JPS5921204B2 - FM demodulator - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＦＭ復調器に関するもので信号の入力周波数を
変化させることによって出力電圧を変化させる変換回路
に於いて、入力信号をパルス幅変調し、そのパルス幅変
調出力のパルス幅の時間で任意関数発生器を動作させ、
この任意関数発生器の出力の最終値をサンプリングホー
ルドすることにより、ＦＭ信号を復調した出力信号を得
るようにしたものである。Detailed Description of the Invention The present invention relates to an FM demodulator, and in a conversion circuit that changes the output voltage by changing the input frequency of the signal, the input signal is pulse width modulated and the pulse width modulated output is Operate the arbitrary function generator in the time of the pulse width,
By sampling and holding the final value of the output of this arbitrary function generator, an output signal obtained by demodulating the FM signal is obtained.

従来、ＦＭ復調器は周波数に応じてインピーダンスの変
化する素子を用いるものや、ＦＭ変調された信号パルス
幅変調を行い低域濾波器（ＬＰＦ）を通すようなＦＭ復
調器があったが、いずれもアナログ的な濾波器を有する
復調器であるため、復調信号の周波数特性がこの濾波器
特性に左右されてしまい十分に高域（例えば、ＦＭキャ
リアの近傍領域）まで信号通過帯域を広げることが出来
ないという欠点があった。Conventionally, FM demodulators used elements whose impedance changes depending on the frequency, and FM demodulators that modulated the FM-modulated signal pulse width and passed it through a low-pass filter (LPF). Since this is a demodulator with an analog filter, the frequency characteristics of the demodulated signal are affected by the filter characteristics, making it impossible to widen the signal passband to a sufficiently high frequency range (for example, near the FM carrier). The drawback was that it couldn't be done.

本発明は、かかる問題点に鑑みて案出されたものであり
、ＦＭ復調器の復調信号帯域を広げることを目的とする
。The present invention was devised in view of such problems, and an object of the present invention is to widen the demodulated signal band of an FM demodulator.

以下、本発明の一実施例について、第１図に示すブロッ
クダイヤグラムにより概要を説明し、第２図でその詳細
な回路の構成と動作及び各接続点に於ける測定波形を説
明する。Hereinafter, an outline of an embodiment of the present invention will be explained using the block diagram shown in FIG. 1, and the detailed circuit configuration and operation thereof, as well as measurement waveforms at each connection point, will be explained in FIG. 2.

第３図は第２図の各接続点に於ける測定波形のタイムチ
ャートを示し、第４図で第２図に示す一実施例の回路に
於いて、任意関数発生器がＶ１＝に−ｔの直線特性であ
る時の出力特性を説明する。FIG. 3 shows a time chart of the measured waveform at each connection point in FIG. 2, and FIG. 4 shows that in the circuit of the embodiment shown in FIG. The output characteristics when it is a linear characteristic will be explained.

本発明に係るＦＭ復調器の基本的な構成を示す第１図の
ブロック図において、１はＦＭ入力信号波形を矩形波パ
ルスに波形整形するシュミット回路である。In the block diagram of FIG. 1 showing the basic configuration of the FM demodulator according to the present invention, 1 is a Schmitt circuit that shapes the FM input signal waveform into a rectangular wave pulse.

このシュミット回路１は、ＦＭ入力信号を波形整形して
互いに逆極性の矩形波パルスｐＡ、１）Ｅｌを出力する
。This Schmitt circuit 1 shapes the waveform of an FM input signal and outputs rectangular wave pulses pA, 1) El having mutually opposite polarities.

上記シュミット回路１にて得られる一方の矩形波パルス
ＰＡは任意関数発生器４に供給され、また、他方の矩形
波パルスＰＢはゲート回路５とパルス幅変調器７のスイ
ッチング回路２に供給されている。One of the rectangular wave pulses PA obtained by the Schmitt circuit 1 is supplied to the arbitrary function generator 4, and the other rectangular wave pulse PB is supplied to the gate circuit 5 and the switching circuit 2 of the pulse width modulator 7. There is.

上記パルス幅変調器７は、トランジスタにて形成したス
イッチング回路２と差動増幅器を用いたコンパレータ３
とから成り、上記ＦＭ入力信号に応じたパルス幅変調出
力パルスを形成し、このパルス幅変調信号を任意関数発
生器４に供給する。The pulse width modulator 7 includes a switching circuit 2 formed of transistors and a comparator 3 using a differential amplifier.
It forms a pulse width modulated output pulse according to the FM input signal, and supplies this pulse width modulated signal to the arbitrary function generator 4.

また、上記任意関数発生器４は、上記シュミット回路１
から供給される一方の矩形波パルスＰＡを微分すること
により得られるトリガパルスと上記パルス幅変調信号と
により動作し、該パルス幅変調信号のパルス幅に応じた
傾斜部を有する台形波状の出力をゲート回路５に供給す
る。Further, the arbitrary function generator 4 includes the Schmitt circuit 1
It operates with the trigger pulse obtained by differentiating one of the rectangular wave pulses PA supplied from It is supplied to the gate circuit 5.

