JPS5919482Y2 - power separation filter - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は中継伝送路の中継器において、１本のケーブル
に重畳して伝送される高周波信号と中継器駆動用電力を
分離するための電力分離濾波器に関するものである。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a power separation filter for separating a high frequency signal transmitted in a superimposed manner on one cable from the power for driving the repeater in a repeater of a relay transmission line. .

第１図は従来の中継器の構成国である。Figure 1 shows the countries in which a conventional repeater is constructed.

１および１ａは同軸ケーブル、２および２ａは電力分離
濾波器、３は増幅器、４および４ａは直流端子、５およ
び６は増幅器電源端子、７は内部アース系、８は外部ア
ース系である。1 and 1a are coaxial cables, 2 and 2a are power separation filters, 3 is an amplifier, 4 and 4a are DC terminals, 5 and 6 are amplifier power supply terminals, 7 is an internal ground system, and 8 is an external ground system.

図において高周波信号は同軸ケーブル１の内部導体より
電力分離濾波器２を経てその高周波出力端子より出て増
幅器３へ入り、増幅されたのち、電力分離濾波器２ａの
高周波出力端子がら電力分離濾波器２ａに入り、同軸ケ
ーブル１ａの内部導体へ送られる。In the figure, a high frequency signal is transmitted from the internal conductor of a coaxial cable 1, passes through a power separation filter 2, exits from its high frequency output terminal, enters an amplifier 3, and is amplified. 2a and is sent to the inner conductor of coaxial cable 1a.

他方直流電流は同軸ケーブル１の内部導体より電力分離
濾波器２に入り、直流出力端子４より出て、増幅器電源
端子５に入り、増幅器３を駆動した後電源端子６より出
て、電力分離濾波器２ａの直流端子４ａに入り、電力分
離濾波器２ａを経て同軸ケーブル１ａの内部導体に導か
れる。On the other hand, the DC current enters the power separation filter 2 from the internal conductor of the coaxial cable 1, exits from the DC output terminal 4, enters the amplifier power supply terminal 5, drives the amplifier 3, then exits from the power supply terminal 6, and is passed through the power separation filter. The electric current enters the DC terminal 4a of the device 2a, passes through the power separation filter 2a, and is guided to the inner conductor of the coaxial cable 1a.

第２図および第３図は電力分離濾波器２および２ａの回
路を示したもので、図中の記号で第１図と同じものは同
一のものを示し、９および９ａはコンデンサ、１０，１
１，１０ ａおよび１１ ａは直流阻止用のコンデンサ
、１２および１２ａは直流側路用コイル、１３は入力端
子１３ｐ、１３ｒと出力端子１３ｑ。2 and 3 show the circuits of the power separation filters 2 and 2a. The same symbols in the figures as in FIG.
1, 10a and 11a are DC blocking capacitors, 12 and 12a are DC bypass coils, and 13 is input terminals 13p, 13r and output terminal 13q.

１３ Ｓを有している入出力の結合を減するためのトラ
ンス、１３ａは入力端子１３ ａ ｐ、１３ ａ ｒと
出力端子１３ａｑ、１３ａｓを有している入出力の結合
を減するためのトランス、１４および１４ ａは内部ア
ース系７と外部アース系８を高周波的に等電位に保つた
めのコンデンサ、１５および１５ ａは高周波信号阻止
用コイル、１６および１６ ａは電力分離濾波器入力端
子、１７および１７ ａは高周波出力端子である。13 S is a transformer for reducing input/output coupling; 13a is a transformer for reducing input/output coupling having input terminals 13 a p, 13 a r and output terminals 13 aq, 13 as; , 14 and 14a are capacitors for keeping the internal ground system 7 and external ground system 8 at equal potential at high frequencies, 15 and 15a are high frequency signal blocking coils, 16 and 16a are power separation filter input terminals, 17 and 17a are high frequency output terminals.

