JPS5932992B2 - スイッチング制御型電源回路 - Google Patents
スイッチング制御型電源回路Info
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- JPS5932992B2 JPS5932992B2 JP55048530A JP4853080A JPS5932992B2 JP S5932992 B2 JPS5932992 B2 JP S5932992B2 JP 55048530 A JP55048530 A JP 55048530A JP 4853080 A JP4853080 A JP 4853080A JP S5932992 B2 JPS5932992 B2 JP S5932992B2
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- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング制御型電源回路なかでも自励発振
型の此種電源回路に関するっスイッチング制御型電源に
は、外部駆動回路やドライブトランス等を必要としない
ため回路構成が簡単になる等の点から、自励発振型のも
のが実現されている。
型の此種電源回路に関するっスイッチング制御型電源に
は、外部駆動回路やドライブトランス等を必要としない
ため回路構成が簡単になる等の点から、自励発振型のも
のが実現されている。
この自励発振型の一種にブロッキング発振型電源があり
、これには例えば***特許第2417628号で第1図
のような回路が提案されている。そこで、先ず第1図の
電源回路について簡単に説明し、本発明で解決すべき課
題を提起する。
、これには例えば***特許第2417628号で第1図
のような回路が提案されている。そこで、先ず第1図の
電源回路について簡単に説明し、本発明で解決すべき課
題を提起する。
第1図の電源回路は大別して入力整流部1と、ブロッキ
ング発振部2及びその起動回路3と、出力整流部4と、
mll御回路部5から構成されている。即ち、入力整流
部1は220Vの商用交流電源入フ 力を直流に変換す
るものであり、その直流出力に対してブロッキング発振
部2を構成するスイッチングトランジスタTR1のコレ
クタ・エミッタ間とコンバータトランスTの入力巻線N
iが直列に接続されている。また、このトランスの帰還
巻線rlN2が図中のダイオードやコンデンサ等からな
る直並列回路SKを介して前記トランジスタTR1のベ
ース・エミッタ間に接続され、それによつてプロツキン
グ発振回路を構成している。一方、出力整流部4は前記
トランスTの出力巻線N4に発生する矩形波電圧を整流
平滑して直流電圧を取り出すものであり、また、制御回
路部5は前記トランスTの検出巻線N3から取り出され
る電圧の変動に応じて前記プロツキング発振部2の発振
周波数を変化せしめる作用をなす。
ング発振部2及びその起動回路3と、出力整流部4と、
mll御回路部5から構成されている。即ち、入力整流
部1は220Vの商用交流電源入フ 力を直流に変換す
るものであり、その直流出力に対してブロッキング発振
部2を構成するスイッチングトランジスタTR1のコレ
クタ・エミッタ間とコンバータトランスTの入力巻線N
iが直列に接続されている。また、このトランスの帰還
巻線rlN2が図中のダイオードやコンデンサ等からな
る直並列回路SKを介して前記トランジスタTR1のベ
ース・エミッタ間に接続され、それによつてプロツキン
グ発振回路を構成している。一方、出力整流部4は前記
トランスTの出力巻線N4に発生する矩形波電圧を整流
平滑して直流電圧を取り出すものであり、また、制御回
路部5は前記トランスTの検出巻線N3から取り出され
る電圧の変動に応じて前記プロツキング発振部2の発振
周波数を変化せしめる作用をなす。
そして、上記制御回路部5は誤差検出用トランジスタT
R2及びSCR(シリコン制御整流器)SC等を主要素
として構成されている。この電源回路は、亀源スイツチ
SWの投入時に入力整流部1から起動回路3によつて正
半波の起動電流1sをスイツチングトランジスタTRl
のベースに供給してプロツキング発振部2を起動し、起
動後の定常状態においてはスイツチングトランジスタT
Rlの遮断タイミングを次のように変化させることによ
つて定電圧制御を行うことを特徴としている。
R2及びSCR(シリコン制御整流器)SC等を主要素
として構成されている。この電源回路は、亀源スイツチ
SWの投入時に入力整流部1から起動回路3によつて正
半波の起動電流1sをスイツチングトランジスタTRl
のベースに供給してプロツキング発振部2を起動し、起
動後の定常状態においてはスイツチングトランジスタT
Rlの遮断タイミングを次のように変化させることによ
つて定電圧制御を行うことを特徴としている。
そのうち、特に定常時の動作について言えば次のように
なつている。即ち、スイツチングトランジスタTRlの
オン時にそのコレクタ・エミツタ間を通つて流れる電流
11によつてA点に発生する電圧と、誤差検出用トラン
ジスタTR2のコレクタ電流1t及びターンオフ用の第
1コンデンサC6によつてB点に生じる電圧をSCR(
SC)によつて比較する。
なつている。即ち、スイツチングトランジスタTRlの
