JPS59212038A - Receiver - Google Patents
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- JPS59212038A JPS59212038A JP8676283A JP8676283A JPS59212038A JP S59212038 A JPS59212038 A JP S59212038A JP 8676283 A JP8676283 A JP 8676283A JP 8676283 A JP8676283 A JP 8676283A JP S59212038 A JPS59212038 A JP S59212038A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は受信機に明し、特にＡＧＧ （自動利得制御）
機能を有する受信機に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention is directed to a receiver, in particular an AGG (automatic gain control)
The present invention relates to a receiver having functions.
かかる受信機の一例が米国特許第３．９４．７゜７７１
号明細書に開示されており、第１図はその概略ブロック
図であり、アンテナからの受信ＲＦ（高周波）信号は可
変減衰器（ＡＴＴ）１を介してアンテナ同調回路２へ入
力される。この同調出力はＲ「アンプ３において増幅さ
れＲＦ同調回路４に入力されて、所甲のＲ「信号が選択
的に導出される。ＲＦ倍信号ミキサ５において、局部発
振器６よりの局発信号と混合され周波数変換される。An example of such a receiver is U.S. Patent No. 3.94.7°771.
1 is a schematic block diagram thereof, and a received RF (high frequency) signal from an antenna is input to an antenna tuning circuit 2 via a variable attenuator (ATT) 1. This tuned output is amplified by the R amplifier 3 and inputted to the RF tuning circuit 4, where the R signal shown above is selectively derived. mixed and frequency converted.
このミキサ出力がＩＦ（中間周波）同調回路７へ導入さ
れ、Ｉ［信号のみが導出される。更にＩＦフィルタ８を
経てＩＦ増幅機能及び検波機能を有するアンプ９へ入力
されるようになっている。This mixer output is introduced into an IF (intermediate frequency) tuning circuit 7, and only the I[ signal is derived. Further, the signal is inputted through an IF filter 8 to an amplifier 9 having an IF amplification function and a detection function.
ミキサ５の出力信号レベルをレベル検出器１０により検
出し、またＴ Ｆ−ＢＰＦ８を経たＩＦ信号レベルをレ
ベル検出器１１により検出するようになっている。雨検
出出力が２人カゲート１２に入力され、このゲート出力
がＤＣアンプ１３により増幅されてＡＴＴｌの減衰部制
御信号となっている。A level detector 10 detects the output signal level of the mixer 5, and a level detector 11 detects the IF signal level that has passed through the TF-BPF 8. The rain detection output is input to the two-person gate 12, and this gate output is amplified by the DC amplifier 13 and becomes the attenuation section control signal of ATT1.
かかる構成において、いまアンテナから強い非希望波が
入力されると、フロントエンド部の非直線性に起因して
相互変調が生じ、この相互変調成分が希望波チャンネル
内に混入する。そこで、周波数選択回路である同調回路
７及び狭帯域ＴＦ−ｒ３ＰＦ８を通らないミキサ５の出
力段からレベル検出器１０にＪ：り広帯域レベル検出を
行なってアンテナ入力段のＡＴＴｌの減衰量を制御して
ＡＧＣをかけるようにしている。しかし、この場合、非
希望波が一波であっても八〇〇がかかることになり、Ａ
Ｇ Ｃを必要としないにもかかわらずＡＧＣがかかっ
てしまうという不都合を生じる。In such a configuration, when a strong undesired wave is input from the antenna, intermodulation occurs due to the nonlinearity of the front end section, and this intermodulation component mixes into the desired wave channel. Therefore, wideband level detection is performed from the output stage of the mixer 5 that does not pass through the tuning circuit 7, which is a frequency selection circuit, and the narrowband TF-r3PF 8 to the level detector 10 to control the attenuation amount of ATTl at the antenna input stage. I am trying to apply AGC. However, in this case, even if there is only one undesired wave, it will cost 800 yen, and A
This causes the inconvenience that AGC is applied even though GC is not required.