次に回路構成の詳細について説明すると、第２図におい
て、入力端子１６は第２コンテ゛ンサ１０を介してトラ
ンス１３の第１入力端子１３ｐに接続され、該トランス
の第１出力端子１３ｑは高周波出力端子１７に接続され
、外部アース系８は直列接続された第１及び第３のコン
テ゛ンサ９，１１を介してトランス１３の第２入力端子
１３ ｒに接続され、該トランス１３の第２出力端子１
３ Ｓは内部アース系７に接続される。Next, to explain the details of the circuit configuration, in FIG. 2, the input terminal 16 is connected to the first input terminal 13p of the transformer 13 via the second capacitor 10, and the first output terminal 13q of the transformer is a high frequency output terminal. 17, and the external grounding system 8 is connected to the second input terminal 13r of the transformer 13 via the first and third capacitors 9, 11 connected in series, and the second output terminal 13r of the transformer 13.
3S is connected to the internal ground system 7.

さらに第４コンデンサ１４は、内部アース系７と外部ア
ース系８との間に接続されると共に、入力端子１６と、
コンテ゛ンサ９，１１との接続点間には直流側路用コイ
ル１２が挿入され、かつコンデンサ９，１１との接続点
は高周波信号阻止用コイル１５を介して、直流出力端子
４に接続される。Further, the fourth capacitor 14 is connected between the internal grounding system 7 and the external grounding system 8, and is connected to the input terminal 16.
A DC bypass coil 12 is inserted between the connection points with the capacitors 9 and 11, and the connection point with the capacitors 9 and 11 is connected to the DC output terminal 4 via a high frequency signal blocking coil 15.

第２図において、入力端子１６には高周波信号と直流電
流の重畳された信号が加えられ、直流電流は入力端子１
６−直流側路用コイル１２−高周波信号阻止用コイル１
５を経て直流端子４へと流れる。In FIG. 2, a signal in which a high frequency signal and a DC current are superimposed is applied to the input terminal 16, and the DC current is applied to the input terminal 16.
6-DC bypass coil 12-High frequency signal blocking coil 1
5 and flows to the DC terminal 4.

高周波信号は入力端子１６−第２コンデンサ１０−トラ
ンス１３−高周波出力端子１７と流れ、その帰路電流は
内部アース系７−トランス１３−第３コンデンサ１１−
第１コンデンサ９−外部アース系８と流れる。The high frequency signal flows through the input terminal 16 - the second capacitor 10 - the transformer 13 - the high frequency output terminal 17, and its return current flows through the internal ground system 7 - the transformer 13 - the third capacitor 11 -
Flows from the first capacitor 9 to the external ground system 8.

両信号電流はトランス１３の働きにより、同じ電流値と
なるようにされ、さらにトランス１３はコンテ゛ンサ１
４の高周波における低インピーダンス特性と相まって二
重アース系に基づく回り込み漏話を減少させる働きをす
る。Both signal currents are made to have the same current value by the function of the transformer 13, and furthermore, the transformer 13 is connected to the capacitor 1.
Coupled with the low impedance characteristic at high frequencies of No. 4, this function works to reduce loop crosstalk based on the double earth system.

前記の電力分離濾波器２と対称な回路構成である電力分
離濾波器２ａにおいても信号電流及び直流電流の流れる
方向を逆とすればその動作は全く同様に説明で゛きる。The operation of the power separation filter 2a, which has a circuit configuration symmetrical to that of the power separation filter 2 described above, can be explained in exactly the same way if the directions in which the signal current and DC current flow are reversed.

コンデンサ１０．１１ （１０ａ 、１１ ａ ）を内
部導体側、外部導体側に分割しているのは、直流の重畳
によるトランス１３（１３ａ）の特性劣化を防止し、電
力分離濾波器２および２ａの回路形式、定数を統一する
ことにより必要とする部品の種類の増加を防ぎ、信頼性
設計の容易化を図るためである。The reason why capacitors 10 and 11 (10a, 11a) are divided into an internal conductor side and an external conductor side is to prevent characteristic deterioration of the transformer 13 (13a) due to superimposition of DC, and to improve the performance of the power separation filters 2 and 2a. This is to prevent an increase in the number of required parts by standardizing the circuit format and constants, and to facilitate reliability design.

コンテ゛ンサ９（９ａ）、１０（１０ａ）、１１（１１
ａ）ノ静電容量を各々Ｃ，，Ｃ２，Ｃ３とする。Containers 9 (9a), 10 (10a), 11 (11
a) Let the capacitances be C, , C2, and C3, respectively.

