JPS592220B2 - Interference elimination method - Google Patents
Interference elimination methodInfo
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- JPS592220B2 JPS592220B2 JP10633677A JP10633677A JPS592220B2 JP S592220 B2 JPS592220 B2 JP S592220B2 JP 10633677 A JP10633677 A JP 10633677A JP 10633677 A JP10633677 A JP 10633677A JP S592220 B2 JPS592220 B2 JP S592220B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、混信除去方式に係り、とくに混信、フエージ
ング、インパルス性ノイズの存在する伝搬路を使つてデ
ィジタル情報の伝送を行う場合において、混信による受
信誤りを除去するための混信除去方式に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a method for eliminating interference, and particularly when transmitting digital information using a propagation path in which interference, fading, and impulsive noise exist, reception errors due to interference are eliminated. This paper relates to an interference cancellation method for
伝搬路として無線回路を使つたディジタル通信における
符号誤りの要因は、フエージング、混信、インパルス性
ノイズである。The causes of code errors in digital communications using radio circuits as propagation paths are fading, interference, and impulsive noise.
これらのうちフエージングは、存在する時間率は大きい
が、一般にその妨害の大きさは予測可能であり、誤り訂
正符号の利用等によつてその影響を軽減することが可能
である。またインパルス性ノイズは存在する時間率が小
さいので、誤り訂止符号の利用等により誤りを除去可能
である。一方、混信には、種々の原因があるが、ここで
は混信とは、受信機で受信して中間周波数又は音声周波
数帯に変換したときに、結果として信号の周波数帯域と
同じ周波数に落ちこんでくるものすべてを含み、受信機
の特性に起因する影像周波数等のスプリアス感度による
もの、送信機のスプリアス送信によるもの、周波数割当
てが重複している(たとえば、短波通信では電波の通達
距離が長いため、遠方(国外)からの混信も多い)こと
によるもの等が含まれるものとする。この混信は常時存
在するものではないが、存在する時の影響は大きく、誤
り訂正符号の利用のみではその影響を充分除去できない
。低速度の伝送であればスペクトラムパターン変調等の
方法があるが、とくに比較的高速度の伝送を行う場合に
は、混信の存在により通信不能となることが多く、有効
な解決方法がなかつた。本発明は、上記の点に鑑み、混
信による受信誤りを確実に除去可能な混信除去方式を提
供しようとするものである。Among these, fading occurs for a large percentage of the time, but the magnitude of its interference is generally predictable, and its influence can be reduced by using error correction codes and the like. Furthermore, since impulsive noise exists only for a small period of time, errors can be removed by using an error correction code or the like. On the other hand, there are various causes of interference, but in this case, interference refers to interference that occurs when a receiver receives the signal and converts it to an intermediate frequency or audio frequency band, which ends up dropping to the same frequency as the signal frequency band. This includes spurious sensitivity such as image frequencies caused by the characteristics of the receiver, spurious transmission from the transmitter, and overlapping frequency assignments (for example, in shortwave communication, the transmission distance of radio waves is long, so This includes interference caused by interference from far away (overseas). This interference does not always exist, but when it does exist, it has a large effect, and the use of error correction codes alone cannot sufficiently eliminate the effect. For low-speed transmission, there are methods such as spectrum pattern modulation, but especially when performing relatively high-speed transmission, communication often becomes impossible due to the presence of interference, and there has been no effective solution. In view of the above points, the present invention aims to provide an interference cancellation method that can reliably eliminate reception errors due to interference.
そして、その特徴とするところは、伝送帯域内の複数の
サブチヤンネルに分割し、夫々のサブチヤンネルをデイ
ジタル情報で位相変調して伝送するFDM−PSK方式
を採用し、それらのサブチヤンネルのうち混信の存在す
るものと混信の無いものとを識別し、混信の存在しない
サブチヤンネルのみを用いて情報の伝送を実行するよう
にしたことにある。以下、本発明に係る混信除去方式の
実施例を図面に従つて説明する。Its unique feature is that it uses the FDM-PSK method, which divides the transmission band into multiple subchannels, phase modulates each subchannel with digital information, and transmits it. The purpose of this technology is to distinguish between subchannels where interference exists and those without interference, and to transmit information using only subchannels where interference does not exist. Embodiments of the interference removal method according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
第1図において、送信側装置1は、伝送帯域内を複数の
サブチヤンネルに分割し、それぞれのサブチヤンネルを
デイジタル情報で差動位相変調するFDM−DPSK方
式により、入力情報を伝搬路2を介して受信側装置3に
伝送する。In FIG. 1, a transmitting device 1 divides the transmission band into a plurality of subchannels and transmits input information via a propagation path 2 using the FDM-DPSK method, which differentially phase modulates each subchannel with digital information. and transmits it to the receiving device 3.
