JPS5919482Y2 - power separation filter - Google Patents
power separation filterInfo
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- JPS5919482Y2 JPS5919482Y2 JP11525877U JP11525877U JPS5919482Y2 JP S5919482 Y2 JPS5919482 Y2 JP S5919482Y2 JP 11525877 U JP11525877 U JP 11525877U JP 11525877 U JP11525877 U JP 11525877U JP S5919482 Y2 JPS5919482 Y2 JP S5919482Y2
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- capacitor
- transformer
- high frequency
- separation filter
- output terminal
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は中継伝送路の中継器において、1本のケーブル
に重畳して伝送される高周波信号と中継器駆動用電力を
分離するための電力分離濾波器に関するものである。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a power separation filter for separating a high frequency signal transmitted in a superimposed manner on one cable from the power for driving the repeater in a repeater of a relay transmission line. .
第1図は従来の中継器の構成国である。Figure 1 shows the countries in which a conventional repeater is constructed.
1および1aは同軸ケーブル、2および2aは電力分離
濾波器、3は増幅器、4および4aは直流端子、5およ
び6は増幅器電源端子、7は内部アース系、8は外部ア
ース系である。1 and 1a are coaxial cables, 2 and 2a are power separation filters, 3 is an amplifier, 4 and 4a are DC terminals, 5 and 6 are amplifier power supply terminals, 7 is an internal ground system, and 8 is an external ground system.
図において高周波信号は同軸ケーブル1の内部導体より
電力分離濾波器2を経てその高周波出力端子より出て増
幅器3へ入り、増幅されたのち、電力分離濾波器2aの
高周波出力端子がら電力分離濾波器2aに入り、同軸ケ
ーブル1aの内部導体へ送られる。In the figure, a high frequency signal is transmitted from the internal conductor of a coaxial cable 1, passes through a power separation filter 2, exits from its high frequency output terminal, enters an amplifier 3, and is amplified. 2a and is sent to the inner conductor of coaxial cable 1a.
他方直流電流は同軸ケーブル1の内部導体より電力分離
濾波器2に入り、直流出力端子4より出て、増幅器電源
端子5に入り、増幅器3を駆動した後電源端子6より出
て、電力分離濾波器2aの直流端子4aに入り、電力分
離濾波器2aを経て同軸ケーブル1aの内部導体に導か
れる。On the other hand, the DC current enters the power separation filter 2 from the internal conductor of the coaxial cable 1, exits from the DC output terminal 4, enters the amplifier power supply terminal 5, drives the amplifier 3, then exits from the power supply terminal 6, and is passed through the power separation filter. The electric current enters the DC terminal 4a of the device 2a, passes through the power separation filter 2a, and is guided to the inner conductor of the coaxial cable 1a.
第2図および第3図は電力分離濾波器2および2aの回
路を示したもので、図中の記号で第1図と同じものは同
一のものを示し、9および9aはコンデンサ、10,1
1,10 aおよび11 aは直流阻止用のコンデンサ
、12および12aは直流側路用コイル、13は入力端
子13p、13rと出力端子13q。2 and 3 show the circuits of the power separation filters 2 and 2a. The same symbols in the figures as in FIG.
1, 10a and 11a are DC blocking capacitors, 12 and 12a are DC bypass coils, and 13 is input terminals 13p, 13r and output terminal 13q.
13 Sを有している入出力の結合を減するためのトラ
ンス、13aは入力端子13 a p、13 a rと
出力端子13aq、13asを有している入出力の結合
を減するためのトランス、14および14 aは内部ア
ース系7と外部アース系8を高周波的に等電位に保つた
めのコンデンサ、15および15 aは高周波信号阻止
用コイル、16および16 aは電力分離濾波器入力端
子、17および17 aは高周波出力端子である。13 S is a transformer for reducing input/output coupling; 13a is a transformer for reducing input/output coupling having input terminals 13 a p, 13 a r and output terminals 13 aq, 13 as; , 14 and 14a are capacitors for keeping the internal ground system 7 and external ground system 8 at equal potential at high frequencies, 15 and 15a are high frequency signal blocking coils, 16 and 16a are power separation filter input terminals, 17 and 17a are high frequency output terminals.