従って、狭帯域Ｉ Ｆ−ｒ３ＰＦ８を経たアンプ９の出
力段よりレベル検出器１１にてレベル検出を行ない、希
望波チャンネルのレベル検出出力と先の広帯域レベル検
出器１０の出力とのレベル状態に応じてＡＴＴｌの減衰
量制御を行なうようにし、フロントエンド部が直線性を
麗持する範囲まで信号を減衰させ相互変調妨害を妨いで
いるのである。Therefore, the level detector 11 detects the level from the output stage of the amplifier 9 which has passed through the narrowband I F-r3PF8, and the level is detected according to the level state of the level detection output of the desired wave channel and the output of the wideband level detector 10. The attenuation amount of ATTl is controlled by the front end section, and the signal is attenuated to a range that maintains linearity, thereby preventing intermodulation interference.
この様な相互変調妨害を生じる部分は、主体的にミキサ
５の非直ａ牲素子であり、第１図のＡＧＣ方式によりこ
のミキサ段により生じる相互変調は相当効果的に排除さ
れるものである。The part that causes such intermodulation interference is mainly the non-direction element of the mixer 5, and the AGC method shown in Fig. 1 can fairly effectively eliminate the intermodulation caused by this mixer stage. .
しかし、近時においては、ミキサ段のダイナミックレン
ジが大幅に改善されており、一方、アンテナ同調回路２
やＲＦ同調回路４に電子同調用可変容量ダイオード（以
下単にバリキャップと称す）が使用されている現状では
、フロントエンドにおいて相互変調に弱い部分はミキサ
段ではなくむしろ上述のバリキャップとなっている。か
かる場合には、第１図のＡＧＣ方式では効果的に作用し
ない。なぜならば、バリキャップを使用した電子同調回
路は妨害波がミキサ段に入力されるのを阻止しつつ自分
自身が相互変調を起してしまうからである。However, in recent years, the dynamic range of the mixer stage has been significantly improved, and on the other hand, the antenna tuning circuit 2
In the current situation where electronic tuning variable capacitance diodes (hereinafter simply referred to as varicaps) are used in the RF tuning circuit 4 and the RF tuning circuit 4, the part vulnerable to intermodulation in the front end is not the mixer stage but rather the varicaps mentioned above. . In such a case, the AGC method shown in FIG. 1 does not work effectively. This is because electronic tuning circuits using varicaps themselves cause intermodulation while blocking interference waves from being input to the mixer stage.
以下に、この電子同調回路の相互変調発生原因につき第
２図を用いて理論的に説明する。第２図はバリキャップ
ＣにＲＦ信号υとチューニング電圧Ｖｏとが重畳して印
加された場合の等価回路であり、バリキャップにおいて
次式が成立する。Below, the causes of intermodulation in this electronic tuning circuit will be theoretically explained using FIG. 2. FIG. 2 shows an equivalent circuit when the RF signal υ and the tuning voltage Vo are superimposed and applied to the varicap C, and the following equation holds true in the varicap.
Ｑ＝Ｃ（Ｕ＋■ｏ ）・・・・・・ （１）ここに、Ｑ
は充電電荷である。（１）式において、１１＋Ｖｏ＝Ｖ
とおいて、高周波電流」を求めると、ｉ ＝ｄ Ｑ／ｄ
ｔ＝ｄ ＣＶ／ｒｌｔ−Ｃ−ｄ Ｖ／ｄｔ＋Ｖ−ｄ Ｃ
／ｄｔ−〇−ｄ Ｖ／ｄｔ十Ｖ （ｄ Ｃ／＋Ｉ Ｖ
）（ｄ Ｖ／ｄｔ）
＝ （Ｃ＋Ｖ・ｄ Ｃ／ｄｔ） （ｄ Ｖ／ｄｔ）・
・・・・・（２）
となる。バリキャップ容ＩＣ（Ｖ）は次式で示される。Q=C(U+■o)... (1) Here, Q
is the charging charge. In formula (1), 11+Vo=V
Then, to find the high frequency current, i = d Q/d
t=d CV/rlt-C-d V/dt+V-d C
/dt-〇-d V/dt10V (d C/+I V
) (d V/dt) = (C+V・d C/dt) (d V/dt)・
...(2) becomes. The varicap capacity IC(V) is expressed by the following formula.
