JPS5923375Y2 - パルス幅制御トランス - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、スイッチングレギュレータ等の安定化電源に
用いるのに適したパルス幅制御トランスに関する。

パルス幅制御トランスは、本考案者が先に提案したもの
であって、その基本的構成は第１図及び第２図に示され
る。

これらの図において、主磁路を或す磁心１ＡはＵＩ型磁
心で構成され、パス磁路を或す磁心１ＢはＥＩ型磁心で
構成され、側磁路はＥＩ型磁心の中央部で接合されてい
る。

そして、入力電圧Ｖ１が供給される１次コイル２は磁心
１Ａの一方の脚と磁心１Ｂの中脚とに共通に巻回され、
出力電圧Ｖ２を得るための２次コイル３は磁心１Ａの他
方の脚に巻回される。

また、磁心ＩＢの両側脚にはパス磁路の磁気飽和状態を
制御する制御コイル４Ａ、４Ｂが設けられている。

ここで、制御コイル４Ａ、４Ｂは１次コイル２に入力電
圧ｖ１を印加したとき当該コイル４Ａ、４Ｂに夫々誘起
される電圧が打消し合う逆極性となるように直列に接続
される。

このような構成における各磁束の関係を第６図Ａ、Ｂを
用いて以下に詳述する。

１次コイル２に入力電圧■１を印加することによって発
生する磁束Φは第６図Ａに示すようにパス磁路を威すＥ
Ｉ型磁心１Ｂを回る磁束Φ１と主磁路を或すＵＩ型磁心
１Ａを回る磁束Φ２とに分れる。

また、Φい、Φ。おば制御コイル４Ａ、４Ｂに制御電流
を流すことによって発生する磁束である。

前述の如く制御コイル４Ａ、４Ｂは逆極性で直列に接続
されているがら、両制御コイル４Ａ、４Ｂに流れる直流
の制御電流Ｉｃの値は等しい。

がっ、制御コイル４Ａ、４Ｂは一般には同じ巻数となる
ように設定される。

従って、一般的には、第６図Ａ及び第６図Ｂに示すよう
に、磁束Φい、Φ。

８は同方向であって、がっそれぞれの値は相等しい。

すなわち、パス磁路に着目すれば、ＥＩ型磁心１Ｂの中
央脚においては、Φ。

４゜ΦＣＢは互いに打消し合い、見掛は上、制御コイル
４Ａ、４Ｂによる制御磁束は第６図ＢのΦ。

（＝Φ。Φ。

Ｂ）となってパス磁路の外周部を廻ることになる。

さらに、前述の如く、制御コイル４Ａ、４Ｂは逆極性に
接続されているため、両コイル４Ａ、４Ｂと、１次コイ
ル２による磁束Φ１との鎖交によって発生する交流誘起
電圧は互いに打消し合い、制御端子両端（コイル４Ａ、
４Ｂの直列回路の両端）には、電圧は発生しない。

以上の構成において、２次コイル３にあまり高インピー
ダンスではない適当な負荷ＲＬを接続し、１次コイル２
の入力電圧Ｖ１として第３図Ａに示す如き矩形波を加え
た状態で、制御コイル４Ａ、４Ｂに直流の制御電流Ｉｃ
を流した場合を考える。

この場合、１次コイル２による磁束Φは第６図Ａに示し
たようにパス磁路を或すＥＩ型磁心１Ｂを回る磁束Φ１
と主磁路を威すＵＩ型磁心１Ａを回る磁束Φ２とに分れ
る。

そのうち、負荷ＲＬに電力を供給する磁束は、２次コイ
ル３と鎖交するΦ２のみであって、Φ１は負荷ＲＬへの
電力供給には寄与しない。

一方、制御コイル４Ａ、４Ｂによりパス磁路のＥＩ型磁
心１Ｂには第６図Ｂに示した如く磁束Φ。

が発生している。

このような磁束の関係において、まず、直流の制御電流
Ｉｃを大きくしてΦ。

によって完全にパス磁路を磁気飽和状態とすれば、パス
磁路は磁気回路として等価的に存在しないものと考えら
れるから、出力電圧■２は入力電圧■１と同一波形で、
１次、２次の巻線比で定まる振幅となる。