オン時にそのコレクタ・エミツタ間を通つて流れる電流
11によつてA点に発生する電圧と、誤差検出用トラン
ジスタTR2のコレクタ電流1t及びターンオフ用の第
1コンデンサC6によつてB点に生じる電圧をSCR(
SC)によつて比較する。
そして、A点の電圧がB点の電圧以下になつた時にその
SCR(SC)を導通させ、図示の極性に充電されたタ
ーンオフ用の第2コンデンサC,をスイツチングトラン
ジスタTRlのベース・エミツタ間に接続せしめて該ト
ランジスタTRlを遮断するように構成しているのであ
る。その際、A点の電圧は前記電流11により時間の経
過につれて増大する負電圧(ラインL5が基準電位)で
あり、B点の電圧は前記電流1tに応じて変化する正電
圧とコンデンサC6による一定の負電圧を加算して得る
負の醒圧である。このため、検出巻線N3からC点に得
る直流電圧の大きさが変化すれば、B点の負電圧の大き
さが変化し、それによつてスイツチングトランジスタT
Rlのターンオフタイミングが変化される訳である。な
お、上記動作において、コンデンサC6,C,の充電は
スイツチングトランジスタTRlのオフ時に帰還巻線N
2からそれぞれ図示の経路で流れる電流1r1,Ir2
によつて行なわれるが、斯る点及びスイツチングトラン
ジスタTRlのオフ状態からオン状態への切換動作はこ
こでは重要でないので、その説明を省略する。
SCR(SC)を導通させ、図示の極性に充電されたタ
ーンオフ用の第2コンデンサC,をスイツチングトラン
ジスタTRlのベース・エミツタ間に接続せしめて該ト
ランジスタTRlを遮断するように構成しているのであ
る。その際、A点の電圧は前記電流11により時間の経
過につれて増大する負電圧(ラインL5が基準電位)で
あり、B点の電圧は前記電流1tに応じて変化する正電
圧とコンデンサC6による一定の負電圧を加算して得る
負の醒圧である。このため、検出巻線N3からC点に得
る直流電圧の大きさが変化すれば、B点の負電圧の大き
さが変化し、それによつてスイツチングトランジスタT
Rlのターンオフタイミングが変化される訳である。な
お、上記動作において、コンデンサC6,C,の充電は
スイツチングトランジスタTRlのオフ時に帰還巻線N
2からそれぞれ図示の経路で流れる電流1r1,Ir2
によつて行なわれるが、斯る点及びスイツチングトラン
ジスタTRlのオフ状態からオン状態への切換動作はこ
こでは重要でないので、その説明を省略する。
さて、この第1図の電源回路では次のような欠点がある
。
。
先ず、SCR(SC)を使用しているので、プロツキン
グ発振部2の発振周波数を充分高く選定して能率のよい
定電圧制御動作を行なわせる場合には不適当である。こ
れは市販されている低電力用のSCRは一般に高速応答
性が劣つているからである。次に、SCR(SC)のタ
ーンオフ用の第1コンデンサC6の放電電流は抵抗R9
,RlOを通つて流れ、この電流は誤差検出用トランジ
スタTR2のコレクタ電流1tが変化するから一定では
ない。
グ発振部2の発振周波数を充分高く選定して能率のよい
定電圧制御動作を行なわせる場合には不適当である。こ
れは市販されている低電力用のSCRは一般に高速応答
性が劣つているからである。次に、SCR(SC)のタ
ーンオフ用の第1コンデンサC6の放電電流は抵抗R9
,RlOを通つて流れ、この電流は誤差検出用トランジ
スタTR2のコレクタ電流1tが変化するから一定では
ない。
このため、スイツチングトランジスタTRlのオフ時に
帰還巻線N2から上記コンデンサC6に流れる充電電流
1r1がC点の電圧に応じて変化することになる。これ
はターンオフ用の第2コンデンサC,への充電電流1r
2即ち該コンデンサの両端間電圧が変化することを意味
し、従つて、スイツチングトランジスタTRlのターン
オフが確実に行なわれない場合が生じるoまた、プロツ
キング発振部2への起動電流1sは入力整流部1のライ
ンL3から図示の経路で流れるが、起動時には上記ライ
ンL3からはこの経路の他にダイオードD5→抵抗R4
→コンデンサC3→帰還巻線N2のa−?b→ダイオー
ドDll→抵抗Rl2→抵抗Rl,→ラインL2の系路
で電流が流れることになる。
帰還巻線N2から上記コンデンサC6に流れる充電電流
1r1がC点の電圧に応じて変化することになる。これ
はターンオフ用の第2コンデンサC,への充電電流1r
2即ち該コンデンサの両端間電圧が変化することを意味
し、従つて、スイツチングトランジスタTRlのターン
オフが確実に行なわれない場合が生じるoまた、プロツ
キング発振部2への起動電流1sは入力整流部1のライ
ンL3から図示の経路で流れるが、起動時には上記ライ
ンL3からはこの経路の他にダイオードD5→抵抗R4
→コンデンサC3→帰還巻線N2のa−?b→ダイオー
ドDll→抵抗Rl2→抵抗Rl,→ラインL2の系路
で電流が流れることになる。
そして、この後者の経路のインピーダンスは帰還巻線N
2の巻数が少ないから前者の経路のそれと略同程度であ
る。このため、起動回路3は必要な起動電流よりも充分
大きな電流を取り出さねばならず、従つて、起動時の電
力損失が大きいことである。更に、SCR(SC)をタ
ーンオフさせるためにコンデンサC6及びダイオードD
8,Dllが必要であり、且つ、起動回路3をダイオー