Ｃ（Ｖ）＝Ｃ（０）／（１＋Ｖ／ψ戸
・・・・・・（３）
ここに、ψ、ｎは定数、Ｃ（０）はＶ＝０の場合の容量
であり、これらはバリキャップの構造により定まる。（
３）式を変形すると、
Ｃ（Ｖ）＝ （Ｃ（０）／ （１＋ＶＯ，’φ） ）・
（１／ （１＋１Ｊ／ （Φ＋Ｖｏ）） ）・・・・
・・（４）
となり、０〈１Ｊ／（φ＋Ｖｏ ）＜１であるから、５
−
（４）式は次式となる。C(V)=C(0)/(1+V/ψdoor...(3) Here, ψ and n are constants, C(0) is the capacitance when V=0, and these are Determined by the structure of the varicap. (
3) Transforming the equation, C(V)= (C(0)/(1+VO,'φ))・
(1/ (1+1J/ (Φ+Vo)) )...
...(4) Since 0<1J/(φ+Vo)<1, 5
- Equation (4) becomes the following equation.
Ｃ（Ｖ）＝ （Ｃ（０）／ （１＋Ｖｏ／ψ） ）−（
１−ｎ １Ｊ ／（ψ ＋ Ｖｏ ） ＋ （
ｎ （１＋ １）／２！）・（’？／／（ψ＋Ｖ
ｏ））？−（ｎ （ｎ＋ １） （ｎ＋
２） ／３ １ ） ・ （’Ｕ／（ψ＋Ｖ
ｏ））’＋・・・・・・〕・・・・・・（５）すなわち
、（５）式の２次、３次、・・・・・・の項が非直線部
分となって相互変調を起こすことになるのである。C(V)=(C(0)/(1+Vo/ψ))−(
1-n 1J/(ψ + Vo) + (
n(1+1)/2! )・('?//(ψ＋V
o))? −(n (n+ 1) (n+
2) /3 1) ・ ('U/(ψ+V
o))'+・・・・・・〕・・・・・・(5) In other words, the quadratic, cubic, etc. terms of equation (5) become non-linear parts and interact with each other. This will cause modulation.
このように、フロントエンド内の電子同調回路を構成す
るバリキャップの非直線に起因して相互変調が発生する
ことから、第１図の如くミキサ段におけるレベル検出を
行なってＡＧＣをかけても当該フロントエンド部におけ
る相互変調を防ぐことはできない。特に、（５）式から
判るようにＲＦ信号Ｍが大なる場合には当該相互変調の
発生は顕著となる。In this way, intermodulation occurs due to the non-linearity of the varicaps that make up the electronic tuning circuit in the front end, so even if level detection is performed at the mixer stage and AGC is applied as shown in Figure 1, the problem will not be affected. Intermodulation at the front end cannot be prevented. In particular, as can be seen from equation (5), when the RF signal M becomes large, the occurrence of the intermodulation becomes remarkable.
そこで、本発明はかかる従来例の欠点を除くためになさ
れたもので、その目的とするところは、フロントエンド
内の電子同調回路において生ずる６−
相互変調妨害を自りＹに防止することができるＡＧＣシ
ステムを右する受信機を提供することにある。Therefore, the present invention has been made to eliminate such drawbacks of the conventional example, and its purpose is to automatically prevent intermodulation interference occurring in the electronic tuning circuit in the front end. The object of the present invention is to provide a receiver that supports an AGC system.
