周波数の成分は音色に大きい変化を与える。かかる心
理品質は、第１】図示および第１７図示のＯ型測定装置
を用いて測定することができる。

（４）磁気テープ層間転写に関し、本来信号以外の信号
成分の転写が磁気テープに生ずると、音質が劣化するが
、かかる転写による音質変化は、０型側宝刀式により物
理量および心理品質の定量的測定の測定を行なうことが
できる。例えば、入力信号として、周波数がｆ□、ｆｇ
の正弦波であり、それらの入力信号が経時的に連続して
現われるＢ型の試験信号を用いる場合には、転写を伴っ
て生ずる出力信号中には、周波数ｆ０とｆ、との信号成
分が同時に存在する現象が生ずるので、かかる転写に対
応した心理品質は、第２１図に示した信号関係になって
、第１１図示および第１７図示の構成による測定装置に
より、定量的に計測することができる。

（５）分布音源の心理的寄与量の測定に関し、ｎ個の音
源から放射された音響が受音されたときの総不協和＠度
Ｉｔ（ｎｌにｎ＋１個目の音源から放射された音響が加
わって総不協和強度工ｔ（ｎ＋、）となったとすると、
ｎ＋１個目の音源からの音響を受音したことによる心理
的影響量は、ΔＩ（ｎ＋ｘ）＝Ｉｔ（ｎ＋ｉ）　　Ｉｔ
（ｎ）　　なる式によって求まる不協和強度の増分を心
理品質に変換して計測することができる。この増分ΔＩ
（ｎ＋１）　ｌ’Ｉ　ｎ＋　１個目の音源の受音不協和
強ＦＩ（ｎ＋１）とは異なるものである。

（６）ひずみ測定について （イ）　ＡＭ−ＰＭ変換ひずみの測定については、室内
貴書伝送系のように、振幅周波数特性の山谷の変化が激
しい線形系においては、Ｂ型の本発明測定方式に使用し
得る試験信号の一つとしてＡＭ波信号を用いると、ＡＭ
波の側帯波が等しくなくなり、ＰＭ波成分が生ずる。し
たがって、適当な変調周波数、例えば、５０Ｈｚにて変
調したＡＭ波を用いると、入力とは異なる音質の出力が
現われ、入力の変調周波数と変調度とを固定すれば、入
力の不協和強度が一定となるので、出力の不協和強度を
測定することのみにより不協和度心理品質を測定するこ
とができる。

（ロ）　ＦＭ−ＡＭ変換ひずみの測定については、前述
した０型の測定方式に使用し得る試験信号の一つとして
のＦＭ信号をマルチパス伝送系を介して相互に加算した
場合には、ＡＭ信号成分を生ずる。

したがって、（イ）項につき上述したと同様にして心理
品質を測定することができる。

（ハ）一般の信号を用いた場合には、上述のような線形
ひずみのほかに、非線形ひずみが発生する被測定系につ
いても、全く同様にして心理品質を測定することができ
る。

なお、Ａ型のＡ−Ｄ変換同期方式において、試験信号の
基本系列としてＩ・−モニューム系列を用いる場合に、
非線形ひずみとして第２高調波が生じ、その第２高調波
が受音波中の入力第２茜調波に重なるために、線形ひず
みと非線形ひずみとの量を分離し得なくなる場合の発生
を回避するには、前述した多系列構成において第２高調
波に相当する周彼数金間引いて用いる測定方法がある。

