JPS5924263A - 信号入力回路 - Google Patents
信号入力回路Info
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- JPS5924263A JPS5924263A JP57133846A JP13384682A JPS5924263A JP S5924263 A JPS5924263 A JP S5924263A JP 57133846 A JP57133846 A JP 57133846A JP 13384682 A JP13384682 A JP 13384682A JP S5924263 A JPS5924263 A JP S5924263A
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- signal
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/24—Frequency- independent attenuators
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号入力回路、特にオシロスコープ等の電子測
定機器に使用して好適な信号入力回路に関する。
定機器に使用して好適な信号入力回路に関する。
オシロスコープ等の高精度の定量測定装置の入力回路に
は、被測定信号源に負荷効果を生じさせることなく広帯
域の入力信号を調整するために、高インピーダンスの可
変減衰器(減衰段)を設けることが必要である。
は、被測定信号源に負荷効果を生じさせることなく広帯
域の入力信号を調整するために、高インピーダンスの可
変減衰器(減衰段)を設けることが必要である。
本発明の理解を容易にするため、先ず、第1図を参照し
て従来のオシロスコープを簡単に説明する。第1図にお
いて、振幅及び周波数が変化する入力信号が、同軸ケー
ブル或いはプローブを介して垂直入力端子10に印加さ
れる。垂直入力端子10に接続した入力信号調整回路1
2は、交流結合(AC)、直流結合(DC)、及びアー
ス(GND)を選択する結合回路(図示せず)を有する
。入力信号調整回路12の出力は、前置増幅器14、シ
ングル・エンド入力信号をプッシュプル即ち平衡信号に
変換するパラフェーズ増幅器16、及び出力増幅器18
で夫々増幅され、陰極線管(CRT)20の垂直偏向板
に印加される。
て従来のオシロスコープを簡単に説明する。第1図にお
いて、振幅及び周波数が変化する入力信号が、同軸ケー
ブル或いはプローブを介して垂直入力端子10に印加さ
れる。垂直入力端子10に接続した入力信号調整回路1
2は、交流結合(AC)、直流結合(DC)、及びアー
ス(GND)を選択する結合回路(図示せず)を有する
。入力信号調整回路12の出力は、前置増幅器14、シ
ングル・エンド入力信号をプッシュプル即ち平衡信号に
変換するパラフェーズ増幅器16、及び出力増幅器18
で夫々増幅され、陰極線管(CRT)20の垂直偏向板
に印加される。
尚、固定遅延線(図示せず)をバラフェーズ増幅器16
と出力増幅器18の間に挿入してもよい。
と出力増幅器18の間に挿入してもよい。
掃引ゲート信号発生器26は、内部(INT)或いは外
部(EXT))リガ信号に同期して掃引ゲート信号を発
生する。内部トリガ信号は、バラフェーズ増幅器16か
ら取り出した垂直入力信号であり (■NTトリガ・モ
ード)、外部トリガ信号は、外部トリガ入力端子22に
印加された外部トリガ信号である(EXT )リガ・モ
ード)。INT及びExTトリガ・モードは、トリガ・
モード・スイッチ24で選択される。掃引信号発生器2
8は、掃引ゲート信号発生器26からゲー・ト信号を受
け、このゲート信号に同期して掃引信号(ランプ信号)
を発生する。掃引信号は、水平増幅器30で増幅された
後、CRT20の水平偏向板に印加される。第1図には
示していないが、電子ビームのブランキング及びアンブ
ランキングを制御するために、ブランキング回路が設け
られる。
部(EXT))リガ信号に同期して掃引ゲート信号を発
生する。内部トリガ信号は、バラフェーズ増幅器16か
ら取り出した垂直入力信号であり (■NTトリガ・モ
ード)、外部トリガ信号は、外部トリガ入力端子22に
印加された外部トリガ信号である(EXT )リガ・モ
ード)。INT及びExTトリガ・モードは、トリガ・
モード・スイッチ24で選択される。掃引信号発生器2
8は、掃引ゲート信号発生器26からゲー・ト信号を受
け、このゲート信号に同期して掃引信号(ランプ信号)
を発生する。掃引信号は、水平増幅器30で増幅された
後、CRT20の水平偏向板に印加される。第1図には
示していないが、電子ビームのブランキング及びアンブ
ランキングを制御するために、ブランキング回路が設け
られる。
次に、第1図の回路の動作を説明する。端子l路12の