本発明による受ｆＭ 機はバリキャップ可変容品ダイオ
ード）と］イルとからなる電子同調回路を有するＲＦ増
幅段のＲＦ信号レベルと、１Ｆ増幅段を経た信号のレベ
ルとを夫々検出して雨検出出力状態に応じてアンテナ受
信入力のレベルを制御するようにしてΔ〇Ｇをかけるよ
うにしたことを特徴としている。The FM receiver according to the present invention detects rain by detecting the RF signal level of the RF amplification stage having an electronic tuning circuit consisting of a varicap variable cap diode) and a 1F amplification stage, and the level of the signal passed through the 1F amplification stage. The antenna is characterized in that the level of the antenna reception input is controlled according to the output state and multiplied by Δ〇G.
以下に本発明につき図面を用いて説明する。The present invention will be explained below with reference to the drawings.
第３図は本発明の実施例のブロック図であり、第１図と
同等部分は同−ｎ８により示されている。FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and portions equivalent to those in FIG. 1 are indicated by -n8.
第１図と異なる部分についてのみ述べるに、本例ではＲ
「アンプ３の出力段からＲ［レベルを検出すべくレベル
検出器１４を設けている。このＲＦレベル検出出力と、
■「レベル検出器１１の検出出力とが２人カゲート１２
０２人力となり、このゲート出力がＤＣアンプ１３を介
しτＡＴＴ１の減衰６）制御のための制御入力となるも
のである。In this example, R
A level detector 14 is provided to detect the R level from the output stage of the amplifier 3.This RF level detection output and
■“The detection output of the level detector 11 and the two-person gate 12
02 manual power, and this gate output becomes a control input for attenuation 6) control of τATT1 via the DC amplifier 13.
ここで、電子同調回路のＱ（尖鋭度）と相互変調との関
係を考察すべく、第４図の等価回路を参照する。電子同
調回路の等価回路は第４図（Ａ＞の如くなり、更にその
等価回路を示せば図（Ｂ）の如くなる。ここに、Ｖｉは
入力電圧、■０は出力電圧、Ｒは信号源抵抗等を含む一
次抵抗、Ｃはバリキャップ容量、Ｙはコイルのアドミッ
タンス、ｎは同調コイルの変成比を示す。図において、
Ｖｏ ＝ｎ Ｖｉ ／ （１＋ｎ ２ＲＹ）−（６）と
なる。共振周波数近傍、すなわちＹが非常に小なる範囲
では、ｎ２ＲＹ＜＜１であるから（６）式より、
Ｖｏ’＝ｎ ｖ＋ ・・・−（７）
となり、ｉが大なる稈バリキャップＣに印加される出力
Ｎ圧Ｖｏは大となる。そして、ｎとＱとは比例関係にあ
るから、Ｑが高い程バリキャップ印加電圧は大ぎくなる
ことが判る。Here, in order to consider the relationship between Q (sharpness) of the electronic tuning circuit and intermodulation, reference is made to the equivalent circuit shown in FIG. 4. The equivalent circuit of the electronic tuning circuit is shown in Figure 4 (A), and the equivalent circuit is shown in Figure (B). Here, Vi is the input voltage, ■0 is the output voltage, and R is the signal source. The primary resistance including resistance, C is the varicap capacitance, Y is the admittance of the coil, and n is the transformation ratio of the tuning coil.In the figure,
Vo =nVi/(1+n2RY)-(6). Near the resonance frequency, that is, in the range where Y is very small, n2RY<<1, so from equation (6), Vo'=n v+ ...-(7), and the culm varicap C with large i. The applied output N pressure Vo becomes large. Since n and Q are in a proportional relationship, it can be seen that the higher Q is, the greater the voltage applied to the varicap becomes.