ドD5、コンデンサC3、及び抵抗R3,R4(R3は
C3の放電用)で構成しているので、全体として部品点
数が多くなり低コスト化の妨げになると云う欠点がある
。
2の巻数が少ないから前者の経路のそれと略同程度であ
る。このため、起動回路3は必要な起動電流よりも充分
大きな電流を取り出さねばならず、従つて、起動時の電
力損失が大きいことである。更に、SCR(SC)をタ
ーンオフさせるためにコンデンサC6及びダイオードD
8,Dllが必要であり、且つ、起動回路3をダイオー
ドD5、コンデンサC3、及び抵抗R3,R4(R3は
C3の放電用)で構成しているので、全体として部品点
数が多くなり低コスト化の妨げになると云う欠点がある
。
そこで、本発明は斯る諸欠点を悉く解消したスイツチン
グ制御型電源回路を提案するものである。
グ制御型電源回路を提案するものである。
第2図は本発明電源回路の一実施例を表わしており、第
1図との対応部分には同一図番を付している。即ち、入
力整流部1はラインフイルタLF及びブリツジ整流回路
BD等を備え第1図と同様に構成されたものであるが、
ここでは第1図に図番R2で示された平滑コンデンサC
2の放電用抵抗が消除されている点に注意すべきである
。プロツキング発振部2は第1図と基本的には同一構成
であり、ここでは第1図の起動回路3に代えて単一の起
動用抵抗Rl4を使用した点に特徴がある。なお、コン
デンサClOと抵抗Rl3はスイツチングトランジスタ
TRlのオフ時に入力巻糾N1に発生する電圧の波形整
形用のものである。出力整流部4ではコンバータトラン
スTの出力巻線が第1巻線N4aと第2巻線N4aに分
割さへその各巻線から互いに電圧値の異なる直流電圧を
得るようになつているが、ここには特に特徴はない0制
御回路部5のうち誤差検出部5はトランジスタTR2が
NPNトランジスタで構成されている他は第1図と略同
一の構成であるが、スイツチング制御部デは第1図とは
全く異なり次のように構成されている。
1図との対応部分には同一図番を付している。即ち、入
力整流部1はラインフイルタLF及びブリツジ整流回路
BD等を備え第1図と同様に構成されたものであるが、
ここでは第1図に図番R2で示された平滑コンデンサC
2の放電用抵抗が消除されている点に注意すべきである
。プロツキング発振部2は第1図と基本的には同一構成
であり、ここでは第1図の起動回路3に代えて単一の起
動用抵抗Rl4を使用した点に特徴がある。なお、コン
デンサClOと抵抗Rl3はスイツチングトランジスタ
TRlのオフ時に入力巻糾N1に発生する電圧の波形整
形用のものである。出力整流部4ではコンバータトラン
スTの出力巻線が第1巻線N4aと第2巻線N4aに分
割さへその各巻線から互いに電圧値の異なる直流電圧を
得るようになつているが、ここには特に特徴はない0制
御回路部5のうち誤差検出部5はトランジスタTR2が
NPNトランジスタで構成されている他は第1図と略同
一の構成であるが、スイツチング制御部デは第1図とは
全く異なり次のように構成されている。
即ち、先ず2段接続したスイツチ用トランジスタTR3
,TR4の各コレクタ・エミツタ間が、ダイオードD9
とスイツチングトランジスタのターンオフ用コンデンサ
C9の接続中点Dと、検出巻線N3のコールド側のライ
ンL5との間に接続されている。そして、その前段側の
トランジスタTR3のベースを誤差検出部の抵抗Rl6
,R,7の分割中Bに接続すると共に、このB点を入力
巻線N1及びスイツチングトランジスタTR,のコレク
タ・エミツタ間に直列接続された抵抗Rllの入力整流
側の接続点Aに接続した構成である。次に、斯る実施例
の動作を第3図の波形図を参照して説明する。
,TR4の各コレクタ・エミツタ間が、ダイオードD9
とスイツチングトランジスタのターンオフ用コンデンサ
C9の接続中点Dと、検出巻線N3のコールド側のライ
ンL5との間に接続されている。そして、その前段側の
トランジスタTR3のベースを誤差検出部の抵抗Rl6
,R,7の分割中Bに接続すると共に、このB点を入力
巻線N1及びスイツチングトランジスタTR,のコレク
タ・エミツタ間に直列接続された抵抗Rllの入力整流
側の接続点Aに接続した構成である。次に、斯る実施例
の動作を第3図の波形図を参照して説明する。
先ず、電源スイツチSWの投入直後の起動時には、入力
整流部1のラインL1側から起動電流sがスイツチング
トランジスタTRlのベース・エミツタ間を流れ、これ
によりスイツチングトランジスタTRlがターンオンし
て入力巻線N1に電流11が流れる。
整流部1のラインL1側から起動電流sがスイツチング
トランジスタTRlのベース・エミツタ間を流れ、これ
によりスイツチングトランジスタTRlがターンオンし
て入力巻線N1に電流11が流れる。
すると、この電流によつて帰還巻線N2に電圧が誘起さ
れ、この電圧は正帰還方向のものであるから、上記巻線
N2からの正帰還電流1fが図示の経路で流れ、それに
よつてスイツチングトランジスタTRlがオン状態に保
持される。スイツチングトランジスタTR,のオン期間
では、そのコレクタ電流は入力巻線N1のインダクタン
スのために直線的に増加して行く。
れ、この電圧は正帰還方向のものであるから、上記巻線
N2からの正帰還電流1fが図示の経路で流れ、それに