この場合、サブチヤンネル毎に誤り検出可能な符合化又
は信号処理を行つておく、このため、符号化等は、符号
の1文字を1個のサブチヤンネルに乗せるように、サブ
チヤンネル毎に別々に行う。前記受信側装置3は、FD
M−DPSK方式で伝送されてきた情報を受信し増幅す
る受信部10と、各々のサブチヤンネルに対応して設け
られる復調部11とを有しており、復調部11で復調さ
れたデイジタル情報は受信制御回路12を介して出力メ
モリ13に送出される。出力メモ1川3はデイジタル情
報を一旦記憶し、所望の情報が全て正しく記憶された段
階で出力情報を出力する。また復調と同時に検出される
混信により誤り検出信号は受信制御回路12に加えられ
、ここで各サブチヤンネルの良否が判別される。この判
別結果は、送信部14により伝搬路2を介して前記送信
側装置1に伝送される。送信側装置1は、半別結果に基
き混信が存在しないと判別されたサブチヤンネルだけを
使用して情報の伝送を行うようにする。すなわち、当初
は全サブチヤンネルより送信し、これが受信側で受信さ
れて良否が判別されるが、一度受信側から送信側へ判別
結果をフイードバツクして制御した後には、情報の伝送
に使用しているサブチヤネルと使用せず自己の電波の出
されていないサブチヤネルとができることになる。ここ
で、復調部11における混信により誤り検出は、以下の
原理に基いて行われる。In this case, error-detectable encoding or signal processing is performed for each subchannel. Therefore, encoding etc. is performed separately for each subchannel, such that one character of the code is placed on one subchannel. conduct. The receiving side device 3 is an FD
It has a receiving section 10 that receives and amplifies information transmitted by the M-DPSK method, and a demodulating section 11 provided corresponding to each subchannel, and the digital information demodulated by the demodulating section 11 is It is sent to the output memory 13 via the reception control circuit 12. The output memo 1/3 temporarily stores digital information and outputs the output information when all desired information is correctly stored. Also, an error detection signal due to interference detected at the same time as demodulation is applied to the reception control circuit 12, where it is determined whether each subchannel is good or bad. This determination result is transmitted by the transmitting unit 14 to the transmitting side device 1 via the propagation path 2. The transmitting device 1 transmits information using only the subchannels for which it is determined that no interference exists based on the half-separation results. In other words, initially it is transmitted from all subchannels, and the receiving side receives it and determines whether it is good or bad, but once the determination results are fed back from the receiving side to the transmitting side and controlled, it is used for transmitting information. This means that there will be subchannels that are currently in use, and subchannels that are not used and do not emit their own radio waves. Here, error detection due to interference in the demodulator 11 is performed based on the following principle.
すなわち、受信側装置で受信され復調されたデイジタル
情報中の符号誤り(送信符号と受信符号が異るとき)で
定義される受信誤りの要因であるフエージングと混信と
を比較すると、フエージングによる誤りは平均の信号電
界強度よりも電界強度が大幅に低下したときに大部分の
誤りが発生することが理論的にも実伝搬路の計測結果か
らも知られている。一方、混信による誤りは、たとえば
、4相PSKでは信号と混信との合成ベクトルの位相と
信号本来の位相との位相差が判定スレツシヨルド(±4
5位)を越えたときに発生する。したがつて合成波の振
幅はかならずしも小さくならない。したがつて誤りが発
生した時の振幅によつて誤り原因の識別が可能である。
二つの誤り発生要因の区別は、個々の誤りについてみる
と、識別を誤ることも考えられる。In other words, when comparing fading, which is a cause of reception errors defined as code errors (when the transmission code and reception code are different) in digital information received and demodulated by the receiving side equipment, and interference, it is found that interference is caused by fading. It is known both theoretically and from measurement results of actual propagation paths that most errors occur when the electric field strength is significantly lower than the average signal electric field strength. On the other hand, errors due to interference, for example, in 4-phase PSK, the phase difference between the phase of the composite vector of the signal and interference and the original phase of the signal is determined by the decision threshold (±4
Occurs when the number exceeds 5th place). Therefore, the amplitude of the composite wave does not necessarily become small. Therefore, the cause of the error can be identified based on the amplitude when the error occurs.
When distinguishing between the two error-generating factors, when looking at individual errors, it is possible that the identification may be incorrect.
しかし、各サブチヤネルについて時間的に平均してみれ
ば、混信がないサブチヤネルでは低い平均値となり、混
信のあるサブチヤネルでは信号レベルと同程度か又はそ
れ以上の平均値が得られ、より確実な識別がなされる。
第2図は、上記原理による復調部11の構成を示す。However, when averaged over time for each subchannel, subchannels with no interference will have a low average value, and subchannels with interference will have an average value that is equal to or higher than the signal level, allowing for more reliable identification. It will be done.
FIG. 2 shows the configuration of the demodulator 11 based on the above principle.