これらのコンデンサ及び直流側路用コイル１２（１２ａ
）は、第４図に示す３次のバターワース形高域濾波器と
等価な高域濾波器を構成している。These capacitors and DC side path coil 12 (12a
) constitutes a high-pass filter equivalent to the third-order Butterworth type high-pass filter shown in FIG.

これは第４図の破線内の部分が第５図の如く縦属回路に
分解することができるからである。This is because the portion within the broken line in FIG. 4 can be decomposed into vertically related circuits as shown in FIG.

この場合各容量間にはの関係が成立する必要がある。In this case, the following relationship needs to be established between each capacitance.

これよりＣ３／Ｃ２＝ｍ（ｍは正定数）とおけば、各容
量値は なる関係式により関係づけられる。From this, if C3/C2=m (m is a positive constant), each capacitance value is related by the following relational expression.

従来はｍ＝＝１としコンデンサ１０（１０ａ）および１
１（ｌｌａ）の静電容量値を等しくして同一部品を用い
ることにより、部品品種の増加を防いでいた。Conventionally, m==1 and capacitors 10 (10a) and 1
By using the same parts with equal capacitance values of 1 (lla), an increase in the number of parts types was prevented.

従ってコンデ゛ンサ１０（１０ａ）の静電容量値はコン
デンサ９（９ａ）の２倍の値となり、入力端子１６第２
コンデンサ１０−トランス１３−高周波出力端子１７（
入力端子１６ ａ−第２コンデンサ１０ａ−）ランス１
３ａ−高周波出力端子１７ａ）の経路の時定数は大きく
なり、これらの経路に流入してくる給電サージまたは雷
サージの持続時間は長くなり大きなサージエネルギーが
増幅器に流入して増幅器を破壊する可能性があった。Therefore, the capacitance value of capacitor 10 (10a) is twice that of capacitor 9 (9a), and the capacitance value of capacitor 10 (10a) is twice that of capacitor 9 (9a).
Capacitor 10 - Transformer 13 - High frequency output terminal 17 (
Input terminal 16a-second capacitor 10a-) lance 1
The time constant of the paths 3a-high frequency output terminal 17a) becomes larger, and the duration of power supply surges or lightning surges flowing into these paths becomes longer, and there is a possibility that large surge energy flows into the amplifier and destroys it. was there.

本考案はこれらの欠点を除去するために（１）式におけ
るｍの値を１より大きくすることにより、高周波特性を
満足させつつ、経路入力端子１６−第２コンテ゛ンサ１
０−トランス１３−高周波出力端子１７の経路の時定数
を小さくし、この経路に流入してくる給電サージまたは
雷サージの持続時間を短縮して、増幅器に対する電力分
離濾波器のサージ防護効果を増大させるようとするもの
である。In order to eliminate these drawbacks, the present invention makes the value of m in equation (1) larger than 1, thereby satisfying the high frequency characteristics and connecting the path input terminal 16 to the second capacitor 1.
The time constant of the 0-transformer 13-high frequency output terminal 17 path is reduced to shorten the duration of power supply surges or lightning surges flowing into this path, increasing the surge protection effect of the power isolation filter for the amplifier. It is intended to cause

本考案の実施例は、第２図および第３図において、コン
デンサ９（９ａ）、１０（１０ａ）、１１ （１１ａ）
の静電容量値Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を（１）式を満足させつ
つ、ｍ＞ｉとすることにより得られる。In the embodiment of the present invention, in FIGS. 2 and 3, capacitors 9 (9a), 10 (10a), 11 (11a)
This can be obtained by setting the capacitance values C1, C2, and C3 of m>i while satisfying equation (1).

第６図において同軸ケーブル１から増幅器３の高周波回
路に流れ込むサージ電流の経路を考える。In FIG. 6, consider the path of the surge current flowing from the coaxial cable 1 to the high frequency circuit of the amplifier 3.

図中の記号で第１図、第２図、第３図と同じものは同一
のものを示している。The same symbols in the figures as in FIGS. 1, 2, and 3 indicate the same things.

一つの流入経路は経路Ａ、もう一つは経路Ｂである。One inflow route is route A, and the other is route B.

Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が（１）式を満足し、１４および１４
ａの並列静電容量を０４とし、Ｃ４＝ｎ−Ｃ１（ｎハ
正定数）とすレバ、経路Ａに沿う直列静電容量は＋Ｃ１
、経路Ｂに沿う直列静電容量は次式で示される。C1, C2, C3 satisfy formula (1), 14 and 14
Let the parallel capacitance of a be 04, C4=n-C1 (n is a positive constant), and the series capacitance along the lever and path A is +C1.
, the series capacitance along path B is given by:

次に第１図及び第３図において、サージ電流が重分分離
濾波器２ａを通じて増幅器３の高周波回路に流れ込む経
路を考える。Next, in FIGS. 1 and 3, consider the path through which the surge current flows into the high frequency circuit of the amplifier 3 through the multiple separation filter 2a.

第６図においてサージ電流は電力分離波器２の直流出力
端子４に現れ、増幅器３の電源回路を通過し、電力分離
濾波器２ａの直流出力端子４ａに達し、一つは経路りに
より、一つは経路Ｅにより増幅器３の高周波回路に流れ
込む。In FIG. 6, the surge current appears at the DC output terminal 4 of the power splitter 2, passes through the power supply circuit of the amplifier 3, and reaches the DC output terminal 4a of the power splitter filter 2a. One flows into the high frequency circuit of amplifier 3 via path E.

経路りに沿う直列静電容量は＋０１であり、経路Ｅに沿
う直列静電容量はやはり（２）式で表わされる。The series capacitance along the path is +01, and the series capacitance along the path E is also expressed by equation (2).

経路Ａおよび経路りに沿う直列静電容量は、（１）式が
満たされている限り一定であり、パラメータｍの値に関
係しない。The path A and the series capacitance along the path are constant as long as equation (1) is satisfied and are not related to the value of the parameter m.

しかし経路Ｂおよび経路Ｅに沿う直列静電容量はｍおよ
びｎに依存するため、これらの値を（１）式を満足させ
つつ変化させてやることにより、直列静電容量を減少さ
せることができる。However, since the series capacitance along paths B and E depends on m and n, the series capacitance can be reduced by changing these values while satisfying equation (1). .

ｎをパラメータとし、ｍの変化に対する（２）式の値を
第７図に示す。FIG. 7 shows the values of equation (2) with respect to changes in m, where n is a parameter.

（２）式の値はパラメータｎに対する依存性の方が大き
いが、ｎの値は回り込み漏話減衰量の実現特性及び部品
の信頼性設計耐電圧設計の点から決定されるものであり
、通常後者の観点からｎ−２とし、さらに等分して１４
（１４ａ）と９（９ａ）を同一容量としている。The value of equation (2) has a greater dependence on the parameter n, but the value of n is determined from the viewpoint of the realization characteristics of the wraparound crosstalk attenuation, the reliability design of the components, and the withstand voltage design, and the latter is usually the latter. From the point of view, it is set as n-2, and further divided into 14
(14a) and 9 (9a) have the same capacity.

ｎ−２の場合を例にとると、（２）式はｍ＝＝１のとき
Ｃ１であり、ｍが小さい範囲で（２）式の値は急速に減
少し、ｍが大きくなるに従い０．６７ｘＣ１に漸近する
。Taking the case of n-2 as an example, equation (2) is C1 when m==1, and the value of equation (2) decreases rapidly in the range where m is small, and as m becomes larger, it becomes 0. Asymptotic to 67xC1.

回り込み漏話減衰量を十分に確保するためにｎを大きく
した場合にはｍの増大による（２）式の減少はさらに顕
著となる。When n is increased in order to ensure a sufficient amount of wraparound crosstalk attenuation, the decrease in equation (2) due to the increase in m becomes even more remarkable.

以上説明したように本考案によると増幅器の入・出力回
路を含む回路の時定数を小さくすることができ、その結
果増幅器に流入するサージ電流の持続時間を短縮するこ
とが可能となり、増幅器に対する電力分離濾波器のサー
ジ防護効果を著しく増大させることができるよ 第８図は伝送帯域が４〜３６ ＭＨｚである方式用の電
力分離濾波器（ｎ＝２である）に、電圧波高値１ｋｖ、
規約波頭長ｌμｓｅｃ、規約波尾長４０ ｐ ｓｅｃ
（Ｉ Ｘ４０μｓｅｃ波形と称する）のサージ電圧を印
加し、ｍの値を変化して実測した増幅器流入電流の例で
ある。As explained above, according to the present invention, it is possible to reduce the time constant of the circuit including the input/output circuit of the amplifier, and as a result, it is possible to shorten the duration of the surge current flowing into the amplifier. The surge protection effect of the separation filter can be significantly increased. Figure 8 shows a power separation filter (n = 2) for a system with a transmission band of 4 to 36 MHz, with a voltage peak value of 1 kV,
Conventional wavefront length lμsec, convention wavetail length 40 psec
This is an example of an amplifier inflow current measured by applying a surge voltage (referred to as I x 40 μsec waveform) and changing the value of m.