次に回路構成の詳細について説明すると、第2図におい
て、入力端子16は第2コンテ゛ンサ10を介してトラ
ンス13の第1入力端子13pに接続され、該トランス
の第1出力端子13qは高周波出力端子17に接続され
、外部アース系8は直列接続された第1及び第3のコン
テ゛ンサ9,11を介してトランス13の第2入力端子
13 rに接続され、該トランス13の第2出力端子1
3 Sは内部アース系7に接続される。Next, to explain the details of the circuit configuration, in FIG. 2, the input terminal 16 is connected to the first input terminal 13p of the transformer 13 via the second capacitor 10, and the first output terminal 13q of the transformer is a high frequency output terminal. 17, and the external grounding system 8 is connected to the second input terminal 13r of the transformer 13 via the first and third capacitors 9, 11 connected in series, and the second output terminal 13r of the transformer 13.
3S is connected to the internal ground system 7.
さらに第4コンデンサ14は、内部アース系7と外部ア
ース系8との間に接続されると共に、入力端子16と、
コンテ゛ンサ9,11との接続点間には直流側路用コイ
ル12が挿入され、かつコンデンサ9,11との接続点
は高周波信号阻止用コイル15を介して、直流出力端子
4に接続される。Further, the fourth capacitor 14 is connected between the internal grounding system 7 and the external grounding system 8, and is connected to the input terminal 16.
A DC bypass coil 12 is inserted between the connection points with the capacitors 9 and 11, and the connection point with the capacitors 9 and 11 is connected to the DC output terminal 4 via a high frequency signal blocking coil 15.
第2図において、入力端子16には高周波信号と直流電
流の重畳された信号が加えられ、直流電流は入力端子1
6−直流側路用コイル12−高周波信号阻止用コイル1
5を経て直流端子4へと流れる。In FIG. 2, a signal in which a high frequency signal and a DC current are superimposed is applied to the input terminal 16, and the DC current is applied to the input terminal 16.
6-DC bypass coil 12-High frequency signal blocking coil 1
5 and flows to the DC terminal 4.
高周波信号は入力端子16−第2コンデンサ10−トラ
ンス13−高周波出力端子17と流れ、その帰路電流は
内部アース系7−トランス13−第3コンデンサ11−
第1コンデンサ9−外部アース系8と流れる。The high frequency signal flows through the input terminal 16 - the second capacitor 10 - the transformer 13 - the high frequency output terminal 17, and its return current flows through the internal ground system 7 - the transformer 13 - the third capacitor 11 -
Flows from the first capacitor 9 to the external ground system 8.
両信号電流はトランス13の働きにより、同じ電流値と
なるようにされ、さらにトランス13はコンテ゛ンサ1
4の高周波における低インピーダンス特性と相まって二
重アース系に基づく回り込み漏話を減少させる働きをす
る。Both signal currents are made to have the same current value by the function of the transformer 13, and furthermore, the transformer 13 is connected to the capacitor 1.
Coupled with the low impedance characteristic at high frequencies of No. 4, this function works to reduce loop crosstalk based on the double earth system.
前記の電力分離濾波器2と対称な回路構成である電力分
離濾波器2aにおいても信号電流及び直流電流の流れる
方向を逆とすればその動作は全く同様に説明で゛きる。The operation of the power separation filter 2a, which has a circuit configuration symmetrical to that of the power separation filter 2 described above, can be explained in exactly the same way if the directions in which the signal current and DC current flow are reversed.
コンデンサ10.11 (10a 、11 a )を内
部導体側、外部導体側に分割しているのは、直流の重畳
によるトランス13(13a)の特性劣化を防止し、電
力分離濾波器2および2aの回路形式、定数を統一する
ことにより必要とする部品の種類の増加を防ぎ、信頼性
設計の容易化を図るためである。The reason why capacitors 10 and 11 (10a, 11a) are divided into an internal conductor side and an external conductor side is to prevent characteristic deterioration of the transformer 13 (13a) due to superimposition of DC, and to improve the performance of the power separation filters 2 and 2a. This is to prevent an increase in the number of required parts by standardizing the circuit format and constants, and to facilitate reliability design.
コンテ゛ンサ9(9a)、10(10a)、11(11
a)ノ静電容量を各々C,,C2,C3とする。Containers 9 (9a), 10 (10a), 11 (11
a) Let the capacitances be C, , C2, and C3, respectively.