この図において、検波回路DETは、入力信号Sからろ
波器又はろ波器と等価な働きをする回路(たとえば積分
・ダンプ回路)によつてFDMの各サブチヤンネルを分
離し、各サブチヤンネル成分について、入力の各サブチ
ヤネルのキヤリア周波数にほぼ゛等しい周波数(変調速
度のおよそ1/10以下の周波数差が望ましい)の正弦
波とこれと90下の位相数を持つた同じ周波数の正弦波
の2つの局部信号を回路内で発生し、この2つの局部信
号で上記の分離されたサブチヤネル成分を同期検波した
2つの出力を得る。この処理は、一方の局部信号の位相
を基準(0。)としたときに、各サブチヤネル成分につ
いて局部信号と同相な成分及び直交な成分を求めるもの
で、この2つの出力を同相成分及び直交成分と言う。こ
れらの処理は通常のアナログ回路でも実現できるが、変
換器CONVl以後の処理に都合がよいので、入力信号
Sをアナログ・デイジタル変換器でデイジタル符号に変
換した後、デイジタル演算によつて上記処理を行う方法
がしばしば使われる。このように、検波回路DETは受
信波Sから対応するサブチヤンネルの受信信号成分を分
離し、第3図に示す如く、内部で発生した受信人力にほ
ぼ等しい周波数の正弦波に対する受信信号Siの同相成
分の振幅Cと直交成分の振幅Bとをデイジタル情報を構
成するエレメント毎に検出するものであり、デイジタル
演算処理を行う回路等が用いられる。前記検波回路DE
Tによる前記同相成分の振幅C及び直交成分の振幅Bは
、変換回路CONlに加えられる。この変換回路CON
Vlは、前記同相成分分の振幅C及び直交成分の振幅B
から、受信信号S1の位相と対数で表わされた振幅とを
求めるものであり、その詳細は第4図に示される。すな
わち、変換回路CONVlは、検波回路DETからの2
つの出力(同相成分及び直交成分)を使つて各サブチヤ
ネル成分の振幅と上記検波回路DET内で発生する局部
信号の位相を基準とした位相(局部信号との位相差)を
求める回路で、振幅についてはデシベル(DB)表示で
出力する。振幅をA、位相をθ、同相成分をC、直交成
分をBとすると、振幅はで表わされ、この対数をとると
、
となる。In this figure, the detection circuit DET separates each FDM subchannel from the input signal S using a filter or a circuit that functions equivalent to a filter (for example, an integrating/dumping circuit), and separates each subchannel component from the input signal S. , a sine wave with a frequency approximately equal to the carrier frequency of each input subchannel (preferably a frequency difference of approximately 1/10 or less of the modulation speed), and two sine waves with the same frequency but with a phase number less than 90. Two local signals are generated within the circuit, and two outputs are obtained by synchronously detecting the separated subchannel components using these two local signals. This process calculates the in-phase component and orthogonal component to the local signal for each subchannel component, using the phase of one local signal as a reference (0.). Say. Although these processes can be realized by ordinary analog circuits, since it is convenient for the processing after the converter CONVl, the input signal S is converted into a digital code by an analog-to-digital converter, and then the above processes are performed by digital calculation. method is often used. In this way, the detection circuit DET separates the received signal component of the corresponding subchannel from the received wave S, and as shown in FIG. The amplitude C of the component and the amplitude B of the orthogonal component are detected for each element constituting the digital information, and a circuit or the like that performs digital arithmetic processing is used. The detection circuit DE
The amplitude C of the in-phase component and the amplitude B of the quadrature component due to T are applied to the conversion circuit CONl. This conversion circuit CON
Vl is the amplitude C of the in-phase component and the amplitude B of the quadrature component.
From this, the phase and logarithmically expressed amplitude of the received signal S1 are determined, the details of which are shown in FIG. In other words, the conversion circuit CONVl receives the signal from the detection circuit DET.
This circuit uses two outputs (in-phase component and quadrature component) to calculate the amplitude of each subchannel component and the phase (phase difference with the local signal) based on the phase of the local signal generated in the above-mentioned detection circuit DET. is output in decibel (DB) display. When the amplitude is A, the phase is θ, the in-phase component is C, and the orthogonal component is B, the amplitude is expressed as follows, and when the logarithm of this is taken, it becomes.
実際の処理では変換器のROMテーブルの大きさを小さ
くするために、1B1と1C1の大小の比較を行ない、
10gIB1(B≧Cのとき)又は
10g1C1(C>B)のとき)
及び10gV『『で閣璽]?](B≧Cのとき)又は1
0gV丁=でn賢ヲ](C>Bのとき)を計算して10
gAを求める。In actual processing, in order to reduce the size of the converter's ROM table, 1B1 and 1C1 are compared in size,
10gIB1 (when B≧C) or 10g1C1 (when C>B)) and 10gV "'De Cabinet Seal'? ] (when B≧C) or 1
Calculate 0gVd = nkenwo] (when C>B) and get 10
Find gA.
位相は θ=Tan−1(B/C)
で表わされるが、変換器のROMテーブルを小さくする
(0≦θ≦45器の範囲のテーブルにする)ために、θ
−Tan−1(1BI/1C1),(1C1≧1B1の
とき)又はTan−1(1CI/IBI),(1B1〉
1CIのとき)をテーブルで求め、これにB及びCの正
負、(Bと1C1の大小関係を使つてθ≦θく360(
の範囲の位相θを計算する。The phase is expressed as θ=Tan-1 (B/C), but in order to make the ROM table of the converter small (to make the table in the range of 0≦θ≦45 devices), θ
-Tan-1 (1BI/1C1), (when 1C1≧1B1) or Tan-1 (1CI/IBI), (1B1>
When 1CI) is obtained from the table, and using the positive/negative of B and C and the magnitude relationship between (B and 1C1), θ≦θ is calculated as 360 (
Calculate the phase θ in the range of .