さらに、上記ゲート回路５は、上記シュミット回路１か
ら供給される他方の矩形波パルスＰＢを微分することに
より得られるトリガパルスにより動作し、上記任意関数
発生器４の出力の最終値を標本化（サンプリング）して
、その標本化出力パルスをサンプルホールド回路６に供
給する。Further, the gate circuit 5 is operated by a trigger pulse obtained by differentiating the other rectangular wave pulse PB supplied from the Schmitt circuit 1, and samples the final value of the output of the arbitrary function generator 4 ( sampling) and supplying the sampled output pulse to the sample hold circuit 6.

そして、上記サンプルホールド回路６は、上記標本化出
力パルスをホールドすることにより、上記任意関数発生
器４の出力の最終値に対応する電圧レベルの出力信号を
出力する。Then, the sample and hold circuit 6 outputs an output signal at a voltage level corresponding to the final value of the output of the arbitrary function generator 4 by holding the sampled output pulse.

第２図は本発明に係るＦＭ復調器の具体的な回路構成を
示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific circuit configuration of the FM demodulator according to the present invention.

この第２図に示した実施例において、シュミット回路１
は、各コレクタが電源入力端子１０にそれぞれ抵抗ｌＬ
１２を介して接続された２個のトランジスタ１３．１４
を備え、各トランジスタ１３．１４の各エミッタが接地
されているとともに各ベースがそれぞれ信号入力端子１
０Ａ、ＩＯＢに接続されており、さらに、一方のトラン
ジスタ１３のコレクタと上記抵抗１１との接続点Ａに他
方のトランジスタ１４のベースが抵抗１５を介して接続
され、他方のトランジスタ１４のコレクタと上記抵抗１
２との接続点Ｂに一方のトランジスタ１３のベースが抵
抗１６を介して接続された対称的な構成となっている。In the embodiment shown in FIG. 2, the Schmitt circuit 1
, each collector connects a resistor lL to the power input terminal 10.
Two transistors 13.14 connected via 12
, each emitter of each transistor 13, 14 is grounded, and each base is connected to a signal input terminal 1.
Furthermore, the base of the other transistor 14 is connected to the connection point A between the collector of one transistor 13 and the above-mentioned resistor 11 via a resistor 15, and the collector of the other transistor 14 and the above-mentioned resistance 1
The base of one transistor 13 is connected to the connection point B with the transistor 2 via a resistor 16, resulting in a symmetrical configuration.

このシュミット回路１は、上記信号入力端子１０Ａ、１
０Ｂに供給されるＦＭ入力信号ＦＭＩＮＰＵＴの周期に
対応して上記各トランジスタ１３．１４が交互にＯＮ、
ＯＦＦ動作を繰り返すことによって、上記各接続点Ａ、
Ｂカ悦互いに逆極性の矩形波パルスＰＡ、ＰＢを出力す
る。This Schmitt circuit 1 includes the signal input terminals 10A, 1
Each of the transistors 13 and 14 is turned on alternately in response to the period of the FM input signal FMINPUT supplied to 0B.
By repeating the OFF operation, each of the above connection points A,
B outputs rectangular wave pulses PA and PB of opposite polarity.

上記シュミット回路１の一方の接続点Ａは、任意関数発
生器４を構成するトランジスタ４３のベースにコンデン
サ４１を介して接続されている。One connection point A of the Schmitt circuit 1 is connected to the base of a transistor 43 constituting the arbitrary function generator 4 via a capacitor 41.

また、上記シュミット回路１の他方の接続点Ｂは、ゲー
ト回路５を構成するトランジスタ５３のベースにコンデ
ンサ５１を介して接続されているとともに、パルス幅変
調器７のスイッチング回路２を構成するトランジスタ２
３のベースにコンデンサ２１を介して接続されている。The other connection point B of the Schmitt circuit 1 is connected to the base of a transistor 53 constituting the gate circuit 5 via a capacitor 51, and the transistor 2 constituting the switching circuit 2 of the pulse width modulator 7.
3 via a capacitor 21.

上記スイッチング回路２は、そのトランジスタ２３のベ
ースとコンデンサ２１との接続点Ｃ１が抵抗２２を介し
て接地されているとともに上記トランジスタ２３のエミ
ッタが接地され、さらに、上記トランジスタ２３のコレ
クタがパルス幅変調器７のコンパレータ３を構成する一
方のトランジスタ３１のベースに接続された構成となっ
ている。In the switching circuit 2, a connection point C1 between the base of the transistor 23 and the capacitor 21 is grounded via a resistor 22, and the emitter of the transistor 23 is grounded, and the collector of the transistor 23 is pulse width modulated. The transistor 31 is connected to the base of one of the transistors 31 constituting the comparator 3 of the device 7.

上記接続点Ｃ１には、上記シュミット回路１から供給さ
れる矩形波パルスＰＢを上記コンデンサ２１と抵抗２２
にて微分した微分パルスが得られる。A rectangular wave pulse PB supplied from the Schmitt circuit 1 is connected to the connection point C1 between the capacitor 21 and the resistor 22.
A differential pulse is obtained.

この接続点Ｃ７にベースが接続されている上記トランジ
スタ２３は、上記微分パルスをトリガパルスＰｃ１とし
てスイッチング動作を行ない、上記矩形波パルスＰＢの
立上りエツジのタイミング毎、すなわちＦＭ入力信号Ｆ
Ｍ ＩＮＰＵＴの周期に対応してＯＮ状態になり、コ
ンパレータ３の一方のトランジスタ３１のベースを接地
する。The transistor 23 whose base is connected to this connection point C7 performs a switching operation using the differential pulse as a trigger pulse Pc1, and performs a switching operation at every rising edge of the rectangular wave pulse PB, that is, the FM input signal F.
It is turned on in accordance with the period of M INPUT, and the base of one transistor 31 of the comparator 3 is grounded.

