JPS593118B2 - Commutatorless motor control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電機子電流制御ループを有する無整流子電動
機制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a commutatorless motor control device having an armature current control loop.

この種の無整流子電動機制御装置は、例えば富士時報第
４４巻第３号（昭和４６年３月発行）第２４４〜２５２
頁、同第４７巻第２号（昭和４９年２月発行）第２０６
〜２０９頁などをはじめ種種の文献によつて公知である
。This type of commutatorless motor control device is described, for example, in Fuji Jiho Vol. 44, No. 3 (published March 1970), 244-252
Page, Volume 47, No. 2 (published February 1972), No. 206
It is known from various publications, including pages 1 to 209.

従来の制御装置で 。は、速度制御ループを構成する速
度調節器によつて与えられるトルク目標値が、直接的に
電流目標値として電機子電流制御ループを構成する電流
調節器に導かれるようになつている。つまり、電動機の
発生トルクの代替値として電機子電流が用いられている
。このような従来の制御装置の欠点は、５ 電機子電流
と発生トルクとの間の関係が、界磁電流の変化や電機子
反作用などの影響により非線形であるために、制御の安
定性を確保するには制御の応答性を犠牲にせざるを得な
いというところにある。１０本発明の目的は、上述の如
き非線形性を補償することにより広い制御範囲にわたつ
て安定性をそこなうことなく応答性を高めることを可能
にすることにある。With conventional control equipment. The torque target value given by the speed regulator forming the speed control loop is directly guided as the current target value to the current regulator forming the armature current control loop. In other words, the armature current is used as a substitute value for the torque generated by the electric motor. The disadvantages of such conventional control devices are 5. The relationship between armature current and generated torque is nonlinear due to changes in field current and armature reaction, so it is difficult to ensure control stability. In order to do so, we have no choice but to sacrifice control responsiveness. 10 An object of the present invention is to make it possible to improve responsiveness over a wide control range without sacrificing stability by compensating for the nonlinearity as described above.

以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す１５る。The present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

第１図は本発明による無整流流子電動機制御装置の制御
系の基本構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of a control system of a non-commutated commutator motor control device according to the present invention.

１は速度目標値ｎ＊と速度実際値ｎとの偏差に応じてト
ルク目標値τ＊を形成する速度調節器であ■０ る。Reference numeral 1 denotes a speed regulator (1) which forms a torque target value τ* according to the deviation between the speed target value n* and the actual speed value n.

このトルク目標値τ＊ は本発明によつて付加された非
線形補償回路２により電流目標値１ａ＊に変換される。
３は電流調節器であり、電機子電流実際値１ａをその目
標値１ａ＊に一致させる働きをする。This torque target value τ* is converted into a current target value 1a* by a nonlinear compensation circuit 2 added according to the present invention.
Reference numeral 3 denotes a current regulator, which functions to match the actual armature current value 1a with its target value 1a*.

４はサイリスタ変換器であり、例えば交フ５ 流電源に
接続された可制御整流器、直流リアクトルおよび電動機
電機子巻線に給電する他励インバータから構成すること
ができる。Reference numeral 4 denotes a thyristor converter, which can be composed of, for example, a controllable rectifier connected to an AC power source, a DC reactor, and a separately excited inverter that supplies power to the motor armature winding.

その場合他励インバータは電動機の回転子位置または電
動機端子電圧に応じて制御され、可制御整流器の出力電
圧９０は電流調節器３の出力信号に応じて調節される。
サイリスタ変換器４から給電される電動機は同期電動機
であり、ここでは２つの要素５、６で示されている。要
素５は電機子電流１ａを受けてトルク発生する部分であ
り要素６はその発生トルクと’１５負荷トルクとの合成
トルクを受けて速度ｎで回転する機械的慣性部分である
。第２図は無整流子電動機のベクトル図を近似的に（電
機子抵抗分無視）示したものである。The separately excited inverter is then controlled depending on the rotor position of the motor or the motor terminal voltage, and the output voltage 90 of the controllable rectifier is adjusted depending on the output signal of the current regulator 3.
The motor fed by the thyristor converter 4 is a synchronous motor, shown here as two elements 5, 6. Element 5 is a part that receives armature current 1a and generates torque, and element 6 is a mechanical inertia part that rotates at speed n in response to a composite torque of the generated torque and '15 load torque. FIG. 2 is an approximate vector diagram of a commutatorless motor (ignoring armature resistance).