（ａ）図はｍ ＝ １、（ｂ）図はｍ＝３．８、（Ｃ）
図はｍ＝１３．３、（ｄ）図はｍ＝２６、（ｅ）図はｍ
＝５１．（ｆ）図はｍ ＝ ２３７の場合を示す。(a) Figure m = 1, (b) Figure m = 3.8, (C)
The figure shows m=13.3, (d) figure m=26, (e) figure m
=51. (f) The figure shows the case of m = 237.

ｍの増大によりサージ電流の接続時間が減少することが
明らかである。It is clear that increasing m reduces the connection time of the surge current.

ｍ＝５１．ｍ＝２３７におけるサージ波形には殆んど変
化はなく、ｍは必要以上に大きくすることは無意味であ
る。m=51. There is almost no change in the surge waveform when m=237, and it is meaningless to make m larger than necessary.

実用的にはｍの値をより小さくすることが可能であり、
ｍ＝１３．３ではすてにｍ２３７の波形と類似しており
、ｍの変動に対してサージ電流の変動が飽和し始めてい
ると考えられる。Practically, it is possible to make the value of m smaller,
At m=13.3, the waveform is already similar to that of m237, and it is considered that the fluctuation of the surge current is beginning to saturate with respect to the fluctuation of m.

ｍを増大させることによりＣ３の容量は増加するため、
ｍ＝１の場合と同一耐圧、同一信頼性を与えるためには
必然的に形状が大型化するので、この形状もｍを決定す
る要因の一つになってくる。Since the capacity of C3 increases by increasing m,
In order to provide the same breakdown voltage and reliability as in the case where m=1, the size will inevitably become larger, so this shape is also one of the factors that determines m.

電圧波高値を増加した場合、印加波形を１０×２００μ
Ｓｅｃ波形とした場合も同様な効果を確認している。When increasing the voltage peak value, the applied waveform is changed to 10×200μ
A similar effect was confirmed when using a Sec waveform.

第９図は同様に伝送帯域が４〜３６ ＭＨｚである方式
用の電力分離濾波器（ｎ＝２）の動作減衰量、不整合減
衰量特性をｍを変化して測定した例である。FIG. 9 similarly shows an example in which the operating attenuation and mismatch attenuation characteristics of a power separation filter (n=2) for a system with a transmission band of 4 to 36 MHz were measured by varying m.

（ａ）図はｍ ＝ １、（ｂ）図はｍ＝３．８、（Ｃ）
図はｍ１３．３、（ｄ）図はｍ−２６、（ｅ）図はｍ＝
５Ｌ（ｆ）図はｍ＝２３７の場合を示す。(a) Figure m = 1, (b) Figure m = 3.8, (C)
The figure is m13.3, (d) figure is m-26, (e) figure is m=
Figure 5L(f) shows the case where m=237.

ｍの変化による特性変動は無視することができる。Characteristic variations due to changes in m can be ignored.