例えば、Bは正、Cは負で、1C1〉1B1であれば、
ROMテーブルからθ5−Tan−1(IBl/ICI
)を求め、θ−1800−θ5で位相θを計算する。第
4図において、同相成分の振幅C及び直交成分の振幅B
は比較器COMP2及び切替器SWに加えられる。For example, B is positive, C is negative, and if 1C1>1B1,
From the ROM table, θ5-Tan-1 (IBl/ICI
) and calculate the phase θ using θ-1800-θ5. In Fig. 4, the amplitude C of the in-phase component and the amplitude B of the quadrature component
is applied to the comparator COMP2 and the switch SW.
その比較器COMP2は、両振幅B、Cの絶対値の大小
を比較し、その比較結果を切替器SW及び変換器CON
V5に加える。これにより切替器SWは、絶対値の大き
い方の振幅を除算器DIlに除算入力として加えるとと
もに小さい方の振幅を被除算人力として加える。さらに
絶対値の大きい方の振幅は変換器CON4に供給される
。その除算器DIVlは、小なる振幅を大なる振幅で割
つた振幅比を求めるものであり、受信信号Siが第3図
の如き位相であれば、振幅C/Bを変換器CON2及び
CON3に出力する。変換器CON2は前述したθ5二
Tan−1(1BI/1CI)、
又はTan−1(1C1/1B1)]を求める回路で、
y=Tan−xとしてxをアドレスとして人力したとき
に出力にyなるコードが得られるROMテーブルを使用
する。The comparator COMP2 compares the absolute values of both amplitudes B and C, and sends the comparison result to the switch SW and the converter CON.
Add to V5. As a result, the switch SW applies the amplitude with the larger absolute value to the divider DIl as a division input, and also adds the smaller amplitude as the human power to be divided. Furthermore, the amplitude with the larger absolute value is supplied to the converter CON4. The divider DIVl calculates the amplitude ratio by dividing the small amplitude by the large amplitude, and if the received signal Si has a phase as shown in Fig. 3, it outputs the amplitude C/B to the converters CON2 and CON3. do. The converter CON2 is a circuit that obtains the aforementioned θ52Tan-1 (1BI/1CI) or Tan-1 (1C1/1B1).
A ROM table is used in which a code of y is obtained as an output when y=Tan-x is input manually using x as an address.
そして、振輻比C/Bからθ5に相当する値、すなわち
O、π/2,π,3π/2の各位相のうち受信信号Si
に最も近い位置のものからみた位相の絶対値を求め、変
換器CON5に出力する。変換器CON5は、前記CO
MP2よりの前記両成分B,Cの正負、及び大小関係の
比較結果を用いて、受信信号Siの位相θを表わす信号
Si(θ)を出力する。一方、前記変換器CONV3は
10gV丁『でU5]?)
[又は10gV丁「口?フ〒7)]を求める回路で、z
=Tan−1(1+x)として、Xをアドレスとして入
力したときに出力にzなるコードが得られるROMテー
ブルを使用する。Then, the value corresponding to θ5 from the amplitude ratio C/B, that is, the received signal Si out of each phase of O, π/2, π, 3π/2
The absolute value of the phase seen from the closest position is determined and output to the converter CON5. The converter CON5 converts the CO
A signal Si(θ) representing the phase θ of the received signal Si is output using the comparison result of the positive/negative and magnitude relationship of both components B and C from MP2. On the other hand, the converter CONV3 is 10gV ``U5''? ) [or 10g V-cho "mouth?fu〒7)]", z
=Tan-1(1+x), and a ROM table is used in which when X is input as an address, a code of z is obtained as an output.
すなわち、除算器DIlの出力を受けてC/Bに相当す
る値の対数値を加算器ADDlに加え、また変換器CO
N4は絶対値の大きい方の振幅Bを対数値に変換して加
算器ADDlに加える。この結果、加算器ADDlは変
換器CONV4からの101B1(又は10gIC1)
と変換器CON3からの10gvn要〒万]V)[又は
10gV丁「C?フ〒7)1とを加算して10gAを求
める回路であつて、受信信号Siの振幅Aを対数で表わ
した受信レベル信号Si(IOgA)を出力する。That is, upon receiving the output of the divider DIl, the logarithm of the value corresponding to C/B is added to the adder ADDl, and the converter CO
N4 converts the amplitude B having the larger absolute value into a logarithmic value and adds it to the adder ADDl. As a result, adder ADDl receives 101B1 (or 10gIC1) from converter CONV4.
This is a circuit that obtains 10 gA by adding 10 gvn required from the converter CON3 and 10 gvn required from the converter CON3. Outputs level signal Si (IOgA).
さて、以上の様にして変換器CONVlで得られた受信
信号Siの位相θを表わす信号Sl(θ)は、第2図に
示すように判定回路DECに加えられる。Now, the signal Sl(θ) representing the phase θ of the received signal Si obtained by the converter CONVl as described above is applied to the determination circuit DEC as shown in FIG.