電機子電流ベクトルＩａは無負荷誘起電圧ベクトルＥＯ
に対して位相が平均値で（γｏ−ｕ／２）だけ進む。但
し、γ０は無負荷誘起電圧Ｅ。に対する変換器の制御進
み角であり、ｕは変換器の転流重なり角である。電動機
の有効空隙磁束φｇは電動機端子電圧Ｅｔに対してほぼ
９０゜進み、端子電圧Ｅｔは無負荷誘起電圧Ｅ。に対し
てδ（相差角）だけ進んでいる。有効空隙磁束φｇは直
軸成分φｄと横軸成分φｑとに分離して考えることがで
きる。同様に電機子電流１ａは直軸成分Ｉｄと横軸成分
Ｉｑとに分離して考えることができ直軸リアクタンスを
Ｘｄ、横軸リアクタンスをＸｑとおくと、Ｉｄ・Ｘｄお
よびＩｑ−Ｘｑが電機子反作用に相当する。第１図にお
ける非線形補償回路２は要素５の非線形性を補償するも
のである。無整流子電動機における要素５の入出力関係
、即ち電機子電流１ａと平均発生トルクτとの関係はよ
く知られているように、なる式で表わすことができる。Armature current vector Ia is no-load induced voltage vector EO
, the phase advances by an average value of (γo-u/2). However, γ0 is the no-load induced voltage E. is the control lead angle of the converter for , and u is the commutation overlap angle of the converter. The effective air gap magnetic flux φg of the motor advances approximately 90 degrees with respect to the motor terminal voltage Et, and the terminal voltage Et is the no-load induced voltage E. It advances by δ (phase difference angle) with respect to. The effective air gap magnetic flux φg can be considered separately into a vertical axis component φd and a horizontal axis component φq. Similarly, the armature current 1a can be considered separately into a direct axis component Id and a horizontal axis component Iq. If the direct axis reactance is Xd and the horizontal axis reactance is Xq, then Id・Xd and Iq−Xq are the armature Corresponds to a reaction. The nonlinear compensation circuit 2 in FIG. 1 compensates for the nonlinearity of the element 5. As is well known, the input/output relationship of the element 5 in the commutatorless motor, that is, the relationship between the armature current 1a and the average generated torque τ, can be expressed by the following equation.

但し、Ｋ１は定数である。転流重なり重ｕは一般に小さ
いので、とおくことができる。従つて、となる。However, K1 is a constant. Since the commutation overlap weight u is generally small, it can be left alone. Therefore, it becomes.

つまり、要素５の伝達比φ′はにて表わすことができる
。In other words, the transmission ratio φ' of element 5 can be expressed as.

それ故、第１図において、非線形補償回路２は式（３）
で表わされる伝達比の逆関数１／φ′に相当する伝達比
を持たせればよいことになる。これが本発明の基本原理
である。第３図は、その基本原理を実現するための非線
形補償回路２の実施例を示す。この実施例を説明する前
に先に示した式（２）をもう一度考察することにする。
式（２）は、まず次のように変形することができる。と
ころで、 であるから、 となる。Therefore, in FIG. 1, the nonlinear compensation circuit 2 is expressed by equation (3).
It is sufficient to have a transmission ratio corresponding to the inverse function 1/φ' of the transmission ratio expressed by 1/φ'. This is the basic principle of the invention. FIG. 3 shows an embodiment of the nonlinear compensation circuit 2 for realizing the basic principle. Before explaining this embodiment, the equation (2) shown above will be considered once again.
Equation (2) can first be transformed as follows. By the way, since , it follows.

更に、一般にはγ。＞号であるので、となる。第３図の
実施例は式（７）で表わされる１ａとτとの関係に対応
させてトルク目標値τ＊を電流目標値１ａ＊に変換する
ものである。Furthermore, γ in general. >, so it becomes. The embodiment shown in FIG. 3 converts the torque target value τ* into the current target value 1a* in accordance with the relationship between 1a and τ expressed by equation (7).