減衰器を調節して適当な振幅に調整され、入力信号調整
回路12の出力は、後段の増幅器において、電子ビーム
の垂直偏向に必要な電圧(例えば10ポルI・)に増幅
される。入力信号調整回路12の結合回路を直流結合す
れば(DCモード)、上限遮断周波数(例えば1()O
MHz)までの広帯域入力信号を測定或いは観察できる
。
減衰器を調節して適当な振幅に調整され、入力信号調整
回路12の出力は、後段の増幅器において、電子ビーム
の垂直偏向に必要な電圧(例えば10ポルI・)に増幅
される。入力信号調整回路12の結合回路を直流結合す
れば(DCモード)、上限遮断周波数(例えば1()O
MHz)までの広帯域入力信号を測定或いは観察できる
。
つまり、このモードでは、直流及び交流信号成分の測定
・観察が可能である。一方、入力信号調整回路12の結
合回路を交流結合すれば(ACモード)、入力信号の交
流成分のみを観察できるので、下限の遮断周波数以下の
直流及び交流成分を除去できる。更に、入力信号調整回
路12の結合回路をアースに接続し、オシロスコープの
入力端子を接地して入力信号源からの信号を遮断すれば
(GNDモード)、CRTの管面に直流基準レベルを表
示できる。CRTの電子ビームは、掃引ゲート信号発生
器28のタイミング素子で決定される一定速度でCRT
管面主面上引する。尚、掃引信号は入力信号と同期して
いるので、CRTの管面上に入力信号を静止して表示で
きる。
・観察が可能である。一方、入力信号調整回路12の結
合回路を交流結合すれば(ACモード)、入力信号の交
流成分のみを観察できるので、下限の遮断周波数以下の
直流及び交流成分を除去できる。更に、入力信号調整回
路12の結合回路をアースに接続し、オシロスコープの
入力端子を接地して入力信号源からの信号を遮断すれば
(GNDモード)、CRTの管面に直流基準レベルを表
示できる。CRTの電子ビームは、掃引ゲート信号発生
器28のタイミング素子で決定される一定速度でCRT
管面主面上引する。尚、掃引信号は入力信号と同期して
いるので、CRTの管面上に入力信号を静止して表示で
きる。
インピーダンス変換器として動作する前置増幅器14は
、入力インピーダンスを高くして(例えばIMΩ)入力
信号源に与える負荷効果を小さくし、出力インピーダン
スを低くして広帯域信号の増幅を容易にするためのもの
である。この目的のため、前置増幅器14は、ソース・
ホロアノ入力段とエミッタ・ホロアの出力段を有する。
、入力インピーダンスを高くして(例えばIMΩ)入力
信号源に与える負荷効果を小さくし、出力インピーダン
スを低くして広帯域信号の増幅を容易にするためのもの
である。この目的のため、前置増幅器14は、ソース・
ホロアノ入力段とエミッタ・ホロアの出力段を有する。
パラフェーズ増幅器16は、CRT20の偏向板を駆動
し且つトリガ信号の取出しに便利なように、平衡信号を
出力するようにしである。
し且つトリガ信号の取出しに便利なように、平衡信号を
出力するようにしである。
高周波信号処理に用いられる多段(マルチ・ステージ)
減衰器の一例は、本出願人に係る特公昭52−1390
0号(米国特許第3753170号に対応)に゛開示さ
れている。この多段減衰器の減衰段を、第2図に示す。
減衰器の一例は、本出願人に係る特公昭52−1390
0号(米国特許第3753170号に対応)に゛開示さ
れている。この多段減衰器の減衰段を、第2図に示す。
第2図に示すように、1対の特別設計のスイッチS1及
びS2を、入力端子T1及び出力端子T2の間に直列接
続する。
びS2を、入力端子T1及び出力端子T2の間に直列接
続する。
尚、スイッチS1及びS2は、本出願人に係る特、・開
閉53−4229号(米国特許第3719788号に対
応)に詳細に開示されている。スイッチSl及びS2の
上部(図面上)の端子間には短い導線SRを接続し、ス
イッチSl及びs2の下部の端子は、抵抗器R1及びR
2、コンデンサC1、C2及びC3から成る抵抗器コン
デンサ(RC)減衰器を介して接続している。出力端子
T2に一端を接続した可変コンデンサC4は、分路コン
デンサである。出力端子T2に並列接続した抵抗器RO
及びCOは、夫々、前置増幅器14(第1図)の入力抵
抗値及び入力静電容量を示す。
閉53−4229号(米国特許第3719788号に対
応)に詳細に開示されている。スイッチSl及びS2の
上部(図面上)の端子間には短い導線SRを接続し、ス
イッチSl及びs2の下部の端子は、抵抗器R1及びR
2、コンデンサC1、C2及びC3から成る抵抗器コン
デンサ(RC)減衰器を介して接続している。出力端子
T2に一端を接続した可変コンデンサC4は、分路コン
デンサである。出力端子T2に並列接続した抵抗器RO
及びCOは、夫々、前置増幅器14(第1図)の入力抵
抗値及び入力静電容量を示す。
スイッチSl及びS2は夫々単極双投スイッチの一種で
あり、スイッチ位置が上部にあるときは入力端子T1及