これらのコンデンサ及び直流側路用コイル12(12a
)は、第4図に示す3次のバターワース形高域濾波器と
等価な高域濾波器を構成している。These capacitors and DC side path coil 12 (12a
) constitutes a high-pass filter equivalent to the third-order Butterworth type high-pass filter shown in FIG.
これは第4図の破線内の部分が第5図の如く縦属回路に
分解することができるからである。This is because the portion within the broken line in FIG. 4 can be decomposed into vertically related circuits as shown in FIG.
この場合各容量間にはの関係が成立する必要がある。In this case, the following relationship needs to be established between each capacitance.
これよりC3/C2=m(mは正定数)とおけば、各容
量値は
なる関係式により関係づけられる。From this, if C3/C2=m (m is a positive constant), each capacitance value is related by the following relational expression.
従来はm==1としコンデンサ10(10a)および1
1(lla)の静電容量値を等しくして同一部品を用い
ることにより、部品品種の増加を防いでいた。Conventionally, m==1 and capacitors 10 (10a) and 1
By using the same parts with equal capacitance values of 1 (lla), an increase in the number of parts types was prevented.
従ってコンデ゛ンサ10(10a)の静電容量値はコン
デンサ9(9a)の2倍の値となり、入力端子16第2
コンデンサ10−トランス13−高周波出力端子17(
入力端子16 a−第2コンデンサ10a−)ランス1
3a−高周波出力端子17a)の経路の時定数は大きく
なり、これらの経路に流入してくる給電サージまたは雷
サージの持続時間は長くなり大きなサージエネルギーが
増幅器に流入して増幅器を破壊する可能性があった。Therefore, the capacitance value of capacitor 10 (10a) is twice that of capacitor 9 (9a), and the capacitance value of capacitor 10 (10a) is twice that of capacitor 9 (9a).
Capacitor 10 - Transformer 13 - High frequency output terminal 17 (
Input terminal 16a-second capacitor 10a-) lance 1
The time constant of the paths 3a-high frequency output terminal 17a) becomes larger, and the duration of power supply surges or lightning surges flowing into these paths becomes longer, and there is a possibility that large surge energy flows into the amplifier and destroys it. was there.
本考案はこれらの欠点を除去するために(1)式におけ
るmの値を1より大きくすることにより、高周波特性を
満足させつつ、経路入力端子16−第2コンテ゛ンサ1
0−トランス13−高周波出力端子17の経路の時定数
を小さくし、この経路に流入してくる給電サージまたは
雷サージの持続時間を短縮して、増幅器に対する電力分
離濾波器のサージ防護効果を増大させるようとするもの
である。In order to eliminate these drawbacks, the present invention makes the value of m in equation (1) larger than 1, thereby satisfying the high frequency characteristics and connecting the path input terminal 16 to the second capacitor 1.
The time constant of the 0-transformer 13-high frequency output terminal 17 path is reduced to shorten the duration of power supply surges or lightning surges flowing into this path, increasing the surge protection effect of the power isolation filter for the amplifier. It is intended to cause
本考案の実施例は、第2図および第3図において、コン
デンサ9(9a)、10(10a)、11 (11a)
の静電容量値C1,C2,C3を(1)式を満足させつ
つ、m>iとすることにより得られる。In the embodiment of the present invention, in FIGS. 2 and 3, capacitors 9 (9a), 10 (10a), 11 (11a)
This can be obtained by setting the capacitance values C1, C2, and C3 of m>i while satisfying equation (1).
第6図において同軸ケーブル1から増幅器3の高周波回
路に流れ込むサージ電流の経路を考える。In FIG. 6, consider the path of the surge current flowing from the coaxial cable 1 to the high frequency circuit of the amplifier 3.
図中の記号で第1図、第2図、第3図と同じものは同一
のものを示している。The same symbols in the figures as in FIGS. 1, 2, and 3 indicate the same things.
一つの流入経路は経路A、もう一つは経路Bである。One inflow route is route A, and the other is route B.