上記コンパレータ３は、差動接続された２個のトランジ
スタ３１．３２を備え、その一方のトランジスタ３１の
ベースと上記スイッチング回路２のトランジスタ２３の
コレクタとの接続点りが抵抗３３を介して上記電源入力
端子１０に接続されているとともにコンデンサ３４を介
して接地されており、また、他方のトランジスタ３２の
ベースが抵抗３７を介して上記電源入力端子１０に接続
されているとともに抵抗３８を介して接地されており、
さらに、上記電源入力端子１０に一方のトランジスタ３
１のコレクタが抵抗３５を介して接続され他方のトラン
ジスタ３２のコレクタが直接接続され、各トランジスタ
３１．３２のエミッタが共通の抵抗３６を介して接地さ
れた構成となっている。The comparator 3 includes two transistors 31 and 32 that are differentially connected, and the connection point between the base of one of the transistors 31 and the collector of the transistor 23 of the switching circuit 2 is connected to the power supply via a resistor 33. The base of the other transistor 32 is connected to the power input terminal 10 via a resistor 37 and grounded via a resistor 38. has been
Further, one transistor 3 is connected to the power input terminal 10.
The collector of one transistor 31 is connected through a resistor 35, the collector of the other transistor 32 is directly connected, and the emitters of each transistor 31, 32 are grounded through a common resistor 36.

上記接続点りには、上記電源入力端子１０から抵抗３３
を介して流れる充電電流により上記コンデンサ３４が充
電され、上記スイッチング回路２のトランジスタ２３を
介して上記矩形波パルスＰＢの立上りエツジのタイミン
グ毎に上記接続点りが接地されて上記コンデンサ３４が
放電されることにより、上記ＦＭ入力信号ＦＭ ＴＮ
ＰＵ’Ｉ”の周期に対応した繰返周期の鋸歯状波信号Ｓ
Ｄが得られる。A resistor 33 is connected to the connection point from the power input terminal 10.
The capacitor 34 is charged by the charging current flowing through the switching circuit 2, and the connection point is grounded through the transistor 23 of the switching circuit 2 at each rising edge timing of the rectangular wave pulse PB, and the capacitor 34 is discharged. By doing so, the above FM input signal FM TN
A sawtooth wave signal S with a repetition period corresponding to the period of PU'I''
D is obtained.

上記コンパレーク３を構成している一方のトランジスタ
３１のベースには、上記接続点りに得られる鋸歯状波信
号ｓＤが印加される。A sawtooth wave signal sD obtained at the connection point is applied to the base of one of the transistors 31 constituting the comparator 3.

また、他方のトランジスタ３２のベースには、上記電源
入力端子１０と接地との間に直列接続された２個の抵抗
３７．３８にて電源電圧＋ＶＣＣを分割した比較基準電
圧ｖＲが印加されている。Further, a comparison reference voltage vR, which is obtained by dividing the power supply voltage +VCC by two resistors 37 and 38 connected in series between the power supply input terminal 10 and the ground, is applied to the base of the other transistor 32. .

上記２個のトランジスタ３Ｌ３２は、差動増幅動作を行
ない、上記鋸歯状波信号ＳＤの信号レベルが上記比較基
準電圧■Ｒに達すると一方のトランジスタ３１に抵抗３
５を介してコレクタ電流が流れる。The two transistors 3L32 perform a differential amplification operation, and when the signal level of the sawtooth wave signal SD reaches the comparison reference voltage R, one transistor 31 is connected to the resistor 3.
A collector current flows through 5.

上記一方のトランジスタ３１のコレクタと抵抗３５の接
続点Ｅには、上記ＦＭ入力信号ＦＭＩＮＰＵＴに応じた
パルス幅変調信号ｓＥが得られる。At the connection point E between the collector of the one transistor 31 and the resistor 35, a pulse width modulation signal sE corresponding to the FM input signal FMINPUT is obtained.

上記コンパレータ３の接続点Ｅは、任意関数発生器４を
構成するトランジスタ４４のベースに接続されている。A connection point E of the comparator 3 is connected to the base of a transistor 44 constituting the arbitrary function generator 4.

上記任意関数発生器４は、上記シュミット回路１の一方
の接続点Ａにコンデンサ４１を介してベースが接続され
たＮＰＮ型のトランジスタ４３と、上記コンパレータ３
の接続点Ｅにベースが接続されたＰＮＰ型のトランジス
タ４４とを備え、上記ＰＮＰ型のトランジスタ４４のエ
ミッタが抵抗４５を介して上記電源入力端子１０に接続
され、上記ＮＰＮ型のトランジスタ４３のベースが抵抗
４２を介して接地されているとともにエミッタが接地さ
れており、各トランジスタ４３．４４のコレクタがコン
デンサ４６を介して接地された構成となっている。The arbitrary function generator 4 includes an NPN transistor 43 whose base is connected to one connection point A of the Schmitt circuit 1 via a capacitor 41, and the comparator 3.
The emitter of the PNP transistor 44 is connected to the power input terminal 10 via a resistor 45, and the base of the NPN transistor 43 is connected to the power input terminal 10 via a resistor 45. is grounded via a resistor 42 and its emitter is grounded, and the collector of each transistor 43, 44 is grounded via a capacitor 46.