び出力端子T2を直結し、上述の減衰器を不動作状態に
する。コンデンサC4は、第2図の回路の全入力インピ
ーダンスを所定値(Cin)に調節し、浮遊静電容量の
内でも特に、ソース・ホロア・トランジスタのゲート−
ドレイン間の静電容量に大きく影響される前置増幅器1
4の入力インピーダンスを補償している。スイッチS1
及びS2のスイッチを下の位置にすると、入力信号は、
入力及び出力端子T1、T2の間に挿入されるRC減衰
器によって減衰される。尚、減衰率は適当に定めればよ
く、例えば、減衰率を5に設定する場合には、抵抗器R
1及びR2を夫々800にΩ、250にΩにする。スイ
ッチS1及びS2のスイッチを下の位置にした場合には
、入力インピーダンス(例えばIMΩ)は変化しない。
あり、スイッチ位置が上部にあるときは入力端子T1及
び出力端子T2を直結し、上述の減衰器を不動作状態に
する。コンデンサC4は、第2図の回路の全入力インピ
ーダンスを所定値(Cin)に調節し、浮遊静電容量の
内でも特に、ソース・ホロア・トランジスタのゲート−
ドレイン間の静電容量に大きく影響される前置増幅器1
4の入力インピーダンスを補償している。スイッチS1
及びS2のスイッチを下の位置にすると、入力信号は、
入力及び出力端子T1、T2の間に挿入されるRC減衰
器によって減衰される。尚、減衰率は適当に定めればよ
く、例えば、減衰率を5に設定する場合には、抵抗器R
1及びR2を夫々800にΩ、250にΩにする。スイ
ッチS1及びS2のスイッチを下の位置にした場合には
、入力インピーダンス(例えばIMΩ)は変化しない。
分路コンデンサC1は、RC減衰器を広帯域にするため
のものであるが、広帯域減衰器を実現するためには、 R1−C1=R2//RO(CO+C4+C2)の関係
を満足する必要がある。ここで、ROlRl、R2は夫
々抵抗器RO,R1、R2の抵抗値、Co、CI、C2
、C4は夫々コンデンサC01C1、C2、C4の静電
容量、R2//ROは抵抗器R2及びROの並列抵抗値
である。可変コンデンサC2は、上記の関係を成立させ
るために使用される。他の可変コンデンサC3は、RC
減衰器の入力静電容量を所定の入力静電容量C4nに等
しくし、減衰率を変えた場合にも減衰器の周波数応答特
性を一定に維持するためのものである。
のものであるが、広帯域減衰器を実現するためには、 R1−C1=R2//RO(CO+C4+C2)の関係
を満足する必要がある。ここで、ROlRl、R2は夫
々抵抗器RO,R1、R2の抵抗値、Co、CI、C2
、C4は夫々コンデンサC01C1、C2、C4の静電
容量、R2//ROは抵抗器R2及びROの並列抵抗値
である。可変コンデンサC2は、上記の関係を成立させ
るために使用される。他の可変コンデンサC3は、RC
減衰器の入力静電容量を所定の入力静電容量C4nに等
しくし、減衰率を変えた場合にも減衰器の周波数応答特
性を一定に維持するためのものである。
第3図は、第1図に示した前置増幅器(或いは、インピ
ーダンス変換器)14及びパラフェーズ増幅器16の従
来例を示す回路図である。第3図において、前置増幅器
14は、電界効果トランジスタ(FET)36及び38
と、抵抗器40とを有するソース・ホロア入力段と、バ
イポーラ・トランジスタ42を有するエミッタ・ホロア
出力段から成る。FET36のゲートは、入力端子32
に接続し、入力抵抗値を決定する抵抗器34を介して接
地している。FET38及び抵抗器40は電流源を構成
し、パラフェーズ増幅器16は、2対のエミッタ接続の
トランジスタ44−46及び48−50を有する。エミ
ッタ・ホロア・トランジスタ42のエミッタ出力はトラ
ンジスタ44のベースに印加され、ポテンショメータ5
2からの垂直位置制御信号はトランジスタ46のベース
に印加される。トランジスタ48及び50のベースは、
夫々トランジスタ44及び46のエミッタに接続してい
る。トランジスタ44及び46のコレクタは、夫々端子
54及び56を介して第1図の出力増幅器18の入力端
子に接続し、トランジスタ50のコレクタは端子58を
介してトリが信号を出力する。
ーダンス変換器)14及びパラフェーズ増幅器16の従
来例を示す回路図である。第3図において、前置増幅器
14は、電界効果トランジスタ(FET)36及び38
と、抵抗器40とを有するソース・ホロア入力段と、バ
イポーラ・トランジスタ42を有するエミッタ・ホロア
出力段から成る。FET36のゲートは、入力端子32
に接続し、入力抵抗値を決定する抵抗器34を介して接
地している。FET38及び抵抗器40は電流源を構成
し、パラフェーズ増幅器16は、2対のエミッタ接続の
トランジスタ44−46及び48−50を有する。エミ
ッタ・ホロア・トランジスタ42のエミッタ出力はトラ
ンジスタ44のベースに印加され、ポテンショメータ5
2からの垂直位置制御信号はトランジスタ46のベース
に印加される。トランジスタ48及び50のベースは、