また、直流の制御電流Ｉｃによる磁束Φ。

だけではパス磁路が飽和しない範囲の値に制御電流Ｉｃ
を設定したときは、第３図Ｂ、Ｃの如く入力電圧■１反
転時よりパス磁路がΦ。

とΦ１により非飽和から飽和に移行するまでの時間ｔ１
において、入力電圧■１により１次コイル２で発生され
る磁束Φは殆んどΦ１としてパス磁路に流れるから、出
力電圧Ｖ２は実質的に零となる。

時間ｔ１経過後、パス磁路が飽和すると、この飽和状態
は入力電圧Ｖ１が反転するまで保持されるから、磁束Φ
は主磁路をΦ２として流れ入力電圧■１より時間ｔ１だ
け幅の狭い方形波形が出力電圧■２として得られる。

この時間ｔ１は直流の制御電流Ｉｃの値により増減でき
る。

すなわち、制御電流Ｉｃが比較的大きければΦ。

によるパス磁路の磁化の度合が強くなり、より少い磁束
Φ１で短時間でパス磁路の一部が飽和する。

従って第３図Ｂに示すように時間ｔ１は短くなり、出力
電圧■２の波形のパルス幅は長くなる。

逆に制御電流Ｉｃを低く設定すると、パス磁路の磁化の
度合は弱くなり、磁気飽和しにくい状態となるから、パ
ス磁路の一部が飽和するまでに時間がかかる。

この結果、第３図Ｃのように時間ｔ１は長くなり、出力
電圧Ｖ２の波形のパルス幅は短縮される。

従って、上記基本構成のパルス幅制御トランスによれば
、負荷ＲＬが制御に適した値である限り直流の制御電流
Ｉｃを増減することにより出力電圧Ｖ２の波形のパルス
幅を高効率で制御でき、入力端から負荷ＲＬに伝送され
る電力を電気的に制御できる。

しかし、上記の如き基本的構成のパルス幅制御ｌ・ラン
スでは、無負荷状態乃至負荷ＲＬが高インピーダンスで
あって無負荷に近い状態のときには出力電圧■２の波形
のパルス幅を制御電流Ｉｃによって良好に制御できない
不都合を生じる。

これは新無負荷又はそれに近い軽負荷の場合、主磁路の
磁気抵抗が小さくなり、パス磁路の存在があまり主磁路
の磁束に影響を及ぼさなくなるからである。

この点について少し詳述する。以上述べた如く、本考案
者が先に提案している第１図の基本構成のパルス幅制御
トランスの動作は、基本的に、パス磁路の磁気抵抗と、
主磁路の磁気抵抗との大きさの差異により、１次コイル
２で発生した磁束Φを主磁路に廻すか、パス磁路に廻す
かによって２次コイル３を介して負荷ＲＬに伝送される
電圧のパルス幅（導通角）を制御し、その結果負荷ＲＬ
に伝送される電力を制御しようとするものである。

