JPS59117485A - Ac servo system - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To shorten the actual calculating time and to perform a high speed response by employing a data table. CONSTITUTION:A current data table 31 for obtaining the component of the amplitude of a current, a sinusoidal wave data tabel 60 for obtaining a current frequency component and a phase difference data table 33 are provided, and a deviation EV between the analog amount AV of a digital servo command and a speed signal VS is converted to a digital amount DEV. The current value of the table 31 and the phase difference delay command value of the table 33 are read out with this value, the deviation EV is magnified by a coefficient, added to a speed signal VS to obtain a frequency command from an addition signal VSt, and the data table 60 is read out with the frequency command, the digital servo command and the phase delay command.

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、交流モータを使用した交流サーボシステム
のモータ電流指令の演算について、データテーブルを用
いることによって実際の演算時間を短か（すると共に、
高速応答を要求されるサーボ指令に対しても安定的に動
作するようにしたシステムに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention reduces the actual calculation time by using a data table for calculating a motor current command for an AC servo system using an AC motor.
This invention relates to a system that operates stably even in response to servo commands that require high-speed response.

従来、工作機械等におけるサーボ系は、制御性の点から
直流サーボ系となっていた。これは、交流モータ、特に
訪導モータは整流子やブラシなどの機械的接触部分がな
（、保守か簡単で堅牢、しかも安価というメリットがあ
るにもかかわらず、制御性が悪いために精密で高速応答
を要求される可変速制御には不向きであるという理由に
基（。Conventionally, servo systems in machine tools and the like have been DC servo systems from the viewpoint of controllability. This is because AC motors, especially contact motors, do not have mechanical contact parts such as commutators or brushes, and although they have the advantage of being easy to maintain, robust, and inexpensive, they are not precise due to poor controllability. This is based on the reason that it is not suitable for variable speed control that requires high-speed response (.

しかるに、近年ベクトル制御などの高度な演算を駆使し
て、堅牢で安価な交流モータを高精度で高速応答性のあ
る可変速制御する方法が扶案されている。第１図はかか
る交流（以下、単にＡＣとする）サーボ系の一例を示す
ものであり、演算処理装置としてのコンピュータ（マイ
クロプロセッサ；以下、卸にＣＰＵとする）１で演算さ
れたディジタルサーボ指令ＳＶを１）Ａ変挨器２でアナ
ログ指令ＡＶに変換した後、サンプル・ホールド回路３
及び４に入力し、所定のタイミングｔ□、ｔ２でサンプ
リングしホールドするようになっている。しかして、サ
ンプル・ホールド回路３０ホールド出力Ｈ１と誘導モー
タＩＭのＲ相電流■Ｒとの偏差が増幅器５で増幅され、
その出力Ｍｌ（、がＰＷＭ（Ｐｕ１ｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）の増幅器６を介して誘導モー
タＩＭの１（、相入力となっている。同様に、サンプル
・ホールド回路４０ホールド出力Ｈ２と誘導モータＩＭ
のＴ＠電流工Ｔとの偏差が増幅器７で増幅され、その出
力可？が陶の増幅器８を介して誘導モータＩＭのＴ相入
力となっている。However, in recent years, a method has been proposed that makes full use of advanced calculations such as vector control to control a robust and inexpensive AC motor with variable speed with high precision and high speed response. FIG. 1 shows an example of such an alternating current (hereinafter simply referred to as AC) servo system, in which digital servo commands are calculated by a computer (microprocessor; hereinafter referred to as CPU) 1 as an arithmetic processing unit. 1) After converting SV into analog command AV with A converter 2, sample/hold circuit 3
and 4, and are sampled and held at predetermined timings t□ and t2. Therefore, the deviation between the hold output H1 of the sample-and-hold circuit 30 and the R-phase current ■R of the induction motor IM is amplified by the amplifier 5,
Its output Ml(, is PWM(Pulse Width
1 (, phase input of the induction motor IM) through the amplifier 6 of the modulation module.Similarly, the sample-and-hold circuit 40 hold output H2 and the induction motor IM
The deviation from T@current engineer T is amplified by amplifier 7, and its output is possible? is the T-phase input of the induction motor IM via the ceramic amplifier 8.

そして、Ｒ相の電流ＭＢ及びＴ相の電流ＭＴを減算して
Ｓ相の電流ＭＳを求め、これを増幅器９及び１０で増幅
して誘導モータＩＭのＳ相入力としている。また、誘導
モータＩＭの回転軸の反負荷側にはエンコーダＳＥが結
合され、その出力パルスＰＴが可逆カウンタ（アップダ
ウンカウンタ）１１に入力されるようになっている。な
お、電流■Ｒ及びＩＴはそれぞれ変流器等の電流検ＩＰ
器１２及び１３によって得られ、かかる電流フィードバ
ックによってサーボ系の安定性を得ている。Then, the R-phase current MB and the T-phase current MT are subtracted to obtain the S-phase current MS, which is amplified by amplifiers 9 and 10 and used as the S-phase input to the induction motor IM. Further, an encoder SE is coupled to the opposite-load side of the rotating shaft of the induction motor IM, and its output pulse PT is input to a reversible counter (up-down counter) 11. In addition, the current ■R and IT are the current detection IP of a current transformer, etc.
12 and 13, and the stability of the servo system is obtained by such current feedback.