この判定回路DECは前後エレメント間の位相差を求め
、かつ位相差を判定してデイジタル符号に復号化し、そ
の符号を誤り検出回路CHKに加える。この誤り検出回
路CHKは、送信側での誤り検出可能な符号化に対応す
る誤り検出回路で、復調されたデイジタル情報中の誤り
を検出する。誤り検出可能な符号としては、種々の符号
が知られているが、プロツク符号であればどのような符
号でも適用可能である。たとえば、ハミング符号、BC
H符号、サイクリツク符号等が適用できる。そして、こ
の誤り検出回路CHKにより文字毎に誤り検出され、こ
の誤り検出信号はアンドゲートANDlに加えられる。
一方、変換回路CONVlからの受信レベル信号S1(
10gA)は文字レベル検出回路AVEに加えられ、こ
こで1文字の区間内の信号振幅の値、例えば平均値が求
められ、比較器COMPlに出力される。比較器COM
Plは文字毎の受信レベルとスレツシヨルドレベルSH
とを比較し、受信レベルがスレツシヨルドレベルSHよ
りも大なるとき、レベル比較出力を前記アンドゲ゛一ト
ANDlに出力する。これにより、アンドゲートAND
lは、受信レベルがスレツシヨルドレベルよりも大で、
誤りが存在するとき混信検出信号COを出力する。なお
、誤りが無い場合の情報は誤り検出回路CHKよりデイ
ジタル情報DOとして出力される。ところで、上記の場
合、各サブチヤンネルのレベル判定のためのスレツシヨ
ルドレベルSHは、通常瞬時受信レベル(各信号エレメ
ント毎に測定した信号レベルの平均値を基準として算出
される。This determination circuit DEC determines the phase difference between the front and rear elements, determines the phase difference, decodes it into a digital code, and applies the code to the error detection circuit CHK. This error detection circuit CHK is an error detection circuit that supports error-detectable encoding on the transmitting side, and detects errors in demodulated digital information. Various codes are known as error-detectable codes, but any block code can be applied. For example, Hamming code, BC
H code, cyclic code, etc. can be applied. Then, this error detection circuit CHK detects an error for each character, and this error detection signal is applied to an AND gate ANDl.
On the other hand, the reception level signal S1 (
10gA) is applied to the character level detection circuit AVE, where the value of the signal amplitude within the interval of one character, for example, the average value, is determined and outputted to the comparator COMPl. Comparator COM
Pl is the reception level for each character and the threshold level SH
When the received level is higher than the threshold level SH, a level comparison output is output to the AND gate AND1. This makes the AND gate AND
l is the reception level greater than the threshold level,
When an error exists, an interference detection signal CO is output. Note that information when there is no error is output from the error detection circuit CHK as digital information DO. Incidentally, in the above case, the threshold level SH for determining the level of each subchannel is usually calculated based on the instantaneous reception level (the average value of the signal levels measured for each signal element).
ただし、使用しているサブチヤンネル数と受信部10の
AGC特性とから前記平均値を求めたのでは、強力な混
信が存在する場合、受信部のAGCがこの混信を一定レ
ベルに押えるように働くため、信号分のレベルが変動し
てしまい、上記の如く決定した値と合致しなくなる場合
を生じる。このため、誤りの検出されたサブチヤンネル
を除いて受信レベルの平均値を算出する。この場合、混
信のあるサブチヤンネルの他にフエージングで誤りを生
じたサブチヤンネルも除外されることになるが、フエー
ジングによる誤りの全サブチヤンネル中に占める割合は
小さいから、受信レベルの平均値算出の誤差は小さく、
問題にならない。第5図は、上記の様にして受信レベル
の平均値を算出する回路を示す。However, if the average value is calculated from the number of subchannels in use and the AGC characteristics of the receiving section 10, if strong interference exists, the AGC of the receiving section will work to suppress this interference to a certain level. Therefore, the level of the signal fluctuates and may not match the value determined as described above. Therefore, the average value of the reception level is calculated excluding the subchannel in which the error was detected. In this case, in addition to subchannels with interference, subchannels that have errors due to fading are also excluded, but since errors due to fading account for a small proportion of all subchannels, the average value of the reception level The calculation error is small;
It's not a problem. FIG. 5 shows a circuit that calculates the average value of the reception level as described above.