上記ＮＰＮトランジスタ４３は、上述のシュミット回路
１から供給される矩形波パルスＰＡをコンデンサ４１と
抵抗４２にて微分した微分パルスがトリガパルスＰｃ２
として接続点Ｃ２からベースに印加されることによって
、上記矩形波パルスＰＡの立上りエツジのタイミング毎
にＯＮ状態になり、上記コンデンサ４６の両端間を短絡
し、上記コンデンサ４６の放電を行なう。The NPN transistor 43 generates a trigger pulse Pc2 by differentiating the rectangular wave pulse PA supplied from the Schmitt circuit 1 using the capacitor 41 and the resistor 42.
is applied to the base from the connection point C2, thereby turning on at every rising edge timing of the rectangular wave pulse PA, short-circuiting both ends of the capacitor 46, and discharging the capacitor 46.

また、上記ＰＮＰ型のトランジスタ４４は、そのベース
に上記コンパレータ３から供給されるパルス幅変調信号
ＳＥがローレベルになっている期間を中に、そのコレク
タ電流ｉにて上記コンデンサ４６の充電を行なう。Further, the PNP type transistor 44 charges the capacitor 46 with its collector current i during a period when the pulse width modulation signal SE supplied from the comparator 3 to its base is at a low level. .

上記各トランジスタ４３．４４のコレクタとコンデンサ
４６との接続点Ｆには、上記パルス幅変調信号ＳＥがロ
ーレベルになっている期間を中に上記ＰＮＰ型のトラン
ジスタ４４のコレクタ電流ｉにて上記コンデンサ４６が
充電されることにより、上記パルス幅変調信号ＳＥの立
下りのタイミングから直線的に上昇する立上り傾斜部を
有する台形波パルスＰＰが得られる。During the period when the pulse width modulation signal SE is at a low level, the collector current i of the PNP type transistor 44 is connected to the connection point F between the collector of each of the transistors 43 and 44 and the capacitor 46. 46 is charged, a trapezoidal wave pulse PP having a rising slope that rises linearly from the falling timing of the pulse width modulated signal SE is obtained.

上記台形波パルスＰＦは、その立上り傾斜部力Ｎ１＝に
−ｔ ・なる直線的な関数特性ｖ１を呈し、その波高
値すなわち上記立上り傾斜部にて与えられる関数特性の
最終値が上記パルス幅変調信号ＳＥのパルス幅すなわち
ＦＭ入力信号ＦＭ ＩＮＰＵＴの周波数の変化に対応
して変化する。The above-mentioned trapezoidal wave pulse PF exhibits a linear functional characteristic v1 of −t · at its rising slope portion force N1=, and its peak value, that is, the final value of the functional characteristic given at the rising slope portion is the pulse width modulation. It changes in response to changes in the pulse width of the signal SE, that is, the frequency of the FM input signal FM INPUT.

上記任意関数発生器４の接続点Ｆには、ゲート回路５を
構成するトランジスタ５３のエミッタが接続されている
。The emitter of a transistor 53 constituting the gate circuit 5 is connected to the connection point F of the arbitrary function generator 4 .

上記ゲート回路５は、上述のシュミット回路１の接続点
Ｂにコンデンサ５１を介してベースが接続されたトラン
ジスタ５３を備え、このトランジスタ５３のベースが抵
抗５２を介して接地されているとともにコレクタがサン
プルホールド回路６を構成する電界効果トランジスタ６
２のゲートに接続された構成となっている。The gate circuit 5 includes a transistor 53 whose base is connected to the connection point B of the Schmitt circuit 1 through a capacitor 51, and whose base is grounded through a resistor 52 and whose collector is connected to the sample. Field effect transistor 6 forming hold circuit 6
It has a configuration in which it is connected to the second gate.

上記トランジスタ５３は、上記シュミット回路１から供
給される矩形波パルスｐＢをコンデンサ５１と抵抗５２
にて微分した微分パルスがベースに印加されることによ
り、上記矩形波パルスＰＢの立上りエツジのタイミング
毎にＯＮ状態になり、上記任意関数発生器４の出力の最
終値すなわち上記台形波パルスの波高値を標本化してサ
ンプルホールド回路６に供給する。The transistor 53 converts the rectangular wave pulse pB supplied from the Schmitt circuit 1 into a capacitor 51 and a resistor 52.
By applying the differentiated pulse differentiated by , the base is turned on at each rising edge timing of the rectangular wave pulse PB, and the final value of the output of the arbitrary function generator 4, that is, the wave of the trapezoidal pulse The high value is sampled and supplied to the sample and hold circuit 6.

上記サンプルホールド回路６は、その電界効果トランジ
スタ６２のゲートがコンデンサ６１を介して接地されて
おり、またドレインが上記電源入力端子１０に接続され
、さらに、そのソースが信号出力端子６０に接続されて
いるとともに抵抗６３を介して接地された構成となって
いる。In the sample and hold circuit 6, the gate of the field effect transistor 62 is grounded via the capacitor 61, the drain is connected to the power input terminal 10, and the source is connected to the signal output terminal 60. It has a configuration in which it is grounded via a resistor 63.