このような構成におし・て、エンコーダＳＥからの出力
パルスｌ）Ｔを可逆カウンタ１１で計数することにより
、回転軸の位置及び速度を求めることができる。そして
、これらデータをＣＰＵ　１に入力すると共に、プログ
ラム等で別途指示される指令値に基いて誘導モータＩＭ
に対する位置指令、速度・指令及び電流指令を演算し、
この結果をサーボ指令８Ｖとして出力する。かかるサー
ボ指令Ｓ■がＤＡ変換器２でアナログ指令ＡＶとされ、
サンプル・ホールド回路３及び４でサンブリジグされた
後にＲ−８−Ｔ相の電流制御を行ない、誘導モータＩＭ
を可変速制御するようになっている。With such a configuration, by counting the output pulses l)T from the encoder SE with the reversible counter 11, the position and speed of the rotating shaft can be determined. Then, these data are input to the CPU 1, and the induction motor IM is controlled based on command values separately instructed by a program, etc.
Calculate the position command, speed/command, and current command for
This result is output as a servo command of 8V. This servo command S is converted into an analog command AV by the DA converter 2,
After sampling and holding circuits 3 and 4 perform current control of the R-8-T phase, the induction motor IM
is designed to be controlled at variable speed.

コノように、従来のＡＣサーボ系では速度ループに対し
てもサンプリング制御を行なって（・るため、外乱トル
ク特性、特にインパルス的な外乱に対して特性か悪く、
高速応答を要求されるサーボ系のゲインにも影響を与え
、制御系全体の安定性が十分でないといった欠点がある
。また、ＣＰＵ　１によって誘導モータＩＭに対する位
置指令、速度指令及び電流指令を演算しているので、そ
の演算に対する要処理時間が問題となり、高価な高速演
算のＣＰＵを使用しなければならない。しかして、１台
のＣＰ’Ｕで多数軸に対する上記演ｑ：を行なう場合、
高速演算のＣＰＵを用いてもオーバロードとなってしま
い、結局ＣＰＵを増やすか制御軸数を減らすかしなけれ
ばならないといった問題を生じる。As you can see, in conventional AC servo systems, sampling control is also performed on the speed loop. Therefore, the disturbance torque characteristics, especially the characteristics against impulse disturbances, are
This has the disadvantage that it also affects the gain of the servo system, which requires high-speed response, and the stability of the entire control system is insufficient. Furthermore, since the CPU 1 calculates the position command, speed command, and current command for the induction motor IM, the processing time required for these calculations becomes a problem, and an expensive high-speed calculation CPU must be used. Therefore, when performing the above operation q for multiple axes with one CPU'U,
Even if a high-speed calculation CPU is used, it will be overloaded, resulting in a problem that the number of CPUs must be increased or the number of control axes must be decreased.

よって、この発明の目的は、交流モータに対するモータ
電流指令の演算について、必要とするデータを予めテー
ブルとして記憶させてお（ことにより、実際の演算時間
を短かくすると共に、高速応答を要求されるサーボ指令
に対しても安定的に応答する交流サーボシステムを提供
することＫある。Therefore, it is an object of the present invention to store necessary data in advance as a table for calculation of a motor current command for an AC motor (thereby shortening the actual calculation time and solving problems that require high-speed response). It is an object of the present invention to provide an AC servo system that responds stably to servo commands.

以下にこの発明を説明する。This invention will be explained below.

この発明は、交流モータ忙結合されたフィードバック要
素から位置及び速度データを求め、これらデータを演算
処理装置に入力してディジタルサーボ指令を演算すると
共に、このディジタルサーボ指令及びフィードバック要
素からの速度信号で電流大きさ成分及び電流周波数成分
を演算し、電流大きさ成分及び電流周波数成分を乗算す
ることによってモータ電流指令を得、これによって交流
モータを可変速制御する交流サーボシステムに関するも
ので、電流の大きさ成分を求めるための電流データテー
ブルと、電流周波数成分を求めるための正弦波データテ
ーブル及び位相差データテーブルとを設け、ディジタル
サーボ指令のアナログ量と速度信号との偏差をディジタ
ル量に変換し、このテイジタル偏差量で電流データテー
ブルの電流値及び位相差データテーブルの位相遅れ指令
値を読出すと共に、備差を係数倍して速度信号との加算
を行なった加算信号から周波数指令を得、この周波数指
令とディジタルサーボ指令及び位相遅れ指令とで正弦波
データテーブルを読出すようにし、演算処理装置におけ
る演算要処理時間を短かくすると共に、高速応答を要求
されるサーボ指令に対しても安定的に動作するようにし
たものである。This invention obtains position and speed data from a feedback element connected to an AC motor, inputs these data to an arithmetic processing unit to calculate a digital servo command, and uses the digital servo command and a speed signal from the feedback element to calculate a digital servo command. This relates to an AC servo system that calculates a current magnitude component and a current frequency component, obtains a motor current command by multiplying the current magnitude component and current frequency component, and thereby controls an AC motor at variable speed. A current data table for determining the current frequency component, a sine wave data table and a phase difference data table for determining the current frequency component are provided, and the deviation between the analog quantity of the digital servo command and the speed signal is converted into a digital quantity, The current value in the current data table and the phase delay command value in the phase difference data table are read out using this digital deviation amount, and the frequency command is obtained from the addition signal obtained by multiplying the difference by a coefficient and adding it to the speed signal. The sine wave data table is read out using frequency commands, digital servo commands, and phase delay commands, which shortens the processing time required for calculations in the arithmetic processing unit, and also provides stability for servo commands that require high-speed response. It is designed to operate as follows.