パス磁路の磁気抵抗は前述の如く、制御コイル４Ａ、４
Ｂに流す直流の制御電流Ｉｃの大きさ、従ってパス磁路
を構成する磁心の磁化状態で変化する。

主磁路の磁気抵抗は２次コイル３に流れる負荷電流（出
力電流）により主磁路内に誘起される反磁界によって変
化する。

この反磁界は、２次コイル巻数と２次コイルに流れる負
荷電流（出力電流）によって決定される。

負荷電流が大きくなれば反磁界の大きさも増大するから
、磁束Φは主磁路よりパス磁路の方へ廻り易い傾向とな
る。

従って、負荷ＲＬに大きな電力を伝送しようとすれば、
制御電流Ｉｃを増やし、パス磁路をより飽和に近い状態
まで磁化してやればよいことになる。

反対に、負荷電流が極めて小さい場合、即ち負荷ＲＬの
インピーダンスが極めて大きい場合を考える。

このとき当然のことに主磁路内に発生する反磁界の大き
さも小さくなり、従って、主磁路とパス磁路との磁気抵
抗に差異があまり生じなくなる。

これは云い換えると、負荷インピーダンスがある値以上
に大きくなった場合、制御電流Ｉｃをゼロ、又はゼロに
近い値にまで減少させても、２次側の出力電圧■２即ち
負荷両端の電圧を所望値以下に低下させられないような
状態が発生することを意味する。

負荷インピーダンスが大きくなった、即ち負荷電流が少
なくなった極限は２次側開放の状態であるから、パルス
幅制御Ｉ・ランスは、原理的に、負荷開放の状態では２
次側電圧を制御する機能を失う。

さて、第１図の基本構成のパルス幅制御Ｉ・ランスを用
い、例えば直流安定化電源の如き出力電圧を安定化制御
するシステムを構成する場合を考える。

入力電圧Ｖ１及び負荷インピーダンスの変動に対応して
出力電圧の変動を検出し安定化制御するような上記シス
テムにパルス幅制御トランスを用いる場合は、出力電圧
の変動を相殺する方向に直流の制御電流Ｉｃの値を変化
させることにより、出力電圧の安定化が実現できる。

このようなシステムにおいて、広い負荷条件の範囲で出
力電圧を安定化させようとした場合、前述した特性、す
なわち負荷インピーダンスがある値以上となった時に制
御機能が失われるという点が問題となる。

原理的に負荷開放の条件では制御機能が失なわれるので
、適当な値のダミー負荷を本来の負荷に並列に接続し、
負荷が開放となった場合も必要最小限の電流を２次側に
流すことにより、安定化機能が失なわれるのを防止する
必要がある。

しかし、このダミー負荷に流す電流値は極力少ない値に
設定されることが実用上望ましい。

第５図は、前述の直流安定化電源の出力電流″ｌ２ｄＣ
）対出力電圧Ｖ２ｄＣ特性の一例を示すグラフである。

入力電圧Ｖ１を一定としたとき、パルス幅制御トランス
を用いた直流安定化電源の直流出力電圧Ｖ２ｄＣは、直
流出力電流■２ｄＣが第５図のｌｍ１ｎとＩｍａｘの間
の範囲では、設定値Ｖ。

に安定化される。Ｉｍａｘを越えると、これ以上制御電
流■。

を増やしても出力電圧■２ｄＣは上昇せず、これ以上の
電力を負荷に伝送することはできなくなる。

第５図のｌｍ１ｎが前述した制御機能が失なわれる最小
電流であって、直流出力電流ｌ２ｄＣをｌｍ１ｎより減
少させた場合、直流出力電圧■２ｄＣは設定値■。

より上昇を始める。

本考案は、上記の不都合を除去し、軽負荷領域まで良好
に出力電圧波形のパルス幅制御を可能にしたパルス幅制
御トランスを提供しようとするものである。

以下、本考案に係るパルス幅制御トランスの実施例を図
面に従って説明する。

第４図において、主磁路を戊す磁心１ＡはＵＩ型磁心で
構成されており、その磁心１Ａの一部に間隙１０か゛形
成される。

その他の構成は第１図と同様である。

また、第７図にパス磁路を或すＥＩ型磁心１Ｂを回る磁
束Φ１と、主磁路を或すＵＩ型磁心１Ａを回る磁束Φ２
と、制御コイル４Ａ、４Ｂによる磁束Φい、ΦＣＲとの
関係を示す。

上記実施例の構成において、２次コイル３に接続される
負荷ＲＬがあまり高インピーダンスでない場合の動作は
実質的に第１図の基本的構成の場合と同じであると考え
てよい。