このサンプルホールド回路６は、上述の矩形波パルスＰ
Ｂの立上りエツジのタイミング毎に上記ゲート回路５か
ら供給される標本化出力すなわち上記任意関数発生器４
の最終値を上記コンデンサ６１にてホールドし、このホ
ールド出力Ｓｏを上記電界効果トランジスタ６２による
インピーダンス変換器を介して信号出力端子６０から出
力する。This sample and hold circuit 6 generates the above-mentioned rectangular wave pulse P.
The sampled output supplied from the gate circuit 5 at each rising edge timing of B, that is, the arbitrary function generator 4
The final value of is held by the capacitor 61, and this hold output So is output from the signal output terminal 60 via the impedance converter formed by the field effect transistor 62.

上述の如き構成の実施例では、ＦＭ入力信号ＦＭＩＮＰ
ＵＴをパルス幅変調信号に変換し、このパルス幅変調信
号のパルス幅を示す任意関数発生器４の出力をサンプル
ホールドすることによって、上記ＦＭ入力信号の周波数
変化に応じて電圧レベルが変化するホールド出力を得て
いるので、上記任意関数発生器４にて与える関数によっ
て上記ホールド出力の電圧レベルすなわちＦＭ入力信号
に対する復調信号の信号レベルを任意に設定することが
できる。In the embodiment configured as described above, the FM input signal FMINP
UT is converted into a pulse width modulation signal, and the output of the arbitrary function generator 4 indicating the pulse width of this pulse width modulation signal is sampled and held, so that the voltage level changes according to the frequency change of the FM input signal. Since the output is obtained, the voltage level of the hold output, that is, the signal level of the demodulated signal with respect to the FM input signal, can be arbitrarily set by the function provided by the arbitrary function generator 4.

すなわち、ＦＭ入力信号の周波数変化分に対する出力電
圧の変化量を表わすＦＭ復調器の変換ゲインは、上記任
意関数発生器４のコンデンサ４６への流入電流すなわち
トランジスタ４４のコレクタ電流ｉを増減するか、上記
コンデンサ４６の容量を変化させることによって、上記
台形波パルスＰＦの傾斜部の傾斜を変化させることによ
り任意に設定することができる。That is, the conversion gain of the FM demodulator, which represents the amount of change in the output voltage with respect to the frequency change of the FM input signal, increases or decreases the current flowing into the capacitor 46 of the arbitrary function generator 4, that is, the collector current i of the transistor 44, or It can be set arbitrarily by changing the capacitance of the capacitor 46 and by changing the slope of the slope of the trapezoidal wave pulse PF.

また、この実施例では低域濾波器を必要としないので広
帯域のＦＭ復調動作を行なうことができる。Furthermore, since this embodiment does not require a low-pass filter, wideband FM demodulation operation can be performed.

ここで、上記実施例では、第４図Ａに示すように任意関
数発生器４にてＶ１＝に−１なる直線的な関数を与えて
いるので、上記任意関数発生器４の出力をサンプルホー
ルドして得られるホールド出力すなわち復調信号の電圧
レベルＶＯＵＴは第４図Ｂに示すようにＦＭ入力信号の
周波数、ｆｉｎに反比例して変化するようなＶＯＵＴ＝
”ｌ’Ｈ，なる変換特性を呈することになる。Here, in the above embodiment, as shown in FIG. 4A, since the arbitrary function generator 4 gives a linear function of -1 to V1=, the output of the above arbitrary function generator 4 is sampled and held. As shown in Figure 4B, the voltage level VOUT of the hold output, that is, the demodulated signal obtained by
This results in a conversion characteristic of ``l'H.

なお、上記任意関数発生器４は、パルス幅変調器７にて
与えられるパルス幅変調信号ＳＥのパルス幅によって決
まるＦＭ入力信号ＦＭＩＮＰＵＴの最短周期ｔａから電
源電圧ｖｃｃに依存する最大出力電圧によって決められ
るＦＭ入力信号ＦＭＩＮＰＵＴの最長周期ｔｂの範囲で
動作する。Note that the arbitrary function generator 4 is determined by the maximum output voltage that depends on the power supply voltage vcc from the shortest period ta of the FM input signal FMINPUT, which is determined by the pulse width of the pulse width modulation signal SE given by the pulse width modulator 7. It operates within the range of the longest period tb of the FM input signal FMINPUT.

従って、この実施例では、ｆｄ＝１〜ｆｃ−１の周波数
変化範囲のＦＭ入力信ｔｂ ｔａ 号を復調することができる。Therefore, in this embodiment, it is possible to demodulate the FM input signal tb ta in the frequency variation range of fd=1 to fc-1.

なお、上述の実施例では任意関数発生器４にて直線的な
関数を発生するようにしたが、本発明は上述の実施例に
のみ限定されるものでなく、対数関数や指数関数等を発
生する任意関数発生器を用いるようにしてもよい。Note that in the above-described embodiment, the arbitrary function generator 4 generates a linear function, but the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can also generate logarithmic functions, exponential functions, etc. An arbitrary function generator may also be used.

第５図は本発明に係るＦＭ復調器の他の実施例を示す回
路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing another embodiment of the FM demodulator according to the present invention.

この実施例は、任意関数発生器４Ａにて第６図Ａに示す
ような■２＝１−ｅ−ｔなる対数関数を与えるようにし
たものである。In this embodiment, the arbitrary function generator 4A provides a logarithmic function 2=1-e-t as shown in FIG. 6A.