すなわち、第２図はこの発明の一突施例を第】図に対応
させて示１−ものであり、ＣＰＵ　１からのディジタル
サーボ指令Ｓ■をアナログサーボ指令ＡＶに変換するＬ
）Ａ変換器２と；誘導モータＩＩφの回転軸の反負荷側
に結合されたフィードバック要素としてのタコジェネレ
ータ（以下、クコジェネとイる）２０からの速度信号Ｖ
Ｓと、アナログサーボ指令ＡＶとの速度偏差ＥＶを増幅
器２１を介してディジタル量ＤＥＶに変換するＡＤ変換
器２２と；このＡｌ）変換器２２からのディジクル量］
）ＥＶに対応して、電流データテーブル３１から電流ピ
ーク指令値ＩＭＸを読出して出力する電流データ出力装
置３０Ａと：この電流データ出力装置３０Ａからの電流
ピーク指令値１１１Ａをアナログ量ＡＩＭに変換するＤ
Ａ変換器久と；このＤＡ変換器乙からのアナログ′電流
ピーク指令値ＡＴｈ４と、電流検出器１２　、１４　。That is, FIG. 2 shows a one-shot embodiment of the present invention corresponding to FIG.
) A converter 2; a speed signal V from a tacho generator (hereinafter referred to as a tacho generator) 20 as a feedback element coupled to the opposite-load side of the rotating shaft of the induction motor IIφ
An AD converter 22 that converts the speed deviation EV between S and the analog servo command AV into a digital amount DEV via the amplifier 21;
) A current data output device 30A that reads and outputs the current peak command value IMX from the current data table 31 in accordance with EV; and D that converts the current peak command value 111A from this current data output device 30A into an analog quantity AIM.
Converter A; analog current peak command value ATh4 from this DA converter B, and current detectors 12 and 14.

１３で検出された各相電流ＩＲ２■ｓ、■Ｔを整流回路
４０で全波整流して平均化したフィードバック電流平均
値Ｓ１との電流偏差ＩＥを、増幅器鋳を介してディジタ
ル量ＤＩＥに変換するＡＤ変換器部と；速度偏差ＥＶの
係数器２６による係数倍信号Ｉ＜ＥＶ及び速度信号ＶＳ
の和ＶＳＨの絶対値を求める絶対値化回路間と；この絶
対値化回路５０の絶対値出力電圧ＡＶＳを周波数指令）
覗に変換する電圧−周波数変換器５Ｊと；ＡＤ変換器η
からのディジタル量ＤＥＶに対応して、位相差データテ
ーブル３３から位相遅れ指令（Ｎ　ＰＤＬを読出して出
力する位相遅れデータ出力装＄　３０　Ｂと：この位相
遅れデータ出力装置３０Ｂからの位相遅れ指令値ＰＤＬ
と、電圧−周波数変換器５１からの周波数指令Ｆ凰賭、
ＣＰＵ　１からのディジタルサーボ指令Ｓ■とによって
周波数成分を示す正弦波信号Ｃ８を形成する正弦波形成
回路６０と；この正弦波形成回路６０からの正弦波信号
Ｃ８とＡ、Ｄ変換器筒からのディジタル偏差量１）ＩＥ
とを乗算する乗１マ器７０と；この北゛算器７０の出力
ＭＤからアナログのモータ電流指令ＭＩを求めるＤＡ−
変換器２７と；フィードバック要素としてのレゾルバ２
８の邑力比Ｓから位置及び速度データＰＶを求めてＣＰ
ｔＪ　Ｉ　Ｋ人力寸ろフィートノシック装＊　８０とを
設け、ＣＰＵ　１の演算要処理時間を炉かくづ−ろと共
に、高速応答を１次求さ」１ろサーボ１１′ｉ令に対し
ても安定に動作するようにしたものである。The current deviation IE from the feedback current average value S1 obtained by full-wave rectification of each phase current IR2■s, ■T detected in step 13 in the rectifier circuit 40 is converted into a digital quantity DIE via an amplifier. AD converter section; coefficient multiplied signal I<EV by coefficient multiplier 26 of speed deviation EV and speed signal VS
between the absolute value converting circuit that calculates the absolute value of the sum VSH; and the absolute value output voltage AVS of this absolute value converting circuit 50 as a frequency command)
Voltage-to-frequency converter 5J for converting voltage to voltage; AD converter η
A phase delay data output device that reads and outputs the phase delay command (N PDL) from the phase difference data table 33 in response to the digital quantity DEV from the phase difference data table 33. PDL
and a frequency command from the voltage-frequency converter 51,
A sine wave forming circuit 60 that forms a sine wave signal C8 indicating a frequency component according to a digital servo command S from the CPU 1; Digital deviation amount 1) IE
a multiplier 70 that multiplies the multiplier 70;
converter 27; resolver 2 as a feedback element
Find the position and speed data PV from the power ratio S of 8 and calculate CP
tJIK manual control system * 80 is installed to reduce the calculation processing time of CPU 1, as well as to achieve high-speed response. It is designed to operate stably.