よつてスイツチングトランジスタTRlがオン状態に保
持される。スイツチングトランジスタTR,のオン期間
では、そのコレクタ電流は入力巻線N1のインダクタン
スのために直線的に増加して行く。
そしてこのコレクタ電流が、直並列回路SKのインピー
ダンスで決まる前記帰還電流1f(一定値)のβ倍(β
はスイツチングトランジスタTR,の″亀流増幅率)に
なると、スイツチングトランジスタTRlはもはやオン
し続けることができなくなつてオフ状態に反転する。ス
イツチングトランジスタTRlがオフ状態になると、帰
還巻線N2には先のオン状態と逆極性の電圧が発生し、
これによつて上記巻線N2から図示の経路で電流1rが
流れてコンデンサC9を充電せしめる。
ダンスで決まる前記帰還電流1f(一定値)のβ倍(β
はスイツチングトランジスタTR,の″亀流増幅率)に
なると、スイツチングトランジスタTRlはもはやオン
し続けることができなくなつてオフ状態に反転する。ス
イツチングトランジスタTRlがオフ状態になると、帰
還巻線N2には先のオン状態と逆極性の電圧が発生し、
これによつて上記巻線N2から図示の経路で電流1rが
流れてコンデンサC9を充電せしめる。
その結果、D点には正の電圧が発生することになる。一
方、この状態では、トランジスタTRlのオン時に入力
巻線N1に蓄積されたエネルギーに応じた波高値の矩形
波電圧が出力巻線N4aに発生し、これがダイオードD
l2とコンデンサCl2によつて整流平滑されて図示し
ない負荷回路に供給されると共に、上記出力巻線N4a
に流れる電流が次第に減少して行く。このような現像は
出力巻線N4bについても行なわれる。次に、上記出力
巻線N4aを流れる電流が零になると、入力巻線N,の
インダクタンスと分布容量(便宜上、図中Qこ破線で示
すコンデンサCP)とで共振動作が起り、破線で示す共
振電流1pが流れ、この電流は次第に増大して行く。前
記共振電流1pは一且最大値に達し、その後は破線と逆
方向に流れ始める。
方、この状態では、トランジスタTRlのオン時に入力
巻線N1に蓄積されたエネルギーに応じた波高値の矩形
波電圧が出力巻線N4aに発生し、これがダイオードD
l2とコンデンサCl2によつて整流平滑されて図示し
ない負荷回路に供給されると共に、上記出力巻線N4a
に流れる電流が次第に減少して行く。このような現像は
出力巻線N4bについても行なわれる。次に、上記出力
巻線N4aを流れる電流が零になると、入力巻線N,の
インダクタンスと分布容量(便宜上、図中Qこ破線で示
すコンデンサCP)とで共振動作が起り、破線で示す共
振電流1pが流れ、この電流は次第に増大して行く。前
記共振電流1pは一且最大値に達し、その後は破線と逆
方向に流れ始める。
すると、この逆方向の電流は帰還巻線N2に正帰還電圧
を発生せしめることになり、この巻線N2から前述の経
路で正帰還電流1fが流れることになり、従つて、スイ
ツチングトランジスタTRlがオン状態に再び反転する
。その際、この動作は正帰還作用によつて促進されるの
で、共振電流1pの方向が逆転すると、その時点から瞬
時のうちに実現されることになる。このようにしてスイ
ツチングトランジスタTRlが再びオン状態になると、
その後は上述と同様の動作を1〜2回繰り返したのち、
次に説明する定常時の動作に移行する。
を発生せしめることになり、この巻線N2から前述の経
路で正帰還電流1fが流れることになり、従つて、スイ
ツチングトランジスタTRlがオン状態に再び反転する
。その際、この動作は正帰還作用によつて促進されるの
で、共振電流1pの方向が逆転すると、その時点から瞬
時のうちに実現されることになる。このようにしてスイ
ツチングトランジスタTRlが再びオン状態になると、
その後は上述と同様の動作を1〜2回繰り返したのち、
次に説明する定常時の動作に移行する。
なお、先の起動時の動作(特に共振によるターンオン動
作)は定常状態を示す第3図の波形図を参照することに
より容易に理解される。さて、起動後の状態に於いて、
スイツチングトランジスタTRlがターンオンした場合
は、起動時と同様に入力巻線N1に電流11(第3図口
)が流れる。
作)は定常状態を示す第3図の波形図を参照することに
より容易に理解される。さて、起動後の状態に於いて、
スイツチングトランジスタTRlがターンオンした場合
は、起動時と同様に入力巻線N1に電流11(第3図口
)が流れる。
すると、A点には抵抗Rllによつて時間につれて増大
する負電圧(第3図への11が基準電位が発生し、この
電圧が抵抗R2Oを通り且つコンデンサCl4で直流分
が除去されてB点に導かれる。一方、検出巻線N3には
定常状態では矩形波電圧が発生し、これがダイオードD
7とコンデンサC,で整流平滑されることによりC点に
は正の電圧が発生している。
する負電圧(第3図への11が基準電位が発生し、この
電圧が抵抗R2Oを通り且つコンデンサCl4で直流分
が除去されてB点に導かれる。一方、検出巻線N3には
定常状態では矩形波電圧が発生し、これがダイオードD
7とコンデンサC,で整流平滑されることによりC点に
は正の電圧が発生している。
この電圧は抵抗R5〜R6で分圧され、その電圧がツエ
ナーダイオードD6による基準電圧とトランジスタTR
3で比較増幅されるので、B点には上記正電圧に応じた