C1,C2,C3が(1)式を満足し、14および14
aの並列静電容量を04とし、C4=n−C1(nハ
正定数)とすレバ、経路Aに沿う直列静電容量は+C1
、経路Bに沿う直列静電容量は次式で示される。C1, C2, C3 satisfy formula (1), 14 and 14
Let the parallel capacitance of a be 04, C4=n-C1 (n is a positive constant), and the series capacitance along the lever and path A is +C1.
, the series capacitance along path B is given by:
次に第1図及び第3図において、サージ電流が重分分離
濾波器2aを通じて増幅器3の高周波回路に流れ込む経
路を考える。Next, in FIGS. 1 and 3, consider the path through which the surge current flows into the high frequency circuit of the amplifier 3 through the multiple separation filter 2a.
第6図においてサージ電流は電力分離波器2の直流出力
端子4に現れ、増幅器3の電源回路を通過し、電力分離
濾波器2aの直流出力端子4aに達し、一つは経路りに
より、一つは経路Eにより増幅器3の高周波回路に流れ
込む。In FIG. 6, the surge current appears at the DC output terminal 4 of the power splitter 2, passes through the power supply circuit of the amplifier 3, and reaches the DC output terminal 4a of the power splitter filter 2a. One flows into the high frequency circuit of amplifier 3 via path E.
経路りに沿う直列静電容量は+01であり、経路Eに沿
う直列静電容量はやはり(2)式で表わされる。The series capacitance along the path is +01, and the series capacitance along the path E is also expressed by equation (2).
経路Aおよび経路りに沿う直列静電容量は、(1)式が
満たされている限り一定であり、パラメータmの値に関
係しない。The path A and the series capacitance along the path are constant as long as equation (1) is satisfied and are not related to the value of the parameter m.
しかし経路Bおよび経路Eに沿う直列静電容量はmおよ
びnに依存するため、これらの値を(1)式を満足させ
つつ変化させてやることにより、直列静電容量を減少さ
せることができる。However, since the series capacitance along paths B and E depends on m and n, the series capacitance can be reduced by changing these values while satisfying equation (1). .
nをパラメータとし、mの変化に対する(2)式の値を
第7図に示す。FIG. 7 shows the values of equation (2) with respect to changes in m, where n is a parameter.
(2)式の値はパラメータnに対する依存性の方が大き
いが、nの値は回り込み漏話減衰量の実現特性及び部品
の信頼性設計耐電圧設計の点から決定されるものであり
、通常後者の観点からn−2とし、さらに等分して14
(14a)と9(9a)を同一容量としている。The value of equation (2) has a greater dependence on the parameter n, but the value of n is determined from the viewpoint of the realization characteristics of the wraparound crosstalk attenuation, the reliability design of the components, and the withstand voltage design, and the latter is usually the latter. From the point of view, it is set as n-2, and further divided into 14
(14a) and 9 (9a) have the same capacity.
n−2の場合を例にとると、(2)式はm==1のとき
C1であり、mが小さい範囲で(2)式の値は急速に減
少し、mが大きくなるに従い0.67xC1に漸近する
。Taking the case of n-2 as an example, equation (2) is C1 when m==1, and the value of equation (2) decreases rapidly in the range where m is small, and as m becomes larger, it becomes 0. Asymptotic to 67xC1.
回り込み漏話減衰量を十分に確保するためにnを大きく
した場合にはmの増大による(2)式の減少はさらに顕
著となる。When n is increased in order to ensure a sufficient amount of wraparound crosstalk attenuation, the decrease in equation (2) due to the increase in m becomes even more remarkable.
以上説明したように本考案によると増幅器の入・出力回
路を含む回路の時定数を小さくすることができ、その結
果増幅器に流入するサージ電流の持続時間を短縮するこ
とが可能となり、増幅器に対する電力分離濾波器のサー
ジ防護効果を著しく増大させることができるよ
第8図は伝送帯域が4〜36 MHzである方式用の電
力分離濾波器(n=2である)に、電圧波高値1kv、
規約波頭長lμsec、規約波尾長40 p sec
(I X40μsec波形と称する)のサージ電圧を印
加し、mの値を変化して実測した増幅器流入電流の例で
ある。As explained above, according to the present invention, it is possible to reduce the time constant of the circuit including the input/output circuit of the amplifier, and as a result, it is possible to shorten the duration of the surge current flowing into the amplifier. The surge protection effect of the separation filter can be significantly increased. Figure 8 shows a power separation filter (n = 2) for a system with a transmission band of 4 to 36 MHz, with a voltage peak value of 1 kV,
Conventional wavefront length lμsec, convention wavetail length 40 psec
This is an example of an amplifier inflow current measured by applying a surge voltage (referred to as I x 40 μsec waveform) and changing the value of m.