共振周波数の遠方ではＹが非常に大であり、ｎ ２ＲＹ
＞＞１となっているから、（６）式よりＶｏ ’＝Ｖｉ
／ｎ ＲＹ−・＝ （８）となり、ｎが小なる程すな
わちＱが低い稈バリキャップに印加される電圧は減衰し
にくいことが判る。Far from the resonant frequency, Y is very large, and n 2RY
>>1, so from equation (6) Vo'=Vi
/nRY-.=(8), and it can be seen that the smaller n is, that is, the voltage applied to the culm varicap with lower Q is less attenuated.
以上のことから、Ｑの高い同調回路どＱの低い同調回路
とが共存している装置では、各同調回路を構成するバリ
キャップＣに夫々上記した（７）。From the above, in a device in which a high-Q tuning circuit and a low-Q tuning circuit coexist, the varicap C constituting each tuning circuit is described above (7).
（８）式で示される電圧Ｖｏが印加され、これにより（
５）式で示す非直線成分が表われることになる。よって
、かかる装置では、Ｑの古い同調回路の共振周波数近傍
の信８レベルど、Ｑの低い同調回路の広い周波数範囲に
亘る信号レベルとを双方共に検出して八ＧＣをかけるこ
とが必要となる。A voltage Vo expressed by the formula (8) is applied, which causes (
5) A non-linear component shown in equation 5 will appear. Therefore, in such a device, it is necessary to detect both the signal level near the resonance frequency of an old tuning circuit with a low Q and the signal level over a wide frequency range of a tuning circuit with a low Q, and apply 8GC. .
実際の受信機では、アンテナ同調回路２はＱが低い同調
回路であり、ＲＦ同調回路４はＱが高い同調回路であり
、アンテナ同調回路２０周波数特性は第５図の曲線ａの
如くなり、Ｒ［同調回路４のそれは曲線りの如くなって
いる。そこで、これら両同調回路２．４によ′る周波数
特性をカバーしてこれら出力信号レベルを検出すべく、
第５図の点線Ｃで示す如き検出特性を有するレベル検出
回路１４をＲＦ増幅段にて設けるようにしたのが第９−
３図の本発明の実施例である。このレベル検出回路１４
は第６図の回路の如き構成とされており、ＲＦアンプ３
の増幅用トランジスタＱ１のドレイン負荷からカップリ
ンクコンデンサＣ１を介してレベル検出用アンプＡ１へ
入力し、このアンプ△１からＲＦレベル検出出力を得る
ようにしている。In an actual receiver, the antenna tuning circuit 2 is a tuning circuit with a low Q, the RF tuning circuit 4 is a tuning circuit with a high Q, and the frequency characteristics of the antenna tuning circuit 20 are as shown in curve a in FIG. [The tuning circuit 4 has a curved shape. Therefore, in order to cover the frequency characteristics of both tuning circuits 2 and 4 and detect these output signal levels,
In the embodiment of the present invention shown in FIG. 9-3, a level detection circuit 14 having detection characteristics as shown by the dotted line C in FIG. 5 is provided in the RF amplification stage. This level detection circuit 14
has a configuration similar to the circuit shown in Figure 6, and the RF amplifier 3
The signal is input from the drain load of the amplification transistor Q1 to the level detection amplifier A1 via the coupling capacitor C1, and an RF level detection output is obtained from this amplifier Δ1.
ドレイン負荷としては抵抗Ｒ１とコイルＬ１との直列回
路が用いられており、このコイルＬＬと電磁結合したコ
イルＬ２がバリキャップ（図示せず）を有する電子同調
回路４のコイルとなっている。A series circuit of a resistor R1 and a coil L1 is used as the drain load, and a coil L2 electromagnetically coupled to this coil LL serves as a coil of an electronic tuning circuit 4 having a varicap (not shown).
トランジスタＱ１のドレイン抵抗Ｒ１の挿入により、レ
ベル検出特性は第５図の点線Ｃの如くなり、この抵抗Ｒ
１の選定により、広帯域レベル検出特性が選択できるこ
とになる。こうすることによって、Ｑの低いアンテナ同
調回路及びＱの高いＲＦ同Ｉ！１回路の各バリキャップ
に起因する相互変調成分が略すべで効果的に検出可能と
なる。By inserting the drain resistor R1 of the transistor Q1, the level detection characteristics become as shown by the dotted line C in FIG.