大きさの正の電圧が発生することになる。そして、この
電圧に先のA点から導かれる電圧が重畳されるので、B
点の電圧は結局第3図への12を基準電位とするものと
なる。このため、B点の電圧がスイツチングトランジス
タTRlのオフ期間に充電されたコンデンサC,による
D点の電圧からトランジスタTR4のベース・エミツタ
間立上り電圧VBEだけ低い電圧に達すると、このトラ
ンジスタTR3がターンオンし、それによつてトランジ
スタTR4もオンになる。
ナーダイオードD6による基準電圧とトランジスタTR
3で比較増幅されるので、B点には上記正電圧に応じた
大きさの正の電圧が発生することになる。そして、この
電圧に先のA点から導かれる電圧が重畳されるので、B
点の電圧は結局第3図への12を基準電位とするものと
なる。このため、B点の電圧がスイツチングトランジス
タTRlのオフ期間に充電されたコンデンサC,による
D点の電圧からトランジスタTR4のベース・エミツタ
間立上り電圧VBEだけ低い電圧に達すると、このトラ
ンジスタTR3がターンオンし、それによつてトランジ
スタTR4もオンになる。
すると、この両トランジスタのコレクタ・エミツタ間を
介してコンデンサC9の両端間電圧がスイツチングトラ
ンジスタTRlのベース・エミツタ間に印加されるので
、このトランジスタTRlは逆バイアス状態となつてオ
フ状態に反転することになる。このようにして、スイツ
チングトランジスタTRlがオフ状態になると、次は前
述の起動時の場合と同様の共振動作によつてオン状態に
反転し、以後はこれまでの動作を繰り返して行く訳であ
る。
介してコンデンサC9の両端間電圧がスイツチングトラ
ンジスタTRlのベース・エミツタ間に印加されるので
、このトランジスタTRlは逆バイアス状態となつてオ
フ状態に反転することになる。このようにして、スイツ
チングトランジスタTRlがオフ状態になると、次は前
述の起動時の場合と同様の共振動作によつてオン状態に
反転し、以後はこれまでの動作を繰り返して行く訳であ
る。
ここに、第3図イ,ハ,二,ホは入力巻線の電圧、帰還
巻線の電圧、出力巻線の電圧、出力巻線の電流をそれぞ
れ表わしている。なお、上述の説明に於いて、スイツチ
ングトランジスタTRlの起動直後のオン期間では、C
点の電圧が零であるから、A点fこ生じる負電圧がトラ
ンジスタTR3のベースに直接印加されることになる。
巻線の電圧、出力巻線の電圧、出力巻線の電流をそれぞ
れ表わしている。なお、上述の説明に於いて、スイツチ
ングトランジスタTRlの起動直後のオン期間では、C
点の電圧が零であるから、A点fこ生じる負電圧がトラ
ンジスタTR3のベースに直接印加されることになる。
しかし、この状態ではコンデンサC9が充電されていな
いので、D点はラインL5と略同電位となつている。こ
のため、上記トランジスタTR3はこの期間では導通せ
ず、従つて、スイツチングトランジスタTRlのターン
オフは前述の如く電流11が飽和することによつて達成
される訳である。次に、このような定常状態に於いて、
交流入力電圧或いは負荷状態が変化した場合は、以下の
ようQこして定電圧制御が行なわれる。
いので、D点はラインL5と略同電位となつている。こ
のため、上記トランジスタTR3はこの期間では導通せ
ず、従つて、スイツチングトランジスタTRlのターン
オフは前述の如く電流11が飽和することによつて達成
される訳である。次に、このような定常状態に於いて、
交流入力電圧或いは負荷状態が変化した場合は、以下の
ようQこして定電圧制御が行なわれる。
即ち、例えば、交流入力電圧が上昇した場合は、出力巻
線N4a,N4bから取り出される直流電圧が上昇する
。すると、出力巻線N4a,N4bと検出巻線N3は密
に結合されているので、C点の電圧もそれに応じて上昇
する。その結果、B点のバイアス電圧(第3図への11
)が下がることになり、従つて、スイツチングトラン
ジスタTRlのターンオフタイミングが早くなる。この
ため、入力巻線N1に著積されるエネルギーが減少し、
従つて、スイツチングトランジスタTRlのオフ期間に
発生する矩形波電圧(第3図イ参?)の波高値が小さく
なつて直流出力電圧が低下せしめられる訳である。また
、交流入力電圧が低下した場合はこれと全く逆の動作を
行い、負荷状態の変化によつて直流出力電圧が変動した
場合も同様である。なお、第2図の回路に於いて、トラ
ンジスタTR3のコレクタ側及びトランジスタTR4の
エミツタ側をラインL5に接続する代りに破線のように
A点側に接続してもよい。
線N4a,N4bから取り出される直流電圧が上昇する
。すると、出力巻線N4a,N4bと検出巻線N3は密
に結合されているので、C点の電圧もそれに応じて上昇
する。その結果、B点のバイアス電圧(第3図への11
)が下がることになり、従つて、スイツチングトラン
ジスタTRlのターンオフタイミングが早くなる。この
ため、入力巻線N1に著積されるエネルギーが減少し、
従つて、スイツチングトランジスタTRlのオフ期間に
発生する矩形波電圧(第3図イ参?)の波高値が小さく
なつて直流出力電圧が低下せしめられる訳である。また
、交流入力電圧が低下した場合はこれと全く逆の動作を
行い、負荷状態の変化によつて直流出力電圧が変動した