(a)図はm = 1、(b)図はm=3.8、(C)
図はm=13.3、(d)図はm=26、(e)図はm
=51.(f)図はm = 237の場合を示す。(a) Figure m = 1, (b) Figure m = 3.8, (C)
The figure shows m=13.3, (d) figure m=26, (e) figure m
=51. (f) The figure shows the case of m = 237.
mの増大によりサージ電流の接続時間が減少することが
明らかである。It is clear that increasing m reduces the connection time of the surge current.
m=51.m=237におけるサージ波形には殆んど変
化はなく、mは必要以上に大きくすることは無意味であ
る。m=51. There is almost no change in the surge waveform when m=237, and it is meaningless to make m larger than necessary.
実用的にはmの値をより小さくすることが可能であり、
m=13.3ではすてにm237の波形と類似しており
、mの変動に対してサージ電流の変動が飽和し始めてい
ると考えられる。Practically, it is possible to make the value of m smaller,
At m=13.3, the waveform is already similar to that of m237, and it is considered that the fluctuation of the surge current is beginning to saturate with respect to the fluctuation of m.
mを増大させることによりC3の容量は増加するため、
m=1の場合と同一耐圧、同一信頼性を与えるためには
必然的に形状が大型化するので、この形状もmを決定す
る要因の一つになってくる。Since the capacity of C3 increases by increasing m,
In order to provide the same breakdown voltage and reliability as in the case where m=1, the size will inevitably become larger, so this shape is also one of the factors that determines m.
電圧波高値を増加した場合、印加波形を10×200μ
Sec波形とした場合も同様な効果を確認している。When increasing the voltage peak value, the applied waveform is changed to 10×200μ
A similar effect was confirmed when using a Sec waveform.
第9図は同様に伝送帯域が4〜36 MHzである方式
用の電力分離濾波器(n=2)の動作減衰量、不整合減
衰量特性をmを変化して測定した例である。FIG. 9 similarly shows an example in which the operating attenuation and mismatch attenuation characteristics of a power separation filter (n=2) for a system with a transmission band of 4 to 36 MHz were measured by varying m.
(a)図はm = 1、(b)図はm=3.8、(C)
図はm13.3、(d)図はm−26、(e)図はm=
5L(f)図はm=237の場合を示す。(a) Figure m = 1, (b) Figure m = 3.8, (C)
The figure is m13.3, (d) figure is m-26, (e) figure is m=
Figure 5L(f) shows the case where m=237.
mの変化による特性変動は無視することができる。Characteristic variations due to changes in m can be ignored.
以上説明したように、本考案によればコンデ゛ンサの静
電容量の配分を変更するのみで、高周波特性に変動をも
たらすことなく増幅器に流入するサージ電流の持続時間
を著しく減少することができ、増幅器のサージ防護に絶
大な利点がある。As explained above, according to the present invention, by simply changing the capacitance distribution of the capacitor, it is possible to significantly reduce the duration of the surge current flowing into the amplifier without causing fluctuations in the high frequency characteristics. , has great advantages in surge protection for amplifiers.