この実施例における任意関数発生器４Ａは、パルス幅変
調器７から供給されるパルス幅変調信号ＳＥがベースに
印加されるＰＮＰ型のトランジスタ４４のエミッタが電
源入力端子１０に直接接続され、上記トランジスタ４４
のコレククカＳ担抗４０を介してＮＰＮ型のトランジス
タのコレクタとコンデンサ４６との接続ａＦａに接続さ
れた構成となっている。In the arbitrary function generator 4A in this embodiment, the emitter of a PNP type transistor 44 to which the pulse width modulation signal SE supplied from the pulse width modulator 7 is applied to the base is directly connected to the power input terminal 10. 44
The collector is connected to a connection aFa between the collector of the NPN type transistor and a capacitor 46 via an S carrier 40.

この任意関数発生器４Ａは、パルス幅変調器７から供給
されるパルス幅変調信号ＳＥがローベルになっている期
間を中に上部ＰＮＰ型のトランジスタ４４のコレクタ電
流ｉが抵抗４０を介して上記コンデンサ４６に流入する
ことによって、上記コンデンサ４６が上記コレクタ電流
ｉにて対数的に充電されるようになっている。In this arbitrary function generator 4A, during a period when the pulse width modulation signal SE supplied from the pulse width modulator 7 is at a low level, the collector current i of the upper PNP type transistor 44 passes through the resistor 40 to the capacitor. 46, the capacitor 46 is logarithmically charged with the collector current i.

そして、シュミット回路１から供給される矩形波パルス
ＰＡをコンデンサ４１と抵抗４２にて微分した微分パル
スをトリガパルスとして動作する上記ＮＰＮ型のトラン
ジスタ４３が上記矩形波パルスＰＡの立上りエツジのタ
イミング毎にＯＮ状態になることによって、上記ＮＰＮ
型のトランジスタ４３のコレクタとコンデンサ４４との
接続点Ｆ３には、ｖ、、＝１ｅ ’なる対数関数ｖ２
に対応する立上り傾斜部を有する出力パルスＰＦａが得
られる。Then, the NPN type transistor 43, which operates using a differential pulse obtained by differentiating the rectangular wave pulse PA supplied from the Schmitt circuit 1 by a capacitor 41 and a resistor 42 as a trigger pulse, operates at every rising edge timing of the rectangular wave pulse PA. By being in the ON state, the above NPN
At the connection point F3 between the collector of the type transistor 43 and the capacitor 44, there is a logarithmic function v2 of v, ,=1e'.
An output pulse PFa having a rising slope corresponding to .

この実施例において、上記任意関数発生器４Ａ以外のシ
ュミット回路１、パルス幅変調器７、ゲート回路５およ
びサンプルホールド回路６は、上述の第２図に示した実
施例と同じ構成で動作も同じである。In this embodiment, the Schmitt circuit 1, pulse width modulator 7, gate circuit 5, and sample hold circuit 6 other than the arbitrary function generator 4A have the same configuration and operation as the embodiment shown in FIG. 2 described above. It is.

この実施例では、ＦＭ入力信号ＦＭ ＩＮＰＵＴをパル
ス幅変調器７にてパルス幅変調出力信号に変換して、こ
のパルス幅変調信号のパルス幅を対数関数にて示す上記
任意関数発生器４Ａの出力をサンプルホールドすること
によって、第６図Ｂに示すような変換特性の復調信号を
上記サンプルホールド回路６のホールド出力として得る
ことができる。In this embodiment, the FM input signal FM INPUT is converted into a pulse width modulated output signal by the pulse width modulator 7, and the output of the arbitrary function generator 4A indicates the pulse width of this pulse width modulated signal as a logarithmic function. By sampling and holding, a demodulated signal having conversion characteristics as shown in FIG. 6B can be obtained as the hold output of the sample and hold circuit 6.

また、第７図の回路図にて示す実施例は、任意関数発生
器４Ｂにより第８図Ａに示すようなり３＝に−ｔ２なる
自乗特性■３を発生す′るようにしたものである。In addition, the embodiment shown in the circuit diagram of FIG. 7 is configured to generate the square characteristic 3 where 3 = -t2 as shown in FIG. 8A by the arbitrary function generator 4B. .

この実施例において、パルス幅変調器７Ａのコンパレー
タ３Ａは、電源入力端子１０と接地との間に直列接続さ
れた抵抗３３とコンデンサ３４との接続点りにベースが
接続された一方のトランジスタ３１のコレクタが上記電
源入力端子１０に直接接続されて、他方のトランジスタ
３２のコレクタが抵抗３０を介して上記電源入力端子１
０に接続されており、さらに、上記電源入力端子１０と
接地との間に３個の抵抗３７，３８．３９が直列接続さ
れ、上記電源入力端子１０側の２個の抵抗３７．３８の
接続点に上記他方のトランジスタ３２のベースが接続さ
れた構成になっている。In this embodiment, the comparator 3A of the pulse width modulator 7A includes one transistor 31 whose base is connected to the connection point between a resistor 33 and a capacitor 34 connected in series between the power supply input terminal 10 and ground. The collector of the other transistor 32 is directly connected to the power input terminal 10, and the collector of the other transistor 32 is connected to the power input terminal 1 through the resistor 30.
Furthermore, three resistors 37, 38, 39 are connected in series between the power input terminal 10 and the ground, and the two resistors 37, 38 on the power input terminal 10 side are connected to The base of the other transistor 32 is connected to the point.