この図において、ゲートGには文字レベル検出回路AV
Eの出力LLが加えられ、アンドゲートAND2には誤
り検出回路CHKの誤りなし信号NE及びチヤンネル使
用表示信号CUが加えられる。ここで、第5図の誤りな
し信号NEは第2図の誤り検出回路CHKでの誤り検出
で、誤りなしと判定された出力であつて、この出力がサ
ブチヤネル順に切替えられて人力する。チヤネル使用表
示信号CUは第1図の受信制御部12内に判定制御した
内容としてメモリされている信号で、これをメモリから
読出して人力する。この場合、これらの信号NE,CU
はサブチヤンネル毎に時間をずらし、切替えられて印加
される。この結果、アンドゲートAND2の出力を受け
るカウンタCTRには、伝送に使用されているサブチヤ
ンネルで誤りの検出されていないものの個数が計数され
る。これと同時に、ゲートGを介して当該伝送に使用中
で誤りの検出されていないサブチヤンネルの受信レベル
が累積加算器ADD2に加えらイL、ここで累積加算さ
れる。全サブチヤンネルにわたつて以上の処理が行われ
た後、除算器DIV2は受信レベルの累積加算値を計数
されたサブチヤンネル個数で割り、所望の平均受信レベ
ルSAVLを算出する。そして、このレベルを基準とし
て、これより低い値、例えば数DB低い値にスレツシヨ
ルドレベルSHが設定される。さて、復調部11より混
信検出信号COが出力された場合、この信号COの出現
回数を受信制御回路12で一定期間計数して、この計数
値の大小からサブチヤンネルの良否を判定する。この結
果に基き、送信側装置1は、計数値が一定値以下で状態
良好と判断されたサブチヤンネルのみを用いて伝送を行
う。以上説明したように、上記実施例によれば、FDM
−DPSK方式による伝送において、受信側装置で混信
の存在するサブチヤンネルを識別し、これを送信側装置
に返送して、混信のないサブチヤンネルだけを使用して
情報を伝送するようにしたので、混信に起因する受信誤
りを確実に除去することができる。In this figure, the gate G has a character level detection circuit AV.
The output LL of E is applied to the AND gate AND2, and the no-error signal NE of the error detection circuit CHK and the channel use indication signal CU are applied to the AND gate AND2. Here, the error-free signal NE in FIG. 5 is an output determined to be error-free by the error detection circuit CHK in FIG. 2, and this output is manually switched in the order of subchannels. The channel use display signal CU is a signal stored in the reception control section 12 of FIG. 1 as the content of the judgment control, and is read out from the memory and input manually. In this case, these signals NE, CU
is applied at different times and switched for each subchannel. As a result, the counter CTR receiving the output of the AND gate AND2 counts the number of subchannels used for transmission in which no errors have been detected. At the same time, the received levels of the subchannels in use for the transmission and in which no errors have been detected are added via the gate G to the accumulative adder ADD2, where they are cumulatively added. After the above processing is performed for all subchannels, the divider DIV2 divides the cumulative sum of the reception levels by the counted number of subchannels to calculate a desired average reception level SAVL. Then, with this level as a reference, the threshold level SH is set to a value lower than this, for example, a value several DB lower. Now, when the interference detection signal CO is output from the demodulator 11, the reception control circuit 12 counts the number of times this signal CO appears for a certain period of time, and determines whether the subchannel is good or bad based on the magnitude of this counted value. Based on this result, the transmitting device 1 performs transmission using only the subchannels whose count values are below a certain value and are determined to be in good condition. As explained above, according to the above embodiment, FDM
- When transmitting using the DPSK method, the receiving device identifies the subchannel where interference exists, sends it back to the transmitting device, and transmits information using only subchannels without interference. Reception errors caused by interference can be reliably removed.
このため、混信が存在する状態であつても比較的高速度
の符号伝送が可能である。また、混信の状態に応じて伝
送に使用されるサブチヤンネル数が変わるから、伝搬路
の状況が良好であれば高速で、悪ければ低速で情報伝送
を実行でき、広範囲の状況に適合可能である。なお、混
信の有無を判別する時点と、その結果を使つて送信側装
置を制御し、実際に情報を伝送する時点とは、時間的に
ずれているが、混信を起こしている電波も何らかの情報
を伝送している電波であり、ある程度の時間続くものと
考えられる。したがつて短時間であれば、判別した時の
状態に近い状態が続いていると考えてよい。(通常の混
信は数分間以上継続するのが一般的である)また伝送途
中における状況の変化に対応するために、伝送中も同様
の判別動作を続け、状況が変化したら再度制御信号をフ
イードバツクする機能を持たせる。また、制御信号のフ
イードバツクと同時に情報が正しく復号されたか否かの
判定結果(誤り検出可能な符号が使われているから誤り
の検出が可能である)をフイードバツクし再送等の処理
を併用すれば、相手方に情報を確実に伝えることができ
る。誤り検出結果をフイードバツクして情報を再送する
方法については、種々の方法が知られている。なお、上
記実施例では、伝送に使用しているサブチヤンネルの受
信誤りと受信レベルとから混信の存在を識別しているが
、伝送すべき情報の伝送時間が長く混信の状況が変化す
る場合には、伝送に使用していないサブチヤンネルにつ
いても混信が持続しているか否かを判定する必要があり
、伝送に使用するサブチヤンネルの決定を1回だけでな
く伝送途中においても適宜行うのが適当である。伝送に
使用していないサブチヤンネルの混信の有無の判定は、
誤り検出による方法では不可能であるから、受信レベル
の大小だけで判定しなければならない。このときのスレ
ツシヨルドレベルは伝送に使用しているサブチヤンネル
を判別する場合よりも低く設定する。具体的には、変調
相数によつて異なるが、誤りが発生する限界の信号と、
混信とのレベル比相当の値、例えば4相DPSKであれ
ば約8dB程度だけ低く設定する。また、各サブチヤン
ネルのレベル判定における受信レベルの検出は、伝送に
使用しているサブチヤンネルについては瞬時受信レベル
値の1文字の区間内の平均値でよいが、伝送に使用して
いないサブチヤンネルについては、混信波の変調に基く
レベル変化がそのまま現れるため単純な平均では誤つた
検出をする恐れがある。Therefore, relatively high-speed code transmission is possible even in the presence of interference. Additionally, since the number of subchannels used for transmission changes depending on the state of interference, information can be transmitted at high speed if the propagation path conditions are good, or at low speed if the conditions are bad, making it possible to adapt to a wide range of situations. . Note that although there is a time lag between the time when determining whether there is interference and the time when the results are used to control the transmitting device and actually transmit information, the radio waves causing interference may also contain some kind of information. This is a radio wave that is transmitting radio waves, and is thought to last for a certain amount of time. Therefore, for a short period of time, it can be considered that a state similar to the state at the time of discrimination continues. (Normal interference typically