しかして、モータ電流指令へ１１はタイミングイご号Ｃ
Ａ３及びＣ８４によってサンプリングされるサンプル・
ホールド回路３及び４に与えられ、第１図と同様な方法
で３相Ｊ（、−８−’ｌ”の誘導モータ１Ｍを駆動する
。そして、電流データ出力装置３０Ａ（及び位相遅れデ
ータ出力装置３０Ｂ）は第３図に示すように、Ｐ　−肋
Ｍ　（Ｐｒｏｇｒａｒｒｒｎａｂｌｅ　ＲｅａｄＯｎｌ
ｙ　Ｍｅｍｏｒｙ　）等で成る電流データテーブル３１
（位相遅れデータテーブル３３）と、データを読出すた
めの読出制御回路３２　（３４）とで構成されており、
読出制御回路３２　（３４）はクロックツくルスＣＰを
計数寸ろリングカウンタ３２１と、このリングカウンタ
３２１の計数出力ＣＮに基いて読出信号Ａｓ及び１（、
Ｕを出力するデコーダ３２２及び３２３と、ランチ回路
３２４及び３２５とで構成されている。なお、読出信号
Ａ８及び）ｔＩＪの出力タイミングは第４図（Ａ）及び
（Ｂ）のようになっており、ラッチ回路３２４からのア
ドレスデータＡＪ）Ｄに対応して電流データテーブル３
１（位相差データテーブル３３）から予め記憶されてい
る電流ピーク指令値ＩＭＸ　（位相遅れ指令値ＰＤＬ　
）が読出されるようになって（・る。Therefore, 11 is the timing number C for the motor current command.
Samples sampled by A3 and C84
It is applied to the hold circuits 3 and 4, and drives a 3-phase J(, -8-'l'' induction motor 1M) in the same manner as shown in FIG. 30B), as shown in FIG.
Current data table 31 consisting of
(phase delay data table 33) and a read control circuit 32 (34) for reading data.
The read control circuit 32 (34) uses a ring counter 321 for counting the clock pulse CP, and based on the count output CN of the ring counter 321, reads out signals As and 1 (,
It is composed of decoders 322 and 323 that output U, and launch circuits 324 and 325. Note that the output timings of the read signals A8 and )tIJ are as shown in FIGS. 4A and 4B, and the current data table 3 is
Current peak command value IMX (phase delay command value PDL) stored in advance from 1 (phase difference data table 33)
) is now read (・ru.

ここで、電流データテーブル３］及び位相差データテー
ブル３３のテーブル内容について曲明すると、誘導モー
タの励磁成分を１０．トルク成分をＩＴＱとした場合、
３相の実電流Ｉａ　、　Ｉｂ　、　Ｉｃはベクトル制御
理論より となる。しかして、この発明の制御方式では励磁成分Ｉ
ｏは一定であり、励磁成分■０及びトルク成分ＩＴＱよ
り各相電流Ｉａ　、　Ｉｂ　、　ｌｃの振幅値■３を求
める算出プロセスと、位相ψの算出プロセスとを別々に
実行するようにし、位相差は後述の方法で設定する。よ
って、ここでは既知の励磁成分■０　からトルク成分Ｉ
ＴＱを基に振幅値１３　を予め算出しておき、これらデ
ータをテーブル化して各時点において振幅値■３　を算
出したのと等価７１機能を持たせるようにしている。か
く［、て、電流データテーブル３１１１ま ・・・・・・・・・・−・　（４） なる関係でデータをテーブルとして予め記憶しておけば
良い。具体例として、Ｉｏ　＝　３．６（Ａ：）　。Here, if we elaborate on the contents of the current data table 3] and the phase difference data table 33, we can say that the excitation component of the induction motor is 10. When the torque component is ITQ,
The actual three-phase currents Ia, Ib, and Ic are based on vector control theory. However, in the control method of this invention, the excitation component I
o is constant, and the calculation process for obtaining the amplitude value ■3 of each phase current Ia, Ib, lc from the excitation component ■0 and torque component ITQ and the calculation process for the phase ψ are executed separately, and the phase difference is set using the method described below. Therefore, here, from the known excitation component ■0 to the torque component I
An amplitude value 13 is calculated in advance based on TQ, and these data are made into a table to provide an equivalent 71 function to calculating the amplitude value 3 at each point in time. Thus, the current data table 3111... (4) With the following relationship, the data may be stored in advance as a table. As a specific example, Io = 3.6 (A:).

■ＴＱ　ｍａｘ　＝”　８［Ａ）　　を１６ビツトデー
タで’　２０４８　′′の分解能とした場合のデータ例
を表１に示す。Table 1 shows an example of data when TQ max = "8 [A)" is 16-bit data with a resolution of '2048''.

また、上記（１）は には有効である。そして、電気的過渡応答は機械的過渡
応答に比べて十分に速いので、モータの制御という面か
ら考えれば、一般的に電気的には定応答を要求されるサ
ーボ系では、上記位相遅れを無視することは制御系全体
の系のゲイン等に影響を与え、場合によっては系全体の
性質にも影響を力え、制御系の設計時のトラブルの要因
とも′ｔＩＣ，る。Moreover, the above (1) is effective. Since the electrical transient response is sufficiently faster than the mechanical transient response, from the standpoint of motor control, the above phase delay can be ignored in servo systems that generally require a constant electrical response. This will affect the system gain of the entire control system, and in some cases may also affect the properties of the entire system, and may be a cause of trouble when designing the control system.

このため、この発明では位相差データテーブル３３に位
相遅れ指令値ＰＤＬを予め記憶しておき、ＡＩ）変換器
２２からのディジタル量１）ＥＶをアドレスデータＡＤ
Ｉ）として読出すようにしている。ここで、位相差デー
タテーブル３３の内容例を示すと、次の表２のようにな
っている。Therefore, in this invention, the phase delay command value PDL is stored in the phase difference data table 33 in advance, and the digital quantity 1) EV from the AI) converter 22 is converted into the address data AD.
I). Here, an example of the contents of the phase difference data table 33 is as shown in Table 2 below.