また、任意関数発生器４Ｂは、上記コンパレータ３Ａの
他方のトランジスタ３２のコレクタにベースが接続され
た第１のＰＮＰ型トランジスタ４４Ａと、上記コンパレ
ータ３Ａの接地側の２個の抵抗３８．３９の接続点にベ
ースが接続された第１のＮＰＮ型トランジスタ４３Ａと
、上記第１の各トランジスタ４３Ａ、４４Ａのコレクタ
にベースが接続された第２のＰＮＰ型トランジスタ４４
Ｂと、シュミット回路１の接続点Ａにコンデンサ４１を
介してベースが接続された第２のＮＰＮ）ランジスタ４
３Ｂを備えて成る。Further, the arbitrary function generator 4B is connected to a first PNP transistor 44A whose base is connected to the collector of the other transistor 32 of the comparator 3A, and two resistors 38 and 39 on the ground side of the comparator 3A. a first NPN transistor 43A whose base is connected to the point; and a second PNP transistor 44 whose base is connected to the collector of each of the first transistors 43A and 44A.
B, and a second NPN transistor 4 whose base is connected to the connection point A of the Schmitt circuit 1 via a capacitor 41.
It consists of 3B.

上記第１のＰＮＰ型トランジスタ４４Ａは、そのエミッ
タが電源入力端子１０に接続されている。The emitter of the first PNP transistor 44A is connected to the power input terminal 10.

また、上記第１のＮＰＮ型トランジスタ４３Ａは、その
エミッタが抵抗４５Ａを介して接地されている。Further, the emitter of the first NPN transistor 43A is grounded via a resistor 45A.

そして、上記第１の各トランジスタ４３Ａ、４４Ａのコ
レクタは、互いに接続されており、その接続点が上記第
２のＰＮＰ型トランジスタ４４Ｂのベースに接続されて
いるとともに第１のコンデンサ４６Ａを介して上記電源
入力端子１０に接続されている。The collectors of the first transistors 43A and 44A are connected to each other, and their connection point is connected to the base of the second PNP transistor 44B, and the collectors of the first transistors 43A and 44A are connected to the base of the second PNP transistor 44B, and the collectors are connected to the base of the second PNP transistor 44B via the first capacitor 46A. It is connected to the power input terminal 10.

上記第２のＰＮＰ型トランジスタ４４Ｂは、そのエミッ
タが抵抗４５Ｂを介して上記電源入力端子１０に接続さ
れている。The emitter of the second PNP transistor 44B is connected to the power input terminal 10 via a resistor 45B.

また、上記第２のＮＰＮ型トランジスタ４３Ｂは、その
エミッタが接地されている。Further, the emitter of the second NPN transistor 43B is grounded.

そして、上記第２の各トランジスタ４３Ｂ、４４Ｂのコ
レクタは互いに接続されており、その接続点ＦＢが第２
のコンデンサ４６Ｂを介して接地されている。The collectors of the second transistors 43B and 44B are connected to each other, and the connection point FB is the second transistor 43B, 44B.
It is grounded via a capacitor 46B.

上記第１のＰＮＰ型トランジスタ４４Ａは、上記コンパ
レータ４Ａから出力されるパルス幅変調信号に応じたス
イッチング動作を行なう。The first PNP transistor 44A performs a switching operation according to the pulse width modulation signal output from the comparator 4A.

また、上記第１のＮＰＮ型トランジスタ４３Ａは、上述
のレベルコンパレーク４Ａに設けられている３個の直列
抵抗４γ、４８．４９にて電源電圧ＶＣＣを分割した定
電圧がベースに印加されているので、定電流源として動
作する。Further, the first NPN transistor 43A has a constant voltage applied to its base, which is obtained by dividing the power supply voltage VCC by three series resistors 4γ and 48.49 provided in the level comparator 4A. Therefore, it operates as a constant current source.

そして、上記第１のコンデンサ４６Ａは、上記第１のＰ
ＮＰトランジスタ４４ＡがＯＦＦ状態になっている期間
中に第１のＮＰＮ トランジスタ４３Ａにて定電流が流
されることによって、直線的な電圧変化を第２のＰＮＰ
ｌ−ランジスタ４４Ｂのベースに与える。The first capacitor 46A is connected to the first P capacitor 46A.
By causing a constant current to flow through the first NPN transistor 43A while the NP transistor 44A is in the OFF state, a linear voltage change is caused to occur in the second PNP transistor 43A.
l- applied to the base of transistor 44B.

上記第２のＰＮＰ型トランジスタ４４Ｂは、上記直線的
な電圧変化に対応するコレクタ電流にて第２のコンデン
サ４６Ｂを充電する。The second PNP transistor 44B charges the second capacitor 46B with a collector current corresponding to the linear voltage change.