場合も同様である。なお、第2図の回路に於いて、トラ
ンジスタTR3のコレクタ側及びトランジスタTR4の
エミツタ側をラインL5に接続する代りに破線のように
A点側に接続してもよい。
このようにすると、コンデンサC9の両端間電圧が比較
的低い場合でも、トランジスタTR4,TR5はそのコ
レクタ・エミツタ間が充分にバイアスされてターンオン
を確実に達成できると云う利点がある。しかし、その反
面、スイツチングトランジスタTRlのターンオフ時に
そのベース及びコレクタ領域の余剰電荷を除去するため
にコンデンサC,を電源として図示の経路で流れる電流
1dの大きさが抵抗Rllによつて左右されることにな
る。このため、上記電流1dの大きさを、余剰電荷を所
定の速度で放出し、スイツチングトランジスタTR,の
ホールタイムが短くなるような値に選定する際には不利
である。なぜなら、上記抵抗RllはトランジスタTR
lのターンオフのタイミングを決めるものであるから、
この抵抗値を上述のホールタイムの点だけを考慮して一
義的に決められないからである。また、スイツチングト
ランジスタTRlのエミツタとラインL5との間に接続
した抵抗R22は、このトランジスタの前述した自已飽
和動作によるターンオフの際に、所謂電流帰還作用によ
つて帰還巻線N2からの正帰還電流1fを減少せしめ、
それによつて上記ターンオフ動作を早めるためのもので
ある。そして、この抵抗R22は定常動作に特に影響を
与えるものでないから、これを削除することも可能であ
る。本発明のスイツチング制御型電源回路は以上の如く
構成されたものであるから、第1図の公知例に比較して
次のような利点がある。
的低い場合でも、トランジスタTR4,TR5はそのコ
レクタ・エミツタ間が充分にバイアスされてターンオン
を確実に達成できると云う利点がある。しかし、その反
面、スイツチングトランジスタTRlのターンオフ時に
そのベース及びコレクタ領域の余剰電荷を除去するため
にコンデンサC,を電源として図示の経路で流れる電流
1dの大きさが抵抗Rllによつて左右されることにな
る。このため、上記電流1dの大きさを、余剰電荷を所
定の速度で放出し、スイツチングトランジスタTR,の
ホールタイムが短くなるような値に選定する際には不利
である。なぜなら、上記抵抗RllはトランジスタTR
lのターンオフのタイミングを決めるものであるから、
この抵抗値を上述のホールタイムの点だけを考慮して一
義的に決められないからである。また、スイツチングト
ランジスタTRlのエミツタとラインL5との間に接続
した抵抗R22は、このトランジスタの前述した自已飽
和動作によるターンオフの際に、所謂電流帰還作用によ
つて帰還巻線N2からの正帰還電流1fを減少せしめ、
それによつて上記ターンオフ動作を早めるためのもので
ある。そして、この抵抗R22は定常動作に特に影響を
与えるものでないから、これを削除することも可能であ
る。本発明のスイツチング制御型電源回路は以上の如く
構成されたものであるから、第1図の公知例に比較して
次のような利点がある。
(イ)SCRを使用していないため、プロツキング発振
周波数を充分高く選定して能率のよい定電圧制御を行な
わせることができる。
周波数を充分高く選定して能率のよい定電圧制御を行な
わせることができる。
(ロ)帰還巻線からターンオフ用コンデンサに充分な充
電電流を供給でき、従つて、スイツチングトランジスタ
を常に確実にターンオフさせることができる。
電電流を供給でき、従つて、スイツチングトランジスタ
を常に確実にターンオフさせることができる。
(ハ)起動抵抗を通つて流れる電流は全てスイツチング
トランジスタのベースに供給されるので、少ない電流で
起動でき、従つて、起動時の電力損失が少ない。
トランジスタのベースに供給されるので、少ない電流で
起動でき、従つて、起動時の電力損失が少ない。
(ニ)スイツチングトランジスタをターンオフさせるた
めの回路及び起動回路の構成が簡単であり、且つ、起動
抵抗Rl4を入力整流部の平滑コンデンサC2の放電抵
抗に兼用できるので、全体として部品点数が少なくなり
安価に実現できる。
めの回路及び起動回路の構成が簡単であり、且つ、起動
抵抗Rl4を入力整流部の平滑コンデンサC2の放電抵
抗に兼用できるので、全体として部品点数が少なくなり
安価に実現できる。
(ホ)特にトランジスタTR4,TR5をラインL5側
に接続した場合は、スイツチングトランジスタのターン
オフ時のベース・エミツタ間逆方向電流の大きさを適切
に選定してスイツチングトランジスタのホーノレタイム
を短くすることができる。
に接続した場合は、スイツチングトランジスタのターン
オフ時のベース・エミツタ間逆方向電流の大きさを適切
に選定してスイツチングトランジスタのホーノレタイム
を短くすることができる。
第1図は公知の電源回路を示す回路図、第2図は本発明
の電源回路の一実施例を示す回路図、第3図は第2図の
各部の波形図である。 TRl:スイツチングトランジスタ、T:コンバータト
ランス、N1 :入力巻線、N2:帰還巻線、N3:検
出巻線、N4a,N4b:出力巻線。
の電源回路の一実施例を示す回路図、第3図は第2図の
各部の波形図である。 TRl:スイツチングトランジスタ、T:コンバータト
ランス、N1 :入力巻線、N2:帰還巻線、N3:検