第３図において、２１は磁束演算器であり、これは電機
子電流の直軸成分Ｉｄおよび横軸成分Ｉｑと界磁電流Ｉ
ｆとから有効空隙磁束φｇの直軸成分ψｄおよび横軸成
分φｑを算出する。この種の磁束演算器としては公知の
ものを使用することができる。（特開昭４８−１５０１
０号公報）。２２〜２５は掛算器、２６は加算器、２７
は割算器である。In FIG. 3, 21 is a magnetic flux calculator, which calculates the direct axis component Id and horizontal axis component Iq of the armature current and the field current I
The vertical axis component ψd and horizontal axis component φq of the effective air gap magnetic flux φg are calculated from f. As this type of magnetic flux calculator, a known one can be used. (Unexamined Japanese Patent Publication No. 48-1501
Publication No. 0). 22 to 25 are multipliers, 26 is an adder, 27
is a divider.

無整流子電動機における制御進み角γ。は一定値である
か、あるいは可変であつてもほとんどの場合段階的に切
換えられるだけであるので、ＣＯｓγ０は図示の如く設
定器２８，２９によつて予め与えることができる。電機
子電流の直軸成分Ｉｄおよび横軸成分Ｉｑは、γ０＞ｕ
／２の場合にである。Control advance angle γ in a commutatorless motor. is a constant value, or even if it is variable, it is only changed stepwise in most cases, so COsγ0 can be given in advance by setters 28 and 29 as shown. The direct axis component Id and the horizontal axis component Iq of the armature current are γ0>u
/2.

掛算器２４，２５は電機子電流実際値１ａからこの関係
式に従つてＩｄ，Ｉｑを算出する。磁束演算器２１から
得られる演算値ψＤ，ψｑはそれぞれ掛算器２２，２３
によつてＣＯｓγ０，Ｓ１ｎγ０と掛算された後加算器
２６で加算される。従つて加算器の出力φ′となる。Multipliers 24 and 25 calculate Id and Iq from the armature current actual value 1a according to this relational expression. The calculated values ψD and ψq obtained from the magnetic flux calculator 21 are multipliers 22 and 23, respectively.
After being multiplied by COsγ0 and S1nγ0 by the adder 26, it is added. Therefore, it becomes the output φ' of the adder.

第１図における速度調節器１によつて与えられたトルク
目標値τ＊は割算器２１上記出力φ′によつて割算され
電機子目標値１ａ＊となる。即ちなる関係があり先の式
（７）と対応している。The torque target value τ* given by the speed regulator 1 in FIG. 1 is divided by the output φ' of the divider 21 to obtain the armature target value 1a*. That is, there is the following relationship, and it corresponds to the above equation (7).

第４図における割算器２Ｔは掛算器２Ｔ１と演算増幅器
２Ｔ２とから構成することができる。電流調節器３の動
作が速く、電流実際値１ａが電流目標値１ａ＊に良好に
追従する場合には第３図における掛算器２４，２５の入
力１ａは目標値１ａ＊に置き換えてもよい。第５図は本
発明による非線形補償回路２７の変形例を示す。The divider 2T in FIG. 4 can be composed of a multiplier 2T1 and an operational amplifier 2T2. If the current regulator 3 operates quickly and the actual current value 1a follows the current target value 1a* well, the input 1a of the multipliers 24, 25 in FIG. 3 may be replaced by the target value 1a*. FIG. 5 shows a modification of the nonlinear compensation circuit 27 according to the invention.

この変形例は、先の式（６）においてなる関係式を代入
することによつて得られる次の式、即ちを利用したもの
である。This modification utilizes the following equation obtained by substituting the relational expression in equation (6) above.

第５図によれば、演算増幅器２７３に入力抵抗Ｒｉを介
してトルク目標値τ＊が導かれている。According to FIG. 5, the torque target value τ* is introduced to the operational amplifier 273 via the input resistor Ri.

この増幅器２１３の出力１ａ＊は掛算器２４，２５によ
つてそれぞれＣＯｓγ０，Ｓ１ｎγ０を掛算される。掛
算器２４，２５の出力１ａ＊ＣＯＳγ０，Ｉａ＊Ｓｌｎ
γ０はそれぞれ掛算器２２，２３によつて磁束演算器２
１の出力φＤ，φｑと掛算される。掛算器２２，２３の
出力φＤｌａ＊ＣＯＳγ０，φＱｌａ＊Ｓ１γ０はそれ
ぞれ等しい抵抗Ｒｆを介して増幅器２７３の入力側に導
かれる。演算増幅器２？３の増幅度は一ωと見なすこと
ができるので、次式が成り立つこの式において、とおけ
ばこの式は先の式（９）と対応する。The output 1a* of this amplifier 213 is multiplied by COsγ0 and S1nγ0 by multipliers 24 and 25, respectively. Outputs 1a*COSγ0, Ia*Sln of multipliers 24 and 25
γ0 is calculated by the magnetic flux calculator 2 by multipliers 22 and 23, respectively.
It is multiplied by the outputs φD and φq of 1. The outputs φDla*COSγ0 and φQla*S1γ0 of the multipliers 22 and 23 are respectively guided to the input side of the amplifier 273 via equal resistances Rf. Since the amplification degree of the operational amplifiers 2 to 3 can be considered to be 1 ω, in this equation where the following equation holds, this equation corresponds to the previous equation (9).