By selecting 1, a wideband level detection characteristic can be selected. This creates a low Q antenna tuning circuit and a high Q RF tuning circuit! Almost all intermodulation components caused by each varicap in one circuit can be effectively detected.
こうして得られた広帯域レベル検出出力と、狭帯域レベ
ル検出出力とをゲート１２へ入力し、これらレベル検出
出力状態に応じてＡＴＴｌを制御１０−
してＡＧＣをかけるようにしている。例えば、広帯域レ
ベル検出器１４０レベル検出出力が所定閾値より大なる
場合に狭帯域レベル検出器１１のレベル検出出力に応じ
た八〇Ｇをかけるようにゲート１２等は構成されている
。The broadband level detection output and the narrowband level detection output thus obtained are input to the gate 12, and AGC is applied by controlling ATT1 according to the state of these level detection outputs. For example, the gate 12 and the like are configured to apply 80G according to the level detection output of the narrowband level detector 11 when the level detection output of the wideband level detector 140 is larger than a predetermined threshold.
この様に、本発明によれば、へＧＧ制御をなすに際して
広帯域レベル検出を従来と責なり相互変調を起し易い電
子同調回路の特性に応じてなすようにしているので、八
〇〇が効里的となりフロントエンドの相互変調の削減が
可能となる。As described above, according to the present invention, wideband level detection is performed in accordance with the characteristics of the electronic tuning circuit, which is responsible for conventional GG control and tends to cause intermodulation, so that 800 is effective. This makes it possible to reduce front-end intermodulation.
第１図は従来の受信機のａ略ブロック図、第２図は電子
同調回路のパリキャップの特性を説明する図、第３図は
本発明の実施例のブロック図、第４図は電子同調回路の
等価回路図、第５図は電子同調回路の周波数特性を示す
図、第６図は第３図のブロックの一部回路図である。
１−型部分の符号の説明
１・・・・・・ＡＴＴ
２・・・・・・アンテナ同調回路
３・・・・・・ＲＦアンプ
４・・・・・・ＲＦ同調回路
９・・・・・・ＩＦアンプ
１１・・・・・・ＩＦレベル検出器
１２・・・・・・アンドゲート
１４・・・・・・Ｒ「レベル検出器
出願人 パイオニア株式会社
代理人 弁即士 藤村元彦
（外１名）
２２４
−ド□
＼−
手舵榮ネ１置１正書（自発）
１、事件の表示
昭和５８４■特７．Ｊｆ順第０８６７６２８２、弁明の
名称
受信装置
３、補正をする省
事件どの関係 特許出願人
住 列 東京都目黒区目出１丁目４番１号名 称
（５０１） パイオニア株式会社４、代理人 〒
１０４
イ１ 所 東余部中央区銀座３丁目１０番９す６、
補正の対τ２ 明ｙ１書の「発明の詳ｆＩＩｌなβ
）明−１の欄′１．・・・１゛・
７、補正の内容
量書第５頁８行のｒＶ−ｄＣ／〔１１−１の項をｒＶ−
ｄ Ｃ正する。
（２） 同じく第７頁３行〜４行の「バリキャップ可変
容品ダイオード）」を［バリキャップ（可変容量ダイオ
ード）」と訂正する。
（３） 同じく第８頁６行の「コイル」を「同調回路」
と訂正する。
２−Fig. 1 is a schematic block diagram of a conventional receiver, Fig. 2 is a diagram explaining the characteristics of the pari cap of an electronic tuning circuit, Fig. 3 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and Fig. 4 is an electronic tuning circuit. An equivalent circuit diagram of the circuit, FIG. 5 is a diagram showing the frequency characteristics of the electronic tuning circuit, and FIG. 6 is a partial circuit diagram of the block in FIG. 3. Explanation of symbols for type 1 parts 1...ATT 2...Antenna tuning circuit 3...RF amplifier 4...RF tuning circuit 9... ... IF amplifier 11 ... IF level detector 12 ... AND gate 14 ... R "Level detector applicant Motohiko Fujimura (external), representative of Pioneer Co., Ltd. 1 person) 224 -Do□ \- Handsho Eiune 1st place 1st book (self-motivated) 1. Display of the case Showa 584■Special 7.Jf order No. 08676282, defense name receiving device 3, which ministry case to amend Related Patent Applicant Address 1-4-1 Mede, Meguro-ku, Tokyo Name
(501) Pioneer Corporation 4, Agent
104 I1 Address 3-10-96, Ginza, Higashiyobu Chuo-ku,
Pair of amendments τ2 “Details of the invention
) column '1. ...1゛・7, rV-dC/[11-1 term in rV-