夫々トランジスタ44及び46のエミッタに接続してい
る。トランジスタ44及び46のコレクタは、夫々端子
54及び56を介して第1図の出力増幅器18の入力端
子に接続し、トランジスタ50のコレクタは端子58を
介してトリが信号を出力する。
ところで、以上説明した従来の信号入力回路は、次のよ
うな欠点がある。第1に、夫々の減衰回路(減衰段)に
少なくとも2個の特別設計のスイッチを必要とするので
、スイッチ収納部及びスイッチ駆動部が大型化し且つ構
成が複雑となり信゛頼性が低下すると共に、接点のメッ
キに使用する金の使用量が増えるので製作費が高くなる
という問題がある。この問題は、上述の従来例の如く、
縦続接続した減衰段を数個設ける場合には無視できない
。第2に、垂直増幅段は、所望のインピーダンス変換及
びトリガ信号の取出しを行うため回路構成が比較的複雑
となる。且つトリガ信号の取出しも容易でない。第3に
、入力信号成分の一部がキャパシタンス成分の存在によ
り失われるので(特に高周波数において)、周波数応答
特性が広帯域にわたって平担でないという問題がある。
うな欠点がある。第1に、夫々の減衰回路(減衰段)に
少なくとも2個の特別設計のスイッチを必要とするので
、スイッチ収納部及びスイッチ駆動部が大型化し且つ構
成が複雑となり信゛頼性が低下すると共に、接点のメッ
キに使用する金の使用量が増えるので製作費が高くなる
という問題がある。この問題は、上述の従来例の如く、
縦続接続した減衰段を数個設ける場合には無視できない
。第2に、垂直増幅段は、所望のインピーダンス変換及
びトリガ信号の取出しを行うため回路構成が比較的複雑
となる。且つトリガ信号の取出しも容易でない。第3に
、入力信号成分の一部がキャパシタンス成分の存在によ
り失われるので(特に高周波数において)、周波数応答
特性が広帯域にわたって平担でないという問題がある。
したがって、本発明の目的は、上述の従来例の問題を克
服し、特にオシロスコープのような広帯域の試験俸測定
機器に用いて好適な信号入力回路を提供することである
。
服し、特にオシロスコープのような広帯域の試験俸測定
機器に用いて好適な信号入力回路を提供することである
。
以下、添付の第4図乃至第6図を参照して、本発明の詳
細な説明する。第4図は本発明に係る減衰器の基本回路
図である。入力端子Taは、スイッチSa、或いは抵抗
・コンデンサ(RC)分圧器の何れかを介して出力端子
Tbに接続する。RC分圧器は、抵抗器Ra及びRh、
コンデンサCa、 Cb、 Ccから構成される。抵抗
器Rb、及びコンデンサCb。
細な説明する。第4図は本発明に係る減衰器の基本回路
図である。入力端子Taは、スイッチSa、或いは抵抗
・コンデンサ(RC)分圧器の何れかを介して出力端子
Tbに接続する。RC分圧器は、抵抗器Ra及びRh、
コンデンサCa、 Cb、 Ccから構成される。抵抗
器Rb、及びコンデンサCb。
Ccの共通端(共通接点)は、スイッチSaと連動する
スイッチsbを介して接地し、入力端子Taは、更に、
分路コンデンサとして動作する可変コンデンサCdを介
してスイッチsb及びアースに接続している。第4図に
示した減衰器は、例えば、ハイブリッド技術により1枚
の基板上に設けることができる。スイッチSa及びsb
は、第2図に示したスイツチSt及びS2を利用するの
が望ましいが、電気リレー等の従来のスイッチを用いて
もよい。
スイッチsbを介して接地し、入力端子Taは、更に、
分路コンデンサとして動作する可変コンデンサCdを介
してスイッチsb及びアースに接続している。第4図に
示した減衰器は、例えば、ハイブリッド技術により1枚
の基板上に設けることができる。スイッチSa及びsb
は、第2図に示したスイツチSt及びS2を利用するの
が望ましいが、電気リレー等の従来のスイッチを用いて
もよい。
減衰動作を選択しない場合には、スイッチSa及びsb
を夫々オン、オフとする。この状態では、コンデンサC
a、 Cb、 Ccは実質上回路動作には何ら影響を与
えない。可変コンデンサCdは入力静電容量を所定値に
調整するためのものである。一方、減衰動作を選択する
場合には、スイッチSa及びSbを夫々オフ、オンとす
る。つまり、所定の減衰率(例えば、5)を有するRc
減衰器を回路に挿入する。尚、RC減衰器を回路に挿入
する前に、先ず、コンデンサcbを調節してRC減衰器
が全周波数帯域にわたって所定の減衰を行えるようにし
。
を夫々オン、オフとする。この状態では、コンデンサC
a、 Cb、 Ccは実質上回路動作には何ら影響を与
えない。可変コンデンサCdは入力静電容量を所定値に
調整するためのものである。一方、減衰動作を選択する
場合には、スイッチSa及びSbを夫々オフ、オンとす
る。つまり、所定の減衰率(例えば、5)を有するRc
減衰器を回路に挿入する。尚、RC減衰器を回路に挿入
する前に、先ず、コンデンサcbを調節してRC減衰器