つまり、第５図の実施例では電機式電流目標値１ａ＊を
もとに電機子電流の直軸成分Ｉｄおよび横軸成分Ｉｑが
求められ、これらが磁束演算器の入力としても利用され
ている。以上の２つの実施例（第３図、第５図）におい
ては転流重なり角ｕの影響を無視したが、必要に応じて
補正を加えることもできる。In other words, in the embodiment shown in FIG. 5, the direct axis component Id and horizontal axis component Iq of the armature current are determined based on the electrical current target value 1a*, and these are also used as inputs to the magnetic flux calculator. . In the above two embodiments (FIGS. 3 and 5), the influence of the commutation overlap angle u was ignored, but correction can be added if necessary.

この場合の最も簡単な補正は、平均的な運転条件（例え
ば定格運転状態）におけるｕの値Ｕ，に従つて、例えば
式（７）においてＣＯｓγ０，ｓｉｎγ０を０ｓ（γｏ
− Ｕ，／ ２），Ｓｉｎ（γｏ−ｕｌ／２）と置き換
えると共に、定数Ｋ１をＫＩＣＯＳケに置き換えること
である。また、以上では平均値トルクの式から出発した
が、電機子電流１ａおよび電圧Ｅｔをベクトルで検出す
ることができ．る場合には、臨時値トルクτ１Ｅｔはベ
クトル１ａと一とのスカラー積に比例するこωとから となるので（但し、Ｋ２は定数であり、ωは角周波数で
あり、ｔはマトリツクスの転置を表わす。The simplest correction in this case is to change COsγ0, sinγ0 to 0s(γo
−U,/2), Sin(γo−ul/2), and also replace the constant K1 with KICOS. Furthermore, although we started from the formula for the average torque in the above, the armature current 1a and voltage Et can be detected as vectors. In the case of represent.

）無負荷誘起電圧ベクトルに対して電機子電流ベクトル
が位相角θだけ進んでいるものとすると、となる（但七
、Ｋ３− Ｋ − Ｋ２＝定数）。上式においてφＧｃ
Ｏｓδ，φＧＳｌｎδは第３図もしくは第５図における
磁束演算器２１から得られるので、１ａＣＯＳθ＝Ｉｑ
，ＩａＳｌｎθ＝Ｉｄが検出できれば、第３図もしくは
第５図と同様の考え方で、非常形補償回路を構成するこ
とができる。) Assuming that the armature current vector leads the no-load induced voltage vector by a phase angle θ, then (7, K3-K-K2=constant). In the above formula, φGc
Since Osδ and φGSlnδ are obtained from the magnetic flux calculator 21 in FIG. 3 or 5, 1aCOSθ=Iq
, IaSlnθ=Id, an emergency compensation circuit can be constructed using the same concept as in FIG. 3 or 5.

この場合には重なり角、トルク、リツプルに対しても補
償の対象とされている。第６図は１ａＣＯＳθ，１ａＳ
ｌｎθを検出するための装置の実施例を示す。第６図に
おいて、ＳＭは図示されていないサイリスタ変換器から
給電される同期電動機であり、ＰＳは回転子位置検出器
である。In this case, the overlap angle, torque, and ripple are also subject to compensation. Figure 6 shows 1aCOSθ, 1aS
An example of an apparatus for detecting lnθ is shown. In FIG. 6, SM is a synchronous motor supplied with power from a thyristor converter (not shown), and PS is a rotor position detector.