第1図は中継器の構成図、第2図、第3図は電力分離濾
波器、第4図は3次のバターワース形高域濾波器、第5
図は第2コンデンサ、第3コンデンサの説明図、第6図
はサージ電流の流入経路を示す図、第7図は経路Bに沿
う直列静電容量の計算値、第8図(a)乃至(f)はm
を変えた場合のサージ電流の増幅器入力への実測結果の
一例、第9図a乃至(f)はmを設けた場合の電力分離
濾波器の動作減衰量、不整合減量特性実測結果の一例で
ある。
1.1a・・・・・・同軸ケーブル、2,2a・・・・
・・電力分離濾波器、3・・・・・・増幅器、4,4a
・・・・・・直流出力端子、5゜6・・・・・・増幅器
電源端子、7・・・・・・内部アース系、8・・・・・
・外部アース系、9,9 a 、10,10 a 、1
1.11 a −コンデンサ、12,12 a・・・・
・・直流側路用コイル、13,13 a・・・・・・入
出力の結合を減するためのトランス、13p、13r・
・・・・・トランス13の入力端子、13 q、13
S・・・・・・トランス13の出力端子、13as、1
3ar・・・・・・トランス13 aの入力端子、13
aq、13aS・・・・・・トランス13aの出力端子
、14,14 a・・・・・・コンテ゛ンサ、15
15 a・・・・・・高周波信号阻止用コイル、16゜
16 a・・・・・・入力端子、17,17 a・・・
・・・高周波信号端子。Figure 1 is a block diagram of the repeater, Figures 2 and 3 are power separation filters, Figure 4 is a third-order Butterworth high-pass filter, and Figure 5 is a 3rd-order Butterworth high-pass filter.
The figure is an explanatory diagram of the second and third capacitors, Figure 6 is a diagram showing the surge current inflow route, Figure 7 is the calculated value of the series capacitance along route B, and Figures 8 (a) to ( f) is m
Figures 9a to 9(f) are examples of the actual measurement results of the surge current to the amplifier input when changing . be. 1.1a...Coaxial cable, 2,2a...
...Power separation filter, 3...Amplifier, 4, 4a
...DC output terminal, 5゜6...Amplifier power supply terminal, 7...Internal ground system, 8...
・External earth system, 9, 9 a, 10, 10 a, 1
1.11 a - capacitor, 12,12 a...
・・DC side path coil, 13, 13a...Transformer for reducing input/output coupling, 13p, 13r・
...Input terminal of transformer 13, 13 q, 13
S... Output terminal of transformer 13, 13as, 1
3ar... Input terminal of transformer 13 a, 13
aq, 13aS... Output terminal of transformer 13a, 14, 14 a... Condenser, 15 15 a... High frequency signal blocking coil, 16° 16 a... ...Input terminal, 17, 17a...
...High frequency signal terminal.
Claims (1)
力端子に接続され、該トランスの第1出力端子は高周波
出力端子に接続され、外部アース系は直列接続された第
1及び第3コンデンサを介してトランスの第2入力端子
に接続され、該トランスの第2出力端子は内部アース系
に接続され、第4コンデンサは内部アース系と外部アー
ス系との間に接続されると共に、入力端子と第1、第3
コンデンサとの接続点間には直流側路用コイルが挿入さ
れ、かつ第1及び第3コンデンサとの接続点は高周波信
号阻止用コイルを介して直流出力端子に接続されている
電力分離濾波器において、前記の第2コンデンサの静電
容量を、第3コンデンサの静電容量より小さくシ、かつ
両者の直列静電容量を第1コンデンサの静電容量と同一
とすることを特徴とする電力分離濾波器。The input terminal is connected to the first input terminal of the transformer via the second capacitor, the first output terminal of the transformer is connected to the high frequency output terminal, and the external ground system is connected via the first and third capacitors connected in series. A fourth capacitor is connected between the internal ground system and the external ground system, and a fourth capacitor is connected between the input terminal and the second input terminal of the transformer. 1. 3rd
In a power separation filter, a DC bypass coil is inserted between the connection points with the capacitor, and the connection points with the first and third capacitors are connected to the DC output terminal via a high frequency signal blocking coil. , a power separation filter characterized in that the capacitance of the second capacitor is smaller than the capacitance of the third capacitor, and the series capacitance of both capacitors is the same as the capacitance of the first capacitor. vessel.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11525877U JPS5919482Y2 (en) | 1977-08-30 | 1977-08-30 | power separation filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP11525877U JPS5919482Y2 (en) | 1977-08-30 | 1977-08-30 | power separation filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5442408U JPS5442408U (en) | 1979-03-22 |
JPS5919482Y2 true JPS5919482Y2 (en) | 1984-06-05 |
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ID=29066732
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11525877U Expired JPS5919482Y2 (en) | 1977-08-30 | 1977-08-30 | power separation filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5919482Y2 (en) |
-
1977
- 1977-08-30 JP JP11525877U patent/JPS5919482Y2/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5442408U (en) | 1979-03-22 |
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