が全周波数帯域にわたって所定の減衰を行えるようにし
。
次に、コンデンサCcを調整して回路の入力静電容量を
所定の入力静電容量Cinに等しくなるようにする。第
4図に示した減衰器の重要な利点は、必要なスイッチ数
を従来の半分に減らすことができることである。したが
って、回路動作の信頼性の向上、製作費の低減、回路全
体の小型化が実現で“きる。
所定の入力静電容量Cinに等しくなるようにする。第
4図に示した減衰器の重要な利点は、必要なスイッチ数
を従来の半分に減らすことができることである。したが
って、回路動作の信頼性の向上、製作費の低減、回路全
体の小型化が実現で“きる。
第5図は、本発明に係るインピーダンス変換器の好適な
一実施例を示す回路図である。第5図において、入・力
信号は、入力端子60及び静電容量の非常に小さい(例
えば、50PF以下の)結合コンデンサ64を介し、F
ET62のゲートに印加される。FET62は、バイポ
ーラ・トランジスタ66(電流源)と共にソース1ホロ
ア入力段増幅器として動作する。次に、FET62のソ
ース電圧は、NPN )ランジスタフ0及び72をカス
コード接続したエミッタeホロア出力段増幅器のベース
に印加される。尚、適当なベース・バイアス電圧をトラ
ンジスタ72に印加する。垂直出力電圧は第1出力端子
86即ちトランジスタ70のエミッタから取り出され、
トリガ信号は第2出力端子88即ちトランジスタ72の
コレクタから取り出される。差動演算増幅器74はトラ
ンジスタ66のエミッタ駆動用であり、演算増幅器74
の反転入力端は抵抗器を介してアースに接地し、非反転
入力端子は、入力端子60とアースの間に直列接続した
抵抗器76及び78の接続点に接続している。トランジ
スタ72のコレクタ出力は、可変抵抗器82及び固定抵
抗器84から成る可変減衰器で分圧され、抵抗器80を
介して演算増幅器74の非反転入力端子に印加される。
一実施例を示す回路図である。第5図において、入・力
信号は、入力端子60及び静電容量の非常に小さい(例
えば、50PF以下の)結合コンデンサ64を介し、F
ET62のゲートに印加される。FET62は、バイポ
ーラ・トランジスタ66(電流源)と共にソース1ホロ
ア入力段増幅器として動作する。次に、FET62のソ
ース電圧は、NPN )ランジスタフ0及び72をカス
コード接続したエミッタeホロア出力段増幅器のベース
に印加される。尚、適当なベース・バイアス電圧をトラ
ンジスタ72に印加する。垂直出力電圧は第1出力端子
86即ちトランジスタ70のエミッタから取り出され、
トリガ信号は第2出力端子88即ちトランジスタ72の
コレクタから取り出される。差動演算増幅器74はトラ
ンジスタ66のエミッタ駆動用であり、演算増幅器74
の反転入力端は抵抗器を介してアースに接地し、非反転
入力端子は、入力端子60とアースの間に直列接続した
抵抗器76及び78の接続点に接続している。トランジ
スタ72のコレクタ出力は、可変抵抗器82及び固定抵
抗器84から成る可変減衰器で分圧され、抵抗器80を
介して演算増幅器74の非反転入力端子に印加される。
可変抵抗器68及び高抵抗(例えば、IOMΩ)の抵抗
器67は、FET62に所定のバイアス電圧を与えるた
めのものである。抵抗器68は、FET62のソース電
流が所定値になるようにトリミングするのが好ましい。
器67は、FET62に所定のバイアス電圧を与えるた
めのものである。抵抗器68は、FET62のソース電
流が所定値になるようにトリミングするのが好ましい。
次に、第5図の回路動作について説明する。FET62
は、小容量のコンデンサ64を介して印加された高周波
信号成分のみに対してソース・ホロア増幅器として動作
する。しかし、直流を含む低周波成分は、演算増幅器7
4によって増幅される。したがって、低及び高周波成分
は、FET62のソースで組み合わされ、カスコード接
続の出力段増幅器の出力端子86及び88から、逆極性
の2信号出力として取り出される。FET62のゲート
電圧は低容量コンデンサ64を通る高周波成分のみであ
るので、従来必要であったゲート保護回路は不要となる
。演算増幅器74の非反転入力端子は実質上接地し、抵
抗器76によって第5図のインピーダンス変換器の入力
抵抗値(例えば、IMΩ)が決まる。入力端子60に印
加された入力信号の低周波成分が増加の傾向にあると、
演算増幅器74の非反転入力端子の電圧を引き上げるの
で、エミッタ・ホロア・トランジスタ70のベース電圧
が上昇し、トランジスタ72のコレクタ電圧即ち出力端
子88からの電圧が下がる。
は、小容量のコンデンサ64を介して印加された高周波
信号成分のみに対してソース・ホロア増幅器として動作
する。しかし、直流を含む低周波成分は、演算増幅器7
4によって増幅される。したがって、低及び高周波成分
は、FET62のソースで組み合わされ、カスコード接
続の出力段増幅器の出力端子86及び88から、逆極性