さらに、整流回路４０は第５図に示す如（、Ｒ相の検出
電流■Ｒを全波整流する整流ユニット４１と、Ｓ相の検
出電流１ｓを全波整流する整流ユニット４２と、Ｔ相の
検出電流工Ｔを全波整流する整流ユニット４３と、これ
ら整流ユニット４１〜４３の出力ＲＦ１〜ＲＦ３を入力
抵抗Ｒ１〜Ｒ３及びフィードバック抵抗Ｒｆ　を介して
加算増幅する演算増幅器４４とで構成されており、演算
増幅器４４の入Ｗ１力間には高調波ノイズ成分を除去し
平均化するためのフィルタ４５が接続されている。しか
して、整流ユニット４１〜４３は同一構成であるので整
流ユニット４１について概略説明すると、整流ユニット
４１は正入力端子をそれぞれ抵抗Ｒ４１１、Ｒ４１２を
介して接地された演算増幅器４１１及び４１２を有し、
検出電流稲、が抵抗Ｒ４１３を経て演算増幅器４１１の
負入力端子に入力されると共に、抵抗Ｒ４１７を経て演
算増幅器４１２の負入力端子に入力されろようになって
いる。そして、演算増幅器４１１の入出力間にはダイオ
ードＤ４１１を介して抵抗Ｒ４１４及びコンデンサＣ４
１３が接続さねており、演算増幅器４１２０入出力間に
は抵抗Ｒ４１６及びコンデンサＣ４１４が接続され、演
算増幅器４１１の出力が抵抗Ｒ４１５を経て演算増幅器
４１２の負入力端子に入力されるようになっている。ま
た、フィルタ４５はコンデンサＣ４５１及び抵抗Ｒ４５
１の直列回路と、これ妃並列接続されたコンデンサＣ４
５２とで成っている。Furthermore, the rectifier circuit 40 is configured as shown in FIG. It is composed of a rectifier unit 43 that performs full-wave rectification of the detected current T, and an operational amplifier 44 that adds and amplifies the outputs RF1 to RF3 of these rectifier units 41 to 43 via input resistors R1 to R3 and feedback resistor Rf. A filter 45 for removing and averaging harmonic noise components is connected between the input W1 of the operational amplifier 44.Since the rectifier units 41 to 43 have the same configuration, the rectifier unit 41 will be briefly described below. To explain, the rectifier unit 41 includes operational amplifiers 411 and 412 whose positive input terminals are grounded via resistors R411 and R412, respectively.
The detection current is input to the negative input terminal of the operational amplifier 411 via the resistor R413, and is also input to the negative input terminal of the operational amplifier 412 via the resistor R417. A resistor R414 and a capacitor C4 are connected between the input and output of the operational amplifier 411 via a diode D411.
13 is connected, and a resistor R416 and a capacitor C414 are connected between the input and output of the operational amplifier 4120, so that the output of the operational amplifier 411 is input to the negative input terminal of the operational amplifier 412 via the resistor R415. There is. In addition, the filter 45 includes a capacitor C451 and a resistor R45.
1 series circuit and a capacitor C4 connected in parallel.
It consists of 52.

ここにおいて、検出電流１１．、〜トｒはであり、その
理想的な全波整流出力はそＡ１それ第６図の波形Ｉ〜■
のようになる。しかして、θか（１’　〜６０’での全
波移流出力はｓｉｎ　（θ十６０°）であり、波形■〜
ＩＩＩをそれぞれ１／２として加算１−ろと、 ゛） ＝　Ｋ１−５ｉｎ　（θ＋６０°）　　　　　　−・・
−・＝−（７）となり、第６図の波形■が全波整流出力
ＳＩとなる。かくして得られる整流回路４０からの電流
平均値ＳＩが、モータ電流指令ＡＩＭに大きさ成分のみ
でフィードバックされるのである。Here, the detection current 11. , ~tor is, and its ideal full-wave rectified output is A1, which is the waveform I~■ in Figure 6.
become that way. Therefore, the full wave transfer output at θ(1' to 60') is sin (θ160°), and the waveform is
Add 1-Rotate by dividing each III by 1/2, ゛) = K1-5in (θ+60°) -...
-.=-(7), and the waveform (2) in FIG. 6 becomes the full-wave rectified output SI. The current average value SI from the rectifier circuit 40 obtained in this way is fed back to the motor current command AIM only as a magnitude component.

次に、絶対値化回路５０の具体例を第７図に示して説明
すると、加算信号ＶＳＢを別途設定された基準値Ｖｒ　
　と比較して２値信号ＢＳを出力するコンパレータ５８
ト、このコンパレータ団からの２値信号ＢＳによってア
ナログスイッチ５２及び５３の接点ａ、ｂを切換制御す
る駆動回路５４と、加算イｇ号ＶＳＢを増幅してアナロ
グスイッチ５２へ入力するバッファ増幅器５５と、アナ
ログスイッチ５２のｂ接点出カケ反転してアナログスイ
ッチ５３に入力する反転回路５６とで構成されている。Next, a specific example of the absolute value conversion circuit 50 will be explained with reference to FIG. 7. The addition signal VSB is converted to a separately set reference value Vr.
A comparator 58 that outputs a binary signal BS by comparing
G, a drive circuit 54 that controls switching of the contacts a and b of the analog switches 52 and 53 using the binary signal BS from the comparator group, and a buffer amplifier 55 that amplifies the addition signal VSB and inputs it to the analog switch 52. , and an inverting circuit 56 that inverts the B contact output of the analog switch 52 and inputs the inverted signal to the analog switch 53.