また、負荷ＲＬが高インピーダンスで゛あるとき、すな
わち、負荷ＲＬが軽負荷であり出力電流■２が小さいと
きにも、主磁路を威すＵＩ型磁心１Ａに間隙１０が形成
されているため、やはり主磁路の磁気抵抗の方がパス磁
路の磁気抵抗より大きくなる。

従って、入力電圧■１反転時より１次コイル２で発生さ
れる磁束Φは殆んどΦ１としてパス磁路に流れ、パス磁
路飽和後はΦ２として主磁路に流れることになり、第３
図に示したパルス幅制御を実行することができる。

上記実施例によれば、主磁路の磁気抵抗が間隙１０の存
在により、大きくなるから、制御コイル磁束４Ａ、４Ｂ
に流す制御電流Ｉｃでパス磁路の磁化状態を変えること
により軽負荷領域（出力電流■２の小さい領域）まで良
好に出力電圧■２の波形のパルス幅制御を実行でき、ひ
いては出力電圧の安定化制御ができる。

例えば、第４図の実施例のパルス幅制御トランスを用い
、前述の直流安定化電源を構成した場合、入力電圧Ｖ１
及び負荷インピーダンスの変動に対応して出力電圧の変
動を検出し、その出力電圧の変動を相殺する方向に直流
の制御電流Ｉｃの値を変化させることにより、出力電圧
の安定化が実現でき、しかも、広い負荷条件の範囲で出
力電圧を安定化させ得る。

この結果、直流安定化電源を構成したときの直流出力電
圧Ｖ２ｄＣと直流出力電流■２ｄＣとの関係を示す第５
図の曲線において、ｌｍ１ｎの値を従来の間隙を有して
いない場合の値に比べ大幅に減少させることができる。

すなわち、軽負荷領域（高インピーダンス負荷領域）の
電圧変動が改善されることを意味する。

この時、Ｉｍａｘの値に関しては、本考案の実施例と従
来例との間に殆んど差は生しない。

Ｉｍａｘを流すために必要な制御電流Ｉｃが若干余分に
必要となるのみである。

本考案者のもとての実験データによれば、従来例すなわ
ち主磁路に間隙を設けない場合は、ｌｍ１ｎはＩｍａｘ
の約１／１５〜１／２０（５〜７％）であったものが、
本考案の間隙を設けた場合は、１１５０〜１／２００（
０，５〜２％）に大幅に減少した。

（但し、入力端子一定の場合である。

）なお、主磁路をＵＵ型磁心、パス磁路をＥＥ型磁心で
構成してもよく、間隙１０に非磁性材料を挿入してもよ
い。

さらに、１次コイル２を分割して一部を２次コイル３に
密結合させて出力波形の改善を図った場合にも適用可能
である。

斜上のように、本考案によれば、軽負荷領域まで良好に
出力電圧波形のパルス幅制御を可能にしたパルス幅制御
トランスを得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的構成のパルス幅制御トランスを示す斜視
図、第２図は電気結線を示す回路図、第３図はパルス幅
制御トランスの動作を説明するための波形図、第４図は
本考案に係るパルス幅制御トランスの実施例を示す側面
図、第５図は実施例のパルス幅制御トランスを用いて直
流安定化電源を構成した場合の出力電流対出力電圧特性
を示すグラフ、第６図は第１図の基本的構成の場合の磁
束の流れを示す斜視図、第７図は第４図の実施例の場合
の磁束の流れを示す斜視図である。 ＩＡ、ＩＢ・・・・・・磁心、２・・・・・・１次コイ
ル、３・・・・・・２次コイル、４Ａ、４Ｂ・・・・・
・制御コイル、１０・・・・・・間隙。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 主磁路とパス磁路とを有する磁心と、前記主磁路及びパ
   ス磁路に共通に設けられる１次コイルと、前記主磁路に
   設けられる２次コイルと、前記パス磁路に設けられる制
   御コイルとを備えたパルス幅制御トランスにおいて、前
   記磁心の主磁路構成部分の一部に間隙を形成したことを
   特徴とするパルス幅制御トランス。