の2信号出力として取り出される。FET62のゲート
電圧は低容量コンデンサ64を通る高周波成分のみであ
るので、従来必要であったゲート保護回路は不要となる
。演算増幅器74の非反転入力端子は実質上接地し、抵
抗器76によって第5図のインピーダンス変換器の入力
抵抗値(例えば、IMΩ)が決まる。入力端子60に印
加された入力信号の低周波成分が増加の傾向にあると、
演算増幅器74の非反転入力端子の電圧を引き上げるの
で、エミッタ・ホロア・トランジスタ70のベース電圧
が上昇し、トランジスタ72のコレクタ電圧即ち出力端
子88からの電圧が下がる。
この電圧を抵抗器82及び84から成る可変分圧器及び
抵抗器80を介して演算増幅器74の非反転入力端子に
帰還する。抵抗器76と80を略等しくすることにより
、演算増幅器74は、その高利得特性により、入力信号
に応じて非反転入力端子に印加される増大(或いは減少
)入力信号を、出力端子88から出力する減少(或いは
増大)入力信号で効果的に相殺することができる。尚、
低周波利得は、可変抵抗器82によって効果的に制御さ
れるので、可変抵抗器82を適当に調整することにより
、第5図のインピーダンス変換器の周波数応答(即ち、
帯域幅)全体を改良することもできる。尚、必要に応じ
てトランジスタ66のベース電圧(−10)を制御して
出力オフセットの調整が可能である。
抵抗器80を介して演算増幅器74の非反転入力端子に
帰還する。抵抗器76と80を略等しくすることにより
、演算増幅器74は、その高利得特性により、入力信号
に応じて非反転入力端子に印加される増大(或いは減少
)入力信号を、出力端子88から出力する減少(或いは
増大)入力信号で効果的に相殺することができる。尚、
低周波利得は、可変抵抗器82によって効果的に制御さ
れるので、可変抵抗器82を適当に調整することにより
、第5図のインピーダンス変換器の周波数応答(即ち、
帯域幅)全体を改良することもできる。尚、必要に応じ
てトランジスタ66のベース電圧(−10)を制御して
出力オフセットの調整が可能である。
第6図は、本発明を利用したオシロスコープの信号入力
回路の一具体例を示す図である。。第6図の回路は、入
力結合選択回路90及び出力減衰回路92以外は、第4
図の減衰回路と第5図のインピーダンス変換器を組み合
せたものである。入力結合選択回路90は、入力端子9
1と入力減衰回路の間に接続している。連動スイッチS
c及びScを夫々オフ、オンの状態にすると、入力減衰
回路の入力側は、入力端子91との接続を解除され、ス
イッチScを介して接地する。一方、スイッチSc及び
Sc’を夫々オン、オフにし、且つスイッチSdをオフ
にすると1MΩモードとなり、スイッチSdをオンにす
ると50Ωモードとなる。50Ωモードでは、入力端子
91は直列抵抗器96及び97(合成抵抗値が50Ω)
に接続する。抵抗器98.99.100、及び101、
入力端子102及び103から成る保護回路は、過剰電
圧保護用である。即ち、所定電圧(例えば、5ボルト)
を入力端子102に印加し、抵抗器98、ioo、10
1の共通接続点の電圧を端子103から検知し、検知電
圧が所定値以上であれば、スイッチSdを自動的にオフ
して回路を保護する。抵抗器96は、流れる電流に応じ
て検知抵抗器98の温度を変化させて端子103から導
出される電圧を制御するためのものであり、サーミスタ
101は周囲温度による影響を補償するためのものであ
る。尚、抵抗器97と直列にインダクタを接続して入カ
ドランジスタロ0の信号反射特性を改善することができ
る。
回路の一具体例を示す図である。。第6図の回路は、入
力結合選択回路90及び出力減衰回路92以外は、第4
図の減衰回路と第5図のインピーダンス変換器を組み合
せたものである。入力結合選択回路90は、入力端子9
1と入力減衰回路の間に接続している。連動スイッチS
c及びScを夫々オフ、オンの状態にすると、入力減衰
回路の入力側は、入力端子91との接続を解除され、ス
イッチScを介して接地する。一方、スイッチSc及び
Sc’を夫々オン、オフにし、且つスイッチSdをオフ
にすると1MΩモードとなり、スイッチSdをオンにす
ると50Ωモードとなる。50Ωモードでは、入力端子
91は直列抵抗器96及び97(合成抵抗値が50Ω)
に接続する。抵抗器98.99.100、及び101、
入力端子102及び103から成る保護回路は、過剰電
圧保護用である。即ち、所定電圧(例えば、5ボルト)
を入力端子102に印加し、抵抗器98、ioo、10
1の共通接続点の電圧を端子103から検知し、検知電
圧が所定値以上であれば、スイッチSdを自動的にオフ
して回路を保護する。抵抗器96は、流れる電流に応じ
て検知抵抗器98の温度を変化させて端子103から導
出される電圧を制御するためのものであり、サーミスタ
101は周囲温度による影響を補償するためのものであ