しかして、加算信号ＶＳＥが第８図（５）に示す如く極
性で入力されると、その正部分ではコンパレータ沼の２
値信号ＢＳがたとえば［ＨＪレベルとなって、駆動回路
ヌを介してアナログスイッチ５２及び５３がそれぞれ接
点ａ側になるので、加算信号■ＳＥがそのまま絶対値出
力電圧ＡＶＳとなる（第８図（Ｂ）のＩ）。また、加算
信号ＶＳＨの負部分ではコンパレータ昭の２値信号１３
８がたとえば「Ｌ」１ノベルとなり、アナログスイッチ
５２及び５３がそれぞれｂ接点に切換えられるので、加
算信号ＶＳＥは反転回路５６で反転され、これが絶対値
出力電圧ＡＶＳとして出力される（第８図（１９の■）
。かくして、第２図に示すように加算信号ＶＳＥの正負
に対してもその絶対値の出力電圧ＡＶＳを得ることがで
き、この絶対値出力電圧ＡＶＳが霜：圧−周波数変換器
５１に入力されて周波数指令］”ＲＱに変換される。つ
まり、誘導モータＬＭに対して指令すべき速度に対応し
た周波数信号を得ろことができる。Therefore, when the addition signal VSE is input with polarity as shown in FIG.
The value signal BS becomes, for example, the [HJ level, and the analog switches 52 and 53 are brought to the contact a side via the drive circuit N, so the addition signal SE directly becomes the absolute value output voltage AVS (see Fig. 8). B) of I). Also, in the negative part of the addition signal VSH, the binary signal 13 of the comparator
8 becomes, for example, an "L" 1 novel, and the analog switches 52 and 53 are switched to the b contact, so the addition signal VSE is inverted by the inverting circuit 56, and this is output as the absolute value output voltage AVS (see FIG. 8). 19■)
. In this way, as shown in FIG. 2, the output voltage AVS of the absolute value can be obtained for both the positive and negative values of the addition signal VSE, and this absolute value output voltage AVS is input to the frost:pressure-frequency converter 51. Frequency command] is converted into RQ. In other words, it is possible to obtain a frequency signal corresponding to the speed to be commanded to the induction motor LM.

一方、この発明の正弦波形成回路６０及び乗算器７０　
の構成はたとえば第９図及び第１０図のようにｔＣつて
いる。すなわち、ＣＰＵ　１からのディジタルサーボ指
令Ｓ■は正負判別回路６０１に入力され、ソノ正判別信
号１’Ｄがワンショットマルチバイブレータ（以下、単
にワンショットマルチとする）６０２及びＮＡＮ］、）
１　に入力されると共に、負判別信号ＮＤがワンショッ
トマルチ６０３及びＮＡＮＤ２　Ｋ入力される。そして
、ワンショットマルチ６０２及び６０３の出力がそれぞ
れ０１（，１及び０１ｔ２に入力され、ＯＲＩの出力が
フリップフロップ６０４のクロック端子ＣＫに入力され
ろと共に、ＯＲ２の出力が７リツプフロツグ６０５のク
ロック端子ＣＫに入力される。On the other hand, the sine wave forming circuit 60 and multiplier 70 of the present invention
For example, the configuration of tC is as shown in FIGS. 9 and 10. That is, the digital servo command S■ from the CPU 1 is input to the positive/negative discrimination circuit 601, and the positive/negative discrimination signal 1'D is transmitted to the one-shot multivibrator (hereinafter simply referred to as "one-shot multi") 602 and NAN],).
At the same time, the negative discrimination signal ND is input to the one-shot multi 603 and NAND2K. The outputs of the one-shot multis 602 and 603 are input to 01(,1 and 01t2, respectively, the output of ORI is input to the clock terminal CK of the flip-flop 604, and the output of OR2 is input to the clock terminal CK of the flip-flop 605. is input.