continues for several minutes or more) In addition, in order to respond to changes in the situation during transmission, the same discrimination operation is continued during transmission, and if the situation changes, the control signal is fed back again. Make it functional. In addition, it is possible to feed back the result of determining whether the information has been correctly decoded (error detection is possible because an error-detectable code is used) at the same time as feedback of the control signal, and to use processing such as retransmission. , information can be reliably conveyed to the other party. Various methods are known for feeding back error detection results and retransmitting information. In the above embodiment, the presence of interference is identified from the reception error and reception level of the subchannel used for transmission, but if the transmission time of the information to be transmitted is long and the interference situation changes, It is necessary to determine whether interference persists even on subchannels that are not used for transmission, and it is appropriate to determine the subchannel to be used for transmission not only once but also from time to time during transmission. It is. To determine whether there is interference on subchannels that are not used for transmission,
Since this is not possible using a method based on error detection, the determination must be made based only on the magnitude of the reception level. The threshold level at this time is set lower than when determining the subchannel used for transmission. Specifically, it depends on the number of modulation phases, but the signal at the limit where an error occurs,
A value corresponding to the level ratio with interference, for example, in the case of 4-phase DPSK, is set to be about 8 dB lower. In addition, when determining the level of each subchannel, the reception level may be detected by using the average value within a one-character interval of the instantaneous reception level value for the subchannel used for transmission, but for subchannels not used for transmission. For this, the level changes based on the modulation of the interference wave appear as they are, so there is a risk of erroneous detection using a simple average.
例えば、混信波がAl(AM電信)であつた場合、マー
クの区間が伝送している文字の一部にかかつていても受
信された文字は誤りとなるが、混信波の平均レベルはマ
ークの時間とスペースの時間の割合によつては混信波の
尖頭レベルよりかなり小さな値となる。この不都合を避
けるため、伝送に使用していないサブチヤンネルについ
ては、1文字の区間内を複数に分割し、分割された区間
毎にその区間内の平均値を求め、その1文字の区間内の
平均値の最大値を当該文字区間の受信レベルとして使用
すれば良い。さらに、上記実施例では、各サブチヤンネ
ルを差動位相変調する場合を例示したが、必要に応じて
同期位相変調を採用しても差し支えない。For example, if the interference wave is Al (AM telegraph), the received character will be erroneous even if the mark section is part of the character being transmitted, but the average level of the interference wave will be Depending on the ratio of time and space, the value will be considerably smaller than the peak level of the interference wave. In order to avoid this inconvenience, for subchannels that are not used for transmission, one character interval is divided into multiple parts, the average value within that interval is calculated for each divided interval, and the average value within that one character interval is calculated. The maximum value of the average values may be used as the reception level for the character section. Further, in the above embodiment, the case where differential phase modulation is applied to each subchannel is illustrated, but synchronous phase modulation may be adopted as necessary.
叙上の様に、本発明によれば、混信による受信誤りを確
実に除去可能な混信除去方式を得る。As described above, according to the present invention, there is provided an interference cancellation method that can reliably eliminate reception errors due to interference.
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明に係る混信除去方式の実施例を示すプロ
ツク図、第2図は実施例における復調部の構成を示すプ
ロツク図、第3図は実施例の作用を説明するベクトル図
、第4図は復調部において受信信号の位相と対数で表わ
した振幅とを取り出す変換器の詳細を示すプロツク図、
第5図は受信レベルの平均値を算出する回路を示す回路
図である。
1 ・・・ ・・送信側装置、2・・・・・・伝搬路、
3・ ・ ・ ・ ・受信側装置、10・・・・・受信
部、11・・・・・・復調部、12・・受信制御部、1
3・・・・・・出力メモリ、14・・・送信部、ADD
I・・・・・加算器、ADD2・・・・・累積加算器、
ANDI,AND2・・・・・・アンドゲート、AVE
・・・・・・文字レベル検出回路、CONVI乃至CO
NV5・・・・・変換器、COMPI,COMP2・・
・・比較器、CHK・・・・・・誤り検出回路、DEC
・・・・・判定回路、DET・・・・・・検波回路、D
IVIDIV2・・・ ・・除算器。[Brief Description of the Drawings] Fig. 1 is a block diagram showing an embodiment of the interference cancellation method according to the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing the configuration of the demodulation section in the embodiment, and Fig. 3 is a block diagram showing the operation of the embodiment. FIG. 4 is a block diagram showing the details of the converter that extracts the phase and logarithmically expressed amplitude of the received signal in the demodulation section.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a circuit for calculating the average value of reception levels. 1... Transmitting side device, 2... Propagation path,
3. . . . Receiving side device, 10... Receiving unit, 11... Demodulating unit, 12... Reception control unit, 1
3...Output memory, 14...Transmission unit, ADD
I... Adder, ADD2... Cumulative adder,
ANDI, AND2...And gate, AVE
...Character level detection circuit, CONVI to CO
NV5...Converter, COMPI, COMP2...