出巻線、N4a,N4b:出力巻線。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 コンバータトランスとでブロッキング発振回路を構
成するスイッチングトランジスタにより直流入力を断続
制御するようにした電源回路に於いて、前記直流入力に
対してコンバータトランスの入力巻線、スイッチングト
ランジスタのコレクタ・エミッタ間、及びコレクタ電流
検出用の抵抗をこの順に直列に接続し、前記トランジス
タのベースに接続された前記トランスの帰還巻線の一端
と該巻線の他端との間にコンデンサとダイオードをこの
順に接続して該コンデンサが前記トランジスタの非導通
時に上記帰還巻線に発生される電圧で充電されるように
すると共に、前記ダイオードとコンデンサの接続点と前
記トランジスタのエミッタとの間に前記抵抗を介して又
は直接スイッチング素子を接続し、該スイッチング素子
の制御電極に前記抵抗に発生する電圧と共に可変直流電
圧が印加されるようになし、前記抵抗に発生する電圧が
上記直流電圧によつて決まる所定の値に達した際に前記
スイッチング素子が導通して前記コンデンサの充電電圧
が前記トランジスタのベース・エミッタ間に印加され、
それによつて該トランジスタを遮断せしめるようにして
なるスイッチング制御型電源回路。 2 前記可変直流電圧は前記トランスに設けられた検出
巻線から取り出される電圧を一定の基準電圧と比較増幅
して得る電圧であり、該電圧に応じて前記トランジスタ
の遮断タイミングが変化せしめられることにより前記ト
ランスの出力巻線から取り出される直流電圧が安定化さ
れるようにした事を特徴とする特許請求の範囲第1項記
載のスイッチング制御型電源回路。 3 前記スイッチングトランジスタのベースと直流入力
ラインとの間に起動抵抗が接続されている事を特徴とす
る特許請求の範囲第1項又は第2項記載のスイッチング
制御型電源回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55048530A JPS5932992B2 (ja) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
US06/251,059 US4361865A (en) | 1980-04-11 | 1981-04-06 | Switching regulator type power supply circuit |
EP81301605A EP0038200B1 (en) | 1980-04-11 | 1981-04-10 | Switching regulator type power supply circuit |
DE8181301605T DE3168995D1 (en) | 1980-04-11 | 1981-04-10 | Switching regulator type power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55048530A JPS5932992B2 (ja) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS56145775A JPS56145775A (en) | 1981-11-12 |
JPS5932992B2 true JPS5932992B2 (ja) | 1984-08-13 |
Family
ID=12805912
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP55048530A Expired JPS5932992B2 (ja) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4361865A (ja) |
EP (1) | EP0038200B1 (ja) |
JP (1) | JPS5932992B2 (ja) |
DE (1) | DE3168995D1 (ja) |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL8200616A (nl) * | 1982-02-17 | 1983-09-16 | Philips Nv | Geschakelde zelfoscillerende voedingsspanningsschakeling. |
US4488210A (en) * | 1982-04-07 | 1984-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
DE3366391D1 (en) * | 1982-04-07 | 1986-10-30 | Sanyo Electric Co | Improved power supply circuit of switching regulator type |
US4608625A (en) * | 1983-04-27 | 1986-08-26 | Astec Components, Ltd. | Current driven flyback power supply |