以上説明したように、本考案によればコンデ゛ンサの静
電容量の配分を変更するのみで、高周波特性に変動をも
たらすことなく増幅器に流入するサージ電流の持続時間
を著しく減少することができ、増幅器のサージ防護に絶
大な利点がある。As explained above, according to the present invention, by simply changing the capacitance distribution of the capacitor, it is possible to significantly reduce the duration of the surge current flowing into the amplifier without causing fluctuations in the high frequency characteristics. , has great advantages in surge protection for amplifiers.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は中継器の構成図、第２図、第３図は電力分離濾
波器、第４図は３次のバターワース形高域濾波器、第５
図は第２コンデンサ、第３コンデンサの説明図、第６図
はサージ電流の流入経路を示す図、第７図は経路Ｂに沿
う直列静電容量の計算値、第８図（ａ）乃至（ｆ）はｍ
を変えた場合のサージ電流の増幅器入力への実測結果の
一例、第９図ａ乃至（ｆ）はｍを設けた場合の電力分離
濾波器の動作減衰量、不整合減量特性実測結果の一例で
ある。 １．１ａ・・・・・・同軸ケーブル、２，２ａ・・・・
・・電力分離濾波器、３・・・・・・増幅器、４，４ａ
・・・・・・直流出力端子、５゜６・・・・・・増幅器
電源端子、７・・・・・・内部アース系、８・・・・・
・外部アース系、９，９ ａ 、１０，１０ ａ 、１
１．１１ ａ −コンデンサ、１２，１２ ａ・・・・
・・直流側路用コイル、１３，１３ ａ・・・・・・入
出力の結合を減するためのトランス、１３ｐ、１３ｒ・
・・・・・トランス１３の入力端子、１３ ｑ、１３
Ｓ・・・・・・トランス１３の出力端子、１３ａｓ、１
３ａｒ・・・・・・トランス１３ ａの入力端子、１３
ａｑ、１３ａＳ・・・・・・トランス１３ａの出力端子
、１４，１４ ａ・・・・・・コンテ゛ンサ、１５ １５ ａ・・・・・・高周波信号阻止用コイル、１６゜
１６ ａ・・・・・・入力端子、１７，１７ ａ・・・
・・・高周波信号端子。Figure 1 is a block diagram of the repeater, Figures 2 and 3 are power separation filters, Figure 4 is a third-order Butterworth high-pass filter, and Figure 5 is a 3rd-order Butterworth high-pass filter.
The figure is an explanatory diagram of the second and third capacitors, Figure 6 is a diagram showing the surge current inflow route, Figure 7 is the calculated value of the series capacitance along route B, and Figures 8 (a) to ( f) is m
Figures 9a to 9(f) are examples of the actual measurement results of the surge current to the amplifier input when changing . be. 1.1a...Coaxial cable, 2,2a...
...Power separation filter, 3...Amplifier, 4, 4a
...DC output terminal, 5゜6...Amplifier power supply terminal, 7...Internal ground system, 8...
・External earth system, 9, 9 a, 10, 10 a, 1
1.11 a - capacitor, 12,12 a...
・・DC side path coil, 13, 13a...Transformer for reducing input/output coupling, 13p, 13r・
...Input terminal of transformer 13, 13 q, 13
S... Output terminal of transformer 13, 13as, 1
3ar... Input terminal of transformer 13 a, 13
aq, 13aS... Output terminal of transformer 13a, 14, 14 a... Condenser, 15 15 a... High frequency signal blocking coil, 16° 16 a... ...Input terminal, 17, 17a...
...High frequency signal terminal.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] 入力端子は第２コンテ゛ンサを介してトランスの第１入
力端子に接続され、該トランスの第１出力端子は高周波
出力端子に接続され、外部アース系は直列接続された第
１及び第３コンデンサを介してトランスの第２入力端子
に接続され、該トランスの第２出力端子は内部アース系
に接続され、第４コンデンサは内部アース系と外部アー
ス系との間に接続されると共に、入力端子と第１、第３
コンデンサとの接続点間には直流側路用コイルが挿入さ
れ、かつ第１及び第３コンデンサとの接続点は高周波信
号阻止用コイルを介して直流出力端子に接続されている
電力分離濾波器において、前記の第２コンデンサの静電
容量を、第３コンデンサの静電容量より小さくシ、かつ
両者の直列静電容量を第１コンデンサの静電容量と同一
とすることを特徴とする電力分離濾波器。The input terminal is connected to the first input terminal of the transformer via the second capacitor, the first output terminal of the transformer is connected to the high frequency output terminal, and the external ground system is connected via the first and third capacitors connected in series. A fourth capacitor is connected between the internal ground system and the external ground system, and a fourth capacitor is connected between the input terminal and the second input terminal of the transformer. 1. 3rd
In a power separation filter, a DC bypass coil is inserted between the connection points with the capacitor, and the connection points with the first and third capacitors are connected to the DC output terminal via a high frequency signal blocking coil. , a power separation filter characterized in that the capacitance of the second capacitor is smaller than the capacitance of the third capacitor, and the series capacitance of both capacitors is the same as the capacitance of the first capacitor. vessel.