... Comparator, CHK ... Error detection circuit, DEC
...Judgment circuit, DET...Detection circuit, D
IVIDIV2... Divider.
Claims (1)
側装置にて夫々のサブチャンネルをディジタル情報で変
調して受信側装置に伝送する場合において、前記受信側
装置でサブチャンネル毎に受信誤りを検出し、その受信
誤り発生時の受信レベルを所定のスレッショルドレベル
と比較して、前記受信誤りが存在しかつ前記受信レベル
が前記スレッショルドレベルよりも大となる回数を計数
し、この計数値が一定値以上であるとき混信有りと判定
することによりサブチャンネル毎に混信の有無を識別し
、この識別結果をその受信側装置から前記送信側装置に
返送し、混信が存在しないサブチャンネルのみを使用し
て前記ディジタル情報の伝送を行うことを特徴とする混
信除去方式。 2 前記スレッショルドレベルを、前記受信誤りが検出
されていないサブチャンネルの文字ごとの受信レベルの
平均値を基準とし、この基準よりも低く設定する特許請
求の範囲第1項記載の混信除去方式。 3 伝送に使用中のサブチャンネルについては、前記ス
レッショルドレベルとして第1のスレッショルドレベル
を用い、不使用中のサブチャンネルについては、第2の
スレッショルドレベルを用いるようにし、前記第2のス
レッショルドレベルを第1のスレッショルドレベルより
も低く設定する特許請求の範囲第1項記載の混信除去方
式。 4 前記受信レベルと第1のスレッショルドレベルとの
比較を文字毎に行い、かつその受信レベルとして1文字
の区間内の瞬時受信レベル値の平均値を用いる特許請求
の範囲第3項記載の混信除去方式。 5 前記不使用中のサブチャンネルの受信レベルと第2
のスレッショルドレベルとの比較を文字単位の時間毎に
行い、かつ1文字単位の区間を複数に分割し、分割され
た区間毎に瞬時受信レベル値の平均値を求めて、それら
の平均値のうちの最大値を当該受信レベルとして用いる
特許請求の範囲第3項又は第4項記載の混信除去方式。[Claims] 1. In the case where a transmission band is divided into a plurality of subchannels and a transmitting device modulates each subchannel with digital information and transmits the modulated digital information to a receiving device, the receiving device A reception error is detected for each channel, the reception level at the time of the reception error is compared with a predetermined threshold level, and the number of times the reception error exists and the reception level is higher than the threshold level is counted. When this count value is above a certain value, it is determined that there is interference, thereby identifying the presence or absence of interference for each subchannel, and returning this identification result from the receiving device to the transmitting device, and confirming that there is no interference. An interference cancellation method characterized in that the digital information is transmitted using only subchannels. 2. The interference removal method according to claim 1, wherein the threshold level is set lower than the average value of the reception level for each character of the subchannel in which the reception error is not detected. 3. For subchannels in use for transmission, the first threshold level is used as the threshold level, and for subchannels not in use, the second threshold level is used, and the second threshold level is set to the second threshold level. 1. The interference removal method according to claim 1, wherein the interference removal method is set lower than the threshold level of 1. 4. Interference removal according to claim 3, in which the reception level and the first threshold level are compared for each character, and the reception level is the average value of instantaneous reception level values within one character interval. method. 5 The reception level of the unused subchannel and the second
The threshold level is compared with the threshold level for each character, and the interval of one character is divided into multiple parts, and the average value of the instantaneous reception level value is calculated for each divided interval, and among those average values, The interference removal method according to claim 3 or 4, in which the maximum value of is used as the reception level.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10633677A JPS592220B2 (en) | 1977-09-06 | 1977-09-06 | Interference elimination method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10633677A JPS592220B2 (en) | 1977-09-06 | 1977-09-06 | Interference elimination method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5440011A JPS5440011A (en) | 1979-03-28 |
JPS592220B2 true JPS592220B2 (en) | 1984-01-17 |
Family
ID=14431013
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10633677A Expired JPS592220B2 (en) | 1977-09-06 | 1977-09-06 | Interference elimination method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS592220B2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5287556A (en) * | 1990-09-28 | 1994-02-15 | Motorola, Inc. | Interference reduction using an adaptive receiver filter, signal strength, and BER sensing |
JPH05316063A (en) * | 1992-05-12 | 1993-11-26 | Fujitsu Ltd | Multiplex control system for frequency multiplexing modem |
-
1977
- 1977-09-06 JP JP10633677A patent/JPS592220B2/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5440011A (en) | 1979-03-28 |
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