また、ＮＡ、ＮＤｌの出力はトグルモードのフリップフ
ロッグ６０４及び６０５の各プリセット端子ＰＳに入力
され、ＮＡＮＤ　２の出力はフリップフロッグ６０４及
び６０５の各クリア端子ＣＬ’Ｒに入力され、フリップ
フロップ６０４の出力は可逆カウンタ６１０のアップ／
ダウン端子Ｕ／Ｄに入力され、フリップフロップ６０５
の出力は可逆カウンタ６１１のアップ／ダウン端子Ｕ／
Ｄに入力されている。しかして、カウンタ６１０は三角
関数のＲ相をディジタル的に形成するものであり、カウ
ンタ６１１はＲ相と１２０゜ずれたＴ相をディジタル的
に形成するもので、カウンタ６１０はイニシャルクリア
信号ＩＣが入力された時に、予めセットされた０６テー
ブル６１２から０°データをプリセットし、カウンタ６
１１はイニシャルクリア信号ＩＣが入力された時に、予
めセットされた１２０’テーブル６１３から１２０°　
データをプリセットするようになっている。そして、カ
ウンタ６１０及び６１１は電圧−周波数変換器５１から
の周波数指令Ｆｌ呪を計数し、カウンタ６１０の計数信
号ＡＮは加算器６５０に入力されると共に、デコーダ６
２０及び６２１　Ｋ入力され、カウンタ６１１の計数信
号ＢＮは加算器６５１に入力されると共に、デコーダ６
２２及び６２３に入力される。加算器６５０及び６５１
には第２図の位相遅れデータ出力装＠３０Ｂから読出さ
れた位相遅れ指令値ＰＤＬが入力され、加算器６５０は
計数信号ＡＮと位相遅れ指令値ＰＤＬとの加算をタイミ
ング信号ＣＡＯによって行ない、加算器６５１は計数信
号ＢＮと位相遅れ指令値ＰＩ）Ｌとの加算をタイミング
信号Ｃ１３０によって行なう。加算器６５０の加算結果
ＡＮＡはバッファ回路６１４に入力され、加算器６５１
の加算結果ＢＮＡはバッファ回路６１５に入力される。Furthermore, the outputs of NA and NDl are input to each preset terminal PS of flip-flops 604 and 605 in toggle mode, and the output of NAND 2 is input to each clear terminal CL'R of flip-flops 604 and 605. The output is the up/down of the reversible counter 610.
Input to down terminal U/D, flip-flop 605
The output of is the up/down terminal U/ of the reversible counter 611.
It is input to D. Therefore, the counter 610 digitally forms the R phase of the trigonometric function, and the counter 611 digitally forms the T phase, which is 120 degrees shifted from the R phase. When input, 0° data is preset from the preset 06 table 612 and the counter 6
11 is 120° from the preset 120' table 613 when the initial clear signal IC is input.
The data is preset. The counters 610 and 611 count the frequency command Fl from the voltage-frequency converter 51, and the count signal AN of the counter 610 is input to the adder 650 and the decoder 6
20 and 621K are input, and the count signal BN of the counter 611 is input to the adder 651, and the count signal BN of the counter 611 is input to the adder 651.
22 and 623. Adders 650 and 651
The phase delay command value PDL read out from the phase delay data output device @30B in FIG. The counter 651 adds the count signal BN and the phase delay command value PI)L using the timing signal C130. The addition result ANA of the adder 650 is input to the buffer circuit 614, and the addition result ANA of the adder 651 is input to the buffer circuit 614.
The addition result BNA is input to the buffer circuit 615.

そして、タイミング信号ＣＡＬ及びＣＢＩによってバッ
ファ回路６１４及び６１５で選択出力された加算結果Ａ
ＮＡ　＆びＩツＮＡは、ラッチ回路６１６で−Ｈラッチ
された後、アドレスデータＡＤＲとしてＰ　−ＲＯＭ等
で構成されたＣＯＳテーブル６１７に入力され、ＣＯＳ
テーブル６１７から読出されたｃｏｓデータＴＤがラッ
チ回路６１８を経て正弦波（余弦波Ｙ信号Ｃ８として出
力される。なお、ラッチ回路６１６はタイミング信号Ｃ
ＡＩ及びＣＢＩにより入力されるＮＯＲ，１によって制
御され、ラッチ回路６１８はその反転信号によってゲー
ト制御されるようになっている。また、デコーダ６２０
の出力はワンショットマルチ６２４を経てＯＲＩに入力
され、デコーダ６２１の出力はワンショットマルチ６２
５を経て０１（，１に入力され、デコーダ６２２及び６
２３の出力はそれぞれフンショットマルチ６２６及び６
２７を経てＯＲ２に入力される。第１０図にお（・て、
乗算器７０は位相遅れ成分を含む正弦波信号Ｃ８とディ
ジタル電流偏差Ｊ）ＩＥとを乗算する乗算ユニット７１
と、ＯＲ３を介してタイミング信号ＣＡ２及びＣＢ２に
よってゲート制御されるバッファ回路７２とで構成され
ている。Then, the addition result A selected and outputted by the buffer circuits 614 and 615 according to the timing signals CAL and CBI.
After NA & I are latched -H by the latch circuit 616, they are input as address data ADR to the COS table 617 composed of P-ROM, etc., and the COS
The cos data TD read from the table 617 is outputted as a sine wave (cosine wave Y signal C8) through the latch circuit 618.
It is controlled by NOR,1 inputted by AI and CBI, and the latch circuit 618 is gated by its inverted signal. In addition, the decoder 620
The output of the decoder 621 is input to the ORI via the one-shot multi 624, and the output of the decoder 621 is input to the one-shot multi 62.
5 to 01(,1, and is input to decoders 622 and 6
The outputs of 23 are Funshot Multi 626 and 6, respectively.
27 and is input to OR2. In Figure 10 (・te,
The multiplier 70 is a multiplication unit 71 that multiplies the sine wave signal C8 including a phase lag component by the digital current deviation J) IE.
and a buffer circuit 72 whose gate is controlled by timing signals CA2 and CB2 via OR3.