る。尚、抵抗器97と直列にインダクタを接続して入カ
ドランジスタロ0の信号反射特性を改善することができ
る。
入力端子91に印加された信号は、小抵抗器r。
を介して入力減衰回路の入力端に供給される。入力減衰
回路は、電気的特性を向上させるために設けた小抵抗器
版及びrb以外は、第4図に示した減衰回路と実質上同
一である。入力減衰回路の出力は、インピーダンス変換
器16を介して出力減衰回路92に印加される。出力減
衰回路92は、連動スイッチ5e−Ss’及び5r−s
r’、抵抗器及びコンデンサ(参照番号無)を有し、印
加された信号を、例えば、2.2.5.5の減衰率で減
衰するためのものである。
回路は、電気的特性を向上させるために設けた小抵抗器
版及びrb以外は、第4図に示した減衰回路と実質上同
一である。入力減衰回路の出力は、インピーダンス変換
器16を介して出力減衰回路92に印加される。出力減
衰回路92は、連動スイッチ5e−Ss’及び5r−s
r’、抵抗器及びコンデンサ(参照番号無)を有し、印
加された信号を、例えば、2.2.5.5の減衰率で減
衰するためのものである。
上述の説明では、入力減衰回路を1個しか使用していな
いが、入力信号の帯域幅に応じて2個以上用いてもよい
。
いが、入力信号の帯域幅に応じて2個以上用いてもよい
。
以上説明したように、本発明に係る信号入力回路は構成
が簡単なので、回路の信頼性の向上と共に、製作費を安
くでき且つ組立時間を短縮することが可能である。更に
、本願の実施例に示したイ。
が簡単なので、回路の信頼性の向上と共に、製作費を安
くでき且つ組立時間を短縮することが可能である。更に
、本願の実施例に示したイ。
ンピーダンス変換器を使用すれば、帯域幅を広げること
ができ、ドリフトを従来例よりも小さくすることが可能
であり且つ2種の出力信号を得ることができるという効
果がある。したがって、本発明に係る信号入力回路は、
特にオシロスコープの垂直入力段に用いて好適である。
ができ、ドリフトを従来例よりも小さくすることが可能
であり且つ2種の出力信号を得ることができるという効
果がある。したがって、本発明に係る信号入力回路は、
特にオシロスコープの垂直入力段に用いて好適である。
以上、本発明の詳細な説明したが、実施例の変形・変更
は当業者にとって容易である。
は当業者にとって容易である。
第1図はオシロスコープの簡単なブロック図、第2図は
従来の減衰回路を示す図、第3図は従来のインピーダン
ス変換器を示す回路図、第4図は本発明に使用する減衰
器の基本回路図、第5図は本発明に利用するインピーダ
ンス変換器の好適な実施例を示す回路図、第6図は本発
明に係る信号入力回路の具体例を示す図である。 12:入力段減衰器 Sa、Sb:スイッチ Ca、 Cb、 Cc、 Cd: コンデンサRa、R
b:抵抗器 16′:インピーダンス変換器 特許出願人 テクトロニクス・インコーポレイテッド代理人 弁理士
森崎 俊明 g)開−59−24263(6) L O
従来の減衰回路を示す図、第3図は従来のインピーダン
ス変換器を示す回路図、第4図は本発明に使用する減衰
器の基本回路図、第5図は本発明に利用するインピーダ
ンス変換器の好適な実施例を示す回路図、第6図は本発
明に係る信号入力回路の具体例を示す図である。 12:入力段減衰器 Sa、Sb:スイッチ Ca、 Cb、 Cc、 Cd: コンデンサRa、R
b:抵抗器 16′:インピーダンス変換器 特許出願人 テクトロニクス・インコーポレイテッド代理人 弁理士
森崎 俊明 g)開−59−24263(6) L O
Claims (3)
- (1)入力端子及び出力端子間に接続した第1スイツチ
と、上記入力端子及び上記出力端子及び共通端に接続し
た抵抗器及びコンデンサから成る分圧回路網と、上記共
通端及びアース間に接続した第2スイツチとを有する減
衰器を具え、上記第1及び第2スイツチは夫々逆のスイ
ッチ動作を行う信号入力回路。 - (2)上記減衰器の後段に、更に、交流及び直流出力電
流路を有するインピーダンス変換器を具えた特許請求の
範囲第1項記載の信号入力回路。 - (3)上記インピーダンス変換器は、2信号を出力する
カスコード接続の出力増幅段を有する特許請求の範囲第
2項一記載の信号入力回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57133846A JPS5924263A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | 信号入力回路 |