甘だ、別法としては、前述した有理数比分局器を用いて
、入力・・−モニューム系列の各高調波周波数をわずか
にすらして、尚調波非線形ひずみが入力周波数に重なる
のを回避する方法を用いることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＡ型の本発明方式による不協和並品質測定装置
１の基本構成の例を示すブロック線図、第２図（ａ）お
よび（ｂｌは同じくヤの掃引発振器出力波形および直接
音受音波の波形の例をそれぞれ示す波形図、 第８図は同じくその受音波のパワースペクトル分布の態
様の例を示す線図、 第４図（ａ）　、　（ｂ）および（Ｃ）は同じくその試
験信号波形サンプリングの態様の例および異なるサンブ
リング法による測定スペクトルの相違の例をそれぞれ示
す線図、 第５図（ａ）〜（（１）は同じくその受波信号の瞬時ス
ペクトル展開の過程を順次に示す線図、 第６図は同じくその瞬時スペクトル全域展開表示型測定
装置の構成例を示すブロック線図、第７図は同じくその
Ａ−Ｄ変換同期方式による瞬時スペクトル展開の態様の
例を示す線図、第８図は同じくその掃引試験信号発生器
の構成例を示すブロック線図、 第９図は同じく七のＡ−Ｄ変換同期方式による・測定装
置の構成例を示すブロック線図、第１０図（ａ）〜（Ｃ
）はＢ型の本発明不協和匿品質測定方式の測定原理を順
次に示す波形図、第１１図はＣ型の本発明方式による不
協和並品質測定装置の基本構成を示すブロック線図、第
１２図は同じくその番組音モデル信号発生器の構成例を
示すブロック線図、 第１３図（ａ）〜（Ｃ）は同じくその各部信号波形をそ
れぞれ示す波形図、 第１４図は同じくその疑似正規分布雑音信号発生器の構
成例を示すブロック線図、 第１５図は同じくその心理品質測定装置の構成例を示す
ブロック線図、 第１６図は同じくその平均心理品質測定器の構成例を示
すブロック線図、 第１７図は同じくその簡易型心理品質測定装置の構成原
理を示すブロック線図、 第１８図（ａ）〜（ｄｌは同じくその各部動作の態様を
それぞれ示すタイムチャート、 第１９図は同じくその室内音響心理品質測定器の簡易化
した構成の例を示すブロック線図、第２０図は本発明測
定方式をクロストーク測定に適用した回路構成の例を示
すブロック線図、第２１図は本発明測定方式をテープ転
写系の測定に適用した回路構成の例を示すブロック線図
である。 １・・・周波数掃引発振器、２・・マルチパス伝送系、
８・・・スペクトル分析器、４・・・心理品質測定器、
２１・・・送信点（スピーカ）、２２・・・受音点（マ
イクｒｙ＊ン）、］　Ｏ］・・・］シュミットートリガ
回路１０２・・・掃引ランプ波発生器、１０３・・・コ
ンパレータ、１０４・・・オア回路、１０５・・・アナ
ログ・ディジタル変換器、１０６・・サンプリング−デ
ータ・メモリ、１０７・・・ＦＦＴスペクトル変換器、
１０８・・・スペクトル・データ累積加算５．１０９・
・・スペクトル表示器、１１０・・・スペクトル・デー
タ１１１次メモリ、１１１・・・ＡＤコンバータースタ
ート信号切換器、１１２・・・ＡＤコンバータスタート
信号発生器、２００・・・掃引同期サンプリングパルス
発生器、２０２・・・−分周器、２０８・・・ローパス
フィルタ、２０４・・・加算器、２１０・・・有理数分
周器、８００・・・試験信号発生器、３０１・・・疑似
正規分布雑音信号発生器、８０２・・・ゼロクロス方形
波発生器、８０３・・・正極性ゲート回路、３０４・・
・負極性ゲート回路、３０５，３０６・・・可聴周波信
号発生器、８０７・・・加算器、３０８・・・レベル変
動イ６号発生器、３０９・・・掛算器、３５０・・・リ
ードオンリメモリ、３５１・・・読出しレジスタ、８５
２・・・ＤｈＫ換器、３５　Ｂ・・・ローパスフィルタ
、３５４・・・アドレス発生器、８５５・・・アドレス
ｅカウンタ、３５６・・・クロックパルス発生器、４０
０・・・２人力心理品質測定器、４０］・・・・・・ス
ペクトル分析器、４．０２・・最小可聴レベル以下切捨
て回路、４０３・・・マスキング装置、４０４・・・２
周波不協和強度計算装置、４０５・・・合算装置、４０
６・・・不協和強度測定器、４０７・・・不協和強度−
不協和度変換器、４１０・・・不協和強度測定器、４１
１・・・不協和強度平均装置、４２０・・・τ時間遅延
回路、４２１・・・被測定伝送系、４２２・・・切換ス
イッチ、５００・・・試験信号・遅延試験信号発生器、
５０１・・・カウンタ、５０２・・切換スイッチ、５０
３・・・被測定伝送系、６０１．６０２・・クロストー
ク系、６０３・・・転写系。 特許出願人　日本放送協会 第１３図 第１４図 第１５図 第１６図 〜　　４コ　　（、Ｊ　　　”ＣＩ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｌ　パス毎にそれぞれ異なる遅延時間を有するマルチパ
   ス伝送系に、経時的に配列した複数の周波数信号からな
   る試験信号を印加して当該マルチパス伝送系の受信点に
   て最短時間遅延した受信信号と他の遅延受信信号との間
   に複数周波数成分の新たな重なりを発生させるとともに
   、前記最短時間遅延した受信信号から検出した当該マル
   チパス伝送系の最短遅延時間に基づいて測定タイミング
   を設定し、その測定タイミングにおいて、発生した前記
   複数周波数の重なりに関して前記受信点における受イ＠
   信号の不協和間全測定することにより、当該マルチパス
   伝送系の心理品ａ’を測定するようにしたことｆｆ：特
   徴とするマルチパス伝送系の不協和駁品質測定方式。 広・　特許請求の範囲第１項記載の測定方式において、
   所要周波数範囲内にて周波数が経時的に変化する信号に
   より前記試験信号を構成したマルチパス伝送系の不協和
   度品質測定方式。 ＆　特許請求の範囲第１項記載の測定方式において、所
   要周波数範囲内の複数の周波数信号を時分割配列して前
   記試験信号を構成したマルチパス伝送系の不協和要品質
   測定方式。