US4595873A (en) * | 1984-07-13 | 1986-06-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit arrangement for feeding electrical users with a DC voltage |
EP0170944B1 (en) * | 1984-07-20 | 1989-03-08 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
GB2168865B (en) * | 1984-12-20 | 1988-11-02 | Stanley Electric Co Ltd | Power source circuit |
US4698741A (en) * | 1985-07-22 | 1987-10-06 | David Pacholok | High efficiency high voltage power supply for gas discharge devices |
EP0219735B1 (de) * | 1985-10-17 | 1990-02-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zur Spitzenstromreduzierung in einem Sperrwandler-Schaltnetzteil |
US5089947A (en) * | 1990-06-29 | 1992-02-18 | International Business Machines Corporation | Power supply circuit featuring minimum parts count |
JPH04331461A (ja) * | 1991-05-01 | 1992-11-19 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
DE4212472B4 (de) * | 1992-04-14 | 2006-02-09 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Freischwingendes Schaltnetzteil |
US7023187B2 (en) * | 2001-08-16 | 2006-04-04 | Intersil Americas Inc. | Integrated circuit for generating a plurality of direct current (DC) output voltages |
CN2650393Y (zh) * | 2003-09-16 | 2004-10-20 | 广州金升阳科技有限公司 | 隔离式自振荡反激变换器 |
DE10347193A1 (de) * | 2003-10-10 | 2005-05-12 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
JP5246285B2 (ja) * | 2011-03-11 | 2013-07-24 | Smk株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
CN112838771A (zh) * | 2020-04-08 | 2021-05-25 | 青岛经济技术开发区海尔热水器有限公司 | 一种即热式电热水器及其电源电路 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2656603C2 (de) * | 1975-12-15 | 1989-08-10 | Sanyo Electric Co., Ltd., Moriguchi, Osaka | Geregelte Stromversorgung |
US4130862A (en) * | 1978-02-01 | 1978-12-19 | Apple Computer, Inc. | DC Power supply |
-
1980
- 1980-04-11 JP JP55048530A patent/JPS5932992B2/ja not_active Expired
-
1981
- 1981-04-06 US US06/251,059 patent/US4361865A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-04-10 DE DE8181301605T patent/DE3168995D1/de not_active Expired
- 1981-04-10 EP EP81301605A patent/EP0038200B1/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0038200A1 (en) | 1981-10-21 |
DE3168995D1 (en) | 1985-03-28 |
JPS56145775A (en) | 1981-11-12 |
EP0038200B1 (en) | 1985-02-20 |
US4361865A (en) | 1982-11-30 |
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