ＶＡはベクトルアナライザであり、これの出力は無負荷
誘起電圧ベクトルの単位ベクトルの２つの直交成分ＣＯ
ｓ（ｌ）Ｔ，ｓｌｎ（ｔ）ｔである。ＴはＣＴによつて
検出された３相電機子電流ベクトルを２つの直交成分に
て表示されたベクトルに変換する変換器であり、これの
出力は１ａＣＯｓ（ωｔ＋θ），１ａＳｉｎ（ωｔ＋θ
）である。ＶＤはベクトル回転器であり、これは４つの
乗算器と加算器および減算器とで構成されていて、次の
２つの式に従つた演算を行う。これにより、所望の１ａ
ＣＯＳθ，１ａＳｌｎθが求まる。VA is a vector analyzer, the output of which is the two orthogonal components CO of the unit vector of the no-load induced voltage vector
s(l)T, sln(t)t. T is a converter that converts the three-phase armature current vector detected by CT into a vector expressed by two orthogonal components, and its output is 1aCOs(ωt+θ), 1aSin(ωt+θ
). VD is a vector rotator, which is composed of four multipliers, an adder, and a subtracter, and performs calculations according to the following two equations. This allows the desired 1a
COSθ and 1aSlnθ are determined.

このようにした求め１ａＣＯＳθ，１ａＳｌｎθにより
、式ＡＯ）に基づいて第３図もしくは第５図の回路原理
に従つて非線形補償回路を構成することができる。以上
の説明から分るように、本発明によれは、無整流子電動
機の有効空隙磁束、制御進み角などを考慮して電機子電
流と発生トルクとの非線形性を補償しているので、広い
制御範囲にわたつて制御の安定性を低下させることなく
制御の応答性を高めることが可能となる。Using the thus determined 1aCOSθ and 1aSlnθ, it is possible to construct a nonlinear compensation circuit according to the circuit principle of FIG. 3 or FIG. 5 based on the formula AO). As can be seen from the above explanation, the present invention compensates for the nonlinearity between the armature current and the generated torque by taking into account the effective air gap magnetic flux of the non-commutated motor, the control lead angle, etc. It becomes possible to improve the responsiveness of the control without reducing the stability of the control over the control range.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明による制御装置の原理構成を示すプロツ
ク図、第２図は無整流子電動機のベクトル図、第３図お
よび第５図は本発明による制御装置の非線形補償回路の
互いに異なる実施例を示すプロツク図、第４図は第３図
における割算器の構成例を示すプロツク図、第６図は本
発明による制御装置の非線形補償回路の検出部の別の実
施例を示すプロツク図である。FIG. 1 is a block diagram showing the principle configuration of a control device according to the present invention, FIG. 2 is a vector diagram of a commutatorless motor, and FIGS. 3 and 5 are mutually different implementations of the nonlinear compensation circuit of the control device according to the present invention. FIG. 4 is a block diagram showing an example of the structure of the divider in FIG. 3; FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment of the detection section of the nonlinear compensation circuit of the control device according to the present invention. It is.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 電機子電流制御ループを有する無整流子電動機制御
装置において、電機子電流から直軸成分および横軸成分
を求める手段と、該手段が求めた電機子電流の直軸成分
および横軸成分と界磁電流とから有効空隙磁束の直軸成
分および横軸成分を求める磁束演算手段と、該磁束演算
手段が求めた有効空隙磁束の直軸成分、横軸成分にそれ
ぞれ電機子電流の無負荷誘起電圧に対する制御進み角の
余弦値、正弦値を掛けてから両者を加算して得られる値
の逆数をトルク目標値に掛けて電機電流制御ループに電
機子電流目標値として与える手段とからなる非線形補償
回路を設けたことを特徴とする無整流子電動機制御装置
。1. In a non-commutator motor control device having an armature current control loop, a means for determining a direct axis component and a horizontal axis component from an armature current, and a field between the direct axis component and horizontal axis component of the armature current determined by the means. A magnetic flux calculation means for calculating the direct axis component and the horizontal axis component of the effective air gap magnetic flux from the magnetic current, and a no-load induced voltage of the armature current on the vertical axis component and the horizontal axis component of the effective air gap magnetic flux calculated by the magnetic flux calculation means, respectively. A nonlinear compensation circuit comprising means for multiplying the torque target value by the reciprocal of the value obtained by multiplying the cosine value and sine value of the control advance angle by the sine value and then adding the two, and providing the resultant to the electric machine current control loop as the armature current target value. A commutatorless motor control device characterized by being provided with.