d C Correct. (2) Similarly, on page 7, lines 3 and 4, "varicap variable cap diode" is corrected to "varicap (variable capacitance diode)." (3) Similarly, “coil” on page 8, line 6, is “tuned circuit”
I am corrected. 2-
Claims (1)
変減衰手段の出力を入力とし可変容量ダイオードど］イ
ルとからなる電子同調回路を右するＲＦ増幅段と、前記
ＲＦ増幅段の出力をＩ「信号に変換して増幅する■「増
幅段とを含む受信装置であって、前記ＲＦ増幅段のＲＦ
倍信号レベルを検出するレベル検出１段と、前記ＩＦ増
幅段を経た信号のレベルを検出するレベル検出手段と、
これら両レベル検出手段の検出出力状態に応じて前記可
変減衰手段のための減衰量制御信号を発生する制御信号
発生手段とを右することを特徴とする受信装置。an RF amplification stage that connects an electronic tuning circuit consisting of a variable attenuation means that receives the antenna reception signal as an input, and a variable capacitance diode that takes the output of the variable attenuation means as an input; A receiving device including an amplification stage that converts into a signal and amplifies the RF
a level detection stage for detecting a double signal level; and a level detection means for detecting the level of the signal that has passed through the IF amplification stage;
and control signal generating means for generating an attenuation amount control signal for the variable attenuation means in accordance with the detection output states of both of the level detection means.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP8676283A JPS59212038A (en) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | Receiver |
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|---|---|---|---|
| JP8676283A JPS59212038A (en) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | Receiver |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8676283A Granted JPS59212038A (en) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | Receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59212038A (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0464669A2 (en) * | 1990-06-29 | 1992-01-08 | Sanyo Electric Co., Ltd. | AGC circuit for radio receiver |
| JPH0461505A (en) * | 1990-06-29 | 1992-02-27 | Sanyo Electric Co Ltd | Agc circuit |
| JPH0465907A (en) * | 1990-07-03 | 1992-03-02 | Toshiba Corp | Agc circuit for fm front end section |
| US5390345A (en) * | 1990-06-01 | 1995-02-14 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method for preventing desensitization and radio interference of radio receivers |
| EP0812066A1 (en) * | 1995-12-25 | 1997-12-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency device |
-
1983
- 1983-05-18 JP JP8676283A patent/JPS59212038A/en active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5390345A (en) * | 1990-06-01 | 1995-02-14 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method for preventing desensitization and radio interference of radio receivers |
| EP0464669A2 (en) * | 1990-06-29 | 1992-01-08 | Sanyo Electric Co., Ltd. | AGC circuit for radio receiver |
| JPH0461505A (en) * | 1990-06-29 | 1992-02-27 | Sanyo Electric Co Ltd | Agc circuit |
| JPH0465907A (en) * | 1990-07-03 | 1992-03-02 | Toshiba Corp | Agc circuit for fm front end section |
| EP0812066A1 (en) * | 1995-12-25 | 1997-12-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0155790B2 (en) | 1989-11-27 |
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