US06/518,904 US4525688A (en) | 1982-08-02 | 1983-08-01 | Oscilloscope signal input circuit including an attenuator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57133846A JPS5924263A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | 信号入力回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5924263A true JPS5924263A (ja) | 1984-02-07 |
Family
ID=15114396
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57133846A Pending JPS5924263A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | 信号入力回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4525688A (ja) |
JP (1) | JPS5924263A (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2595887A1 (fr) * | 1986-03-14 | 1987-09-18 | Labo Electronique Physique | Attenuateur a haute impedance d'entree, a calibres multiples pour hautes frequences, et oscilloscope et sonde active comportant un tel attenuateur |
US4835489A (en) * | 1987-02-13 | 1989-05-30 | National Semiconductor Corporation | Single-ended, feed-forward gain stage |
US5032801A (en) * | 1990-07-31 | 1991-07-16 | Tektronix, Inc. | High performance attenuator configuration |
US5200717A (en) * | 1991-04-11 | 1993-04-06 | Tektronix, Inc. | Active electrical circuitry interconnected and shielded by elastomer means |
US20100037874A1 (en) * | 2008-08-12 | 2010-02-18 | YAT Electrical Appliance Company, LTD | Two-stroke engine emission control |
CN102914700B (zh) * | 2012-09-28 | 2015-03-18 | 西北核技术研究所 | 一种超宽谱脉冲幅值的自校准测量方法 |
US9588189B2 (en) * | 2014-01-29 | 2017-03-07 | Prolific Technology Inc. | System and method of detecting ultra weak magnetic field |
CN106932627A (zh) * | 2015-12-29 | 2017-07-07 | 苏州普源精电科技有限公司 | 一种探头电路 |
US11287447B2 (en) | 2017-06-26 | 2022-03-29 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Measurement input circuit and measurement device |
EP3985868A1 (en) * | 2020-10-16 | 2022-04-20 | Nxp B.V. | An attenuator arrangement |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1261211A (en) * | 1968-12-31 | 1972-01-26 | Solarton Electric Group Ltd | Improvements in timed shared amplifiers |
-
1982
- 1982-08-02 JP JP57133846A patent/JPS5924263A/ja active Pending
-
1983
- 1983-08-01 US US06/518,904 patent/US4525688A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4525688A (en) | 1985-06-25 |
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