上記第２のコンデンサ４６Ｂと上記第２のＮＰＮ型トラ
ンジスタ４３Ｂとの接続点ＦＢには、上記第２のＮＰＮ
型トランジスタ４３Ｂが上記シュミット回路１から供給
される矩形波パルスの立上りエツジのタイミングにＯＮ
状態になることにより、■３−に−ｔ２の自乗特性の立
上り傾斜部を有する出力パルスが得られる。At the connection point FB between the second capacitor 46B and the second NPN transistor 43B, the second NPN transistor 43B is connected to the second NPN transistor 43B.
The type transistor 43B is turned ON at the timing of the rising edge of the rectangular wave pulse supplied from the Schmitt circuit 1.
By entering the state (1), an output pulse having a rising slope having a square characteristic of -t2 at 3- is obtained.

この実施例において、上記コンパレータ３Ａおよび任意
関数発生器４Ｂ以外のシュミット回路１、パルス幅変調
器７Ａのスイッチング回路２、ゲート回路５およびサン
プルホールド回路６は、上述の第２図に示した実施例と
同じ構成で動作も同じである。In this embodiment, the Schmitt circuit 1 other than the comparator 3A and arbitrary function generator 4B, the switching circuit 2 of the pulse width modulator 7A, the gate circuit 5, and the sample hold circuit 6 are the same as those in the embodiment shown in FIG. It has the same configuration and operation.

この実施例ではＦＭ入力信号ＦＭ ＩＮＰＵＴをパル
ス幅変調器７Ａにてパルス幅変調信号に変換して、この
パルス幅変調信号のパルス幅を自乗関数ｖ３にて示す上
記任意関数発生器４Ｂの出力をサンプルホールドするこ
とによって、第８図Ｂに示すような変換特性の復調信号
を上記サンプルホールド回路６のホールド出力として得
ることができる。In this embodiment, the FM input signal FM INPUT is converted into a pulse width modulated signal by the pulse width modulator 7A, and the output of the arbitrary function generator 4B is expressed as the square function v3 of the pulse width of this pulse width modulated signal. By sampling and holding, a demodulated signal having conversion characteristics as shown in FIG. 8B can be obtained as the hold output of the sample and hold circuit 6.

上述の実施例の説明から明らかなように、本発明に係る
ＦＭ変調器では、従来必要とされていた低域濾波器を用
いることなく、ＦＭ入力信号の復調信号を得ることがで
き、しかもＦＭ入力信号の周波数変化分に対応するパル
ス幅変調信号のパルス幅を示す任意関数発生器の関数に
より、ＦＭ変調器の変換ゲインを任意に設定することが
できる。As is clear from the description of the embodiments above, the FM modulator according to the present invention can obtain a demodulated signal of an FM input signal without using a low-pass filter that was conventionally required, and moreover, The conversion gain of the FM modulator can be arbitrarily set using the function of the arbitrary function generator that indicates the pulse width of the pulse width modulation signal corresponding to the frequency change of the input signal.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明に係るＦＭ復調器の基本的な構成を示す
ブロック図である。 第２図は本発明の一実施例を示す回路図、第３図は上記
実施例の動作を示すタイムチャート、第４図は上記実施
例における任意関数発生器の出力特性およびＦＭ入力信
号に対する復調信号の変換特性を示すグラフである。 第５図は本発明の他の実施例を示す回路図、第６図は上
記実施例における任意関数発生器の出力特性およびＦＭ
入力信号に対する復調信号の変換特性を示すグラフであ
る。 第７図は本発明のさらに他の実施例を示す回路図であり
、第８図は上記実施例における任意関数発生器の出力特
性およびＦＭ入力信号に対する対する変換特性を示すグ
ラフである。 １・・・・・・シュミット回路、４，４Ａ、４Ｂ・・・
・・・任意関数発生器、５・・・・・ゲート回路、６・
・・・・サンプルホールド回路、γ、７Ａ・・・・・・
パルス幅変調器。FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of an FM demodulator according to the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 3 is a time chart showing the operation of the above embodiment, and FIG. 4 is the output characteristics of the arbitrary function generator in the above embodiment and demodulation for the FM input signal. 3 is a graph showing signal conversion characteristics. FIG. 5 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG. 6 shows the output characteristics and FM of the arbitrary function generator in the above embodiment.
7 is a graph showing conversion characteristics of a demodulated signal with respect to an input signal. FIG. 7 is a circuit diagram showing still another embodiment of the present invention, and FIG. 8 is a graph showing the output characteristics of the arbitrary function generator in the above embodiment and the conversion characteristics with respect to the FM input signal. 1... Schmitt circuit, 4, 4A, 4B...
...Arbitrary function generator, 5...Gate circuit, 6.
...Sample hold circuit, γ, 7A...
Pulse width modulator.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 周波数変調信号をその周波数変化分に対応してパル
ス幅が変化するパルス幅変調信号に変換し、このパルス
幅変調信号に応じて動作する任意関数発生器による上記
パルス幅変調信号のパルス幅を示す出力をサンプルホー
ルドすることにより、上記周波数変調信号の周波数変化
分に対応して電圧レベルが変化するホールド出力を得て
上記周波数変調信号の復調信号として出力するようにし
たＦＭ復調器。1 Convert a frequency modulated signal into a pulse width modulated signal whose pulse width changes in accordance with the frequency change, and convert the pulse width of the pulse width modulated signal by an arbitrary function generator that operates according to this pulse width modulated signal. The FM demodulator is configured to sample and hold an output indicated by the frequency modulation signal, thereby obtaining a hold output whose voltage level changes in accordance with a frequency change of the frequency modulation signal, and outputting the hold output as a demodulation signal of the frequency modulation signal.