ここにおいて、ワンショットマルチ６０２及び６０３は
それぞれ第１１図（Ａ）に示すパルス細分入力に対して
、同図（均に示す如きタイミングで２つのパルスＰＩ　
、　Ｐ２を出力し、ワンショットマルチ６２４〜６２７
けそれぞれ第１２図〈Ｎに示すパルス信号入力に対して
、同図（Ｂ）ｋ示す如きタイミングで１つのパルスＰ１
　を出力する。そして、タイミング４８号ＣＡＯ〜ＣＡ
３及びＣＢＯ〜ＣＬ１３は、リングカウンタ等によって
第１３図体）〜σ」に示すようなタイミングで順次発生
され、デコーダ６２０及び６２２はそれぞれ人力ビット
が全て１１″となった時にパルス信号を出力し、デコー
ダ６２１及び６２３はそれぞれ入力ビットが全て１０″
となった時にパルス信号を出力するようになっており、
これによりカウンタ６０４　、６０５の計数値の最大１
直及び最小値を検出すると共に、計数モード（アップ、
ダウン）を切換えるようになっている。また、ディジタ
ルサーボ指令ＳＶの正負は正負判別回路６０１によって
検知さね、正のサーボ指令の場合にはワンショットマル
チ６０２　、０ＩＬＩ及びＯＲ２、フリップフロップ６
０４及び６０５を介してカウンタ６１０及び６１１ンそ
れぞれ加算モード（アップ）とし、負のサーボ指令の場
合にはワンショット６．０３　、　ＯＲＩ及び（、）Ｒ
２、フリップフロップ６０４及び６０５を介してカウン
タ６１０及び６１１をそれぞれ減算モード（ダウン）と
する。Here, the one-shot multis 602 and 603 each respond to the pulse subdivision input shown in FIG.
, output P2, one-shot multi 624 to 627
In response to the pulse signal input shown in FIG. 12 (N), one pulse P1 is generated at the timing shown in FIG.
Output. And timing No. 48 CAO~CA
3 and CBO to CL13 are sequentially generated by a ring counter or the like at the timing shown in Figure 13) to σ, and the decoders 620 and 622 each output a pulse signal when all the human input bits are 11". Decoders 621 and 623 each have input bits of 10''
It is designed to output a pulse signal when
As a result, the maximum count value of the counters 604 and 605 is 1.
In addition to detecting the direct and minimum values, the counting mode (up,
(down). Further, the positive/negative of the digital servo command SV is not detected by the positive/negative discrimination circuit 601, and in the case of a positive servo command, the one-shot multi 602, 0ILI and OR2, and the flip-flop 6
The counters 610 and 611 are set to addition mode (up) through 04 and 605, respectively, and in the case of a negative servo command, one shot 6.03, ORI and (,)R
2. Set counters 610 and 611 to subtraction mode (down) via flip-flops 604 and 605, respectively.

さらに、０°テーブル６１２には、カウンタ６１０の最
大計数値（たとえば１０２４　　）を１８０６とした場
合の０°　に相当するディジタル値（ゝ０”〕が記憶さ
れており、１２０°　テーブル６１３には、カウンタ６
１１の最大計数値（カウンタ６１０の最大計数値と同一
）を１８０°　とした場合の１２０°　に相”３ｉるデ
ィジタル値（’　３４１　′ｆ）が記憶されており、こ
れら関数データはイニシャルクリア信号ＩＣが入力さね
た時にそねぞれカウンタ６１０及び６１１にプリセット
される。しかして、カウンタ６１０及び６１１はプリセ
ット後に周波数指令Ｆｌ遍を計数するが、その最大値及
び最小値でそれぞれ計数モードが反転するので、ディジ
タルサーボ指令Ｓ■が正の場合にはカウンタ６１０及び
６１１０計数値ＡＮ及びＢＮはそれぞれ第１４図の時点
ｔ。−１１のようになり、常にＡＮがＢＮに対して位相
が１２０°　遅れた三角波となる。すなわち、カウンタ
６１０及び６１１がそれぞれ最大計数値になると全出力
ビットが１１“どなるので、デコーダ６２０及び６２２
．ワンショットマルチ６２４及び６２６　、０１（，１
及びＯＲ２、フリップフロップ６０４及び６０５を介し
て計数モードが反転され、同様に最小計数値になると全
出力ビットがゝ０“となるので、デコーダ６２１及び６
２３、ワンショット６２５及び６２７　、　ＯＲ１及び
ＯＲ３，フリップフロップ６０４及び６０５を介して計
数モードが反転されろと共に、最初にプリセントされた
１２０°　分の計数値の差が位相差となって生じている
のである。しかして、時点ｔ１　　にディジタルサーボ
指令ＳＶが正から負に変化したと寸ろと、これが正負判
別回路６０１によって検知され、フリップフロップ６０
４及び６０５の出力か反転することによってカウンタ６
１０及び６１１の計数モードも反転する。か（して、カ
ウンタ６１０及び６１］の計数値ＡＮ及びＢＮは、第１
４図のｔｌ　以後のようにそれぞれ反対方向に計数され
、常にＡＮがＢＮに対して位相が１２０°　進んだ三角
波となる。なお、三角波ＡＮ及びＢＮの周波数は、それ
ぞ」１．の最大計数値をＭＡＣとするとＦｌ（Ｑ／　Ｍ
ＡＣとなる。また、ディジタルサーボ指令ＳＶの正負に
対して前述の逆の設定も可能である。Furthermore, the 0° table 612 stores a digital value (0") corresponding to 0° when the maximum count value (for example, 1024) of the counter 610 is 1806, and the 120° table 613 stores the following: counter 6
When the maximum count value of 11 (same as the maximum count value of counter 610) is 180 degrees, a digital value (' 341 'f) that has a phase of 3i at 120 degrees is stored, and these function data are input to the initial clear signal. When the IC fails to input, the counters 610 and 611 are preset respectively.The counters 610 and 611 count the frequency command Fl after being preset, but the counting mode is set to the maximum value and the minimum value, respectively. Since it is reversed, when the digital servo command S is positive, the count values AN and BN of the counters 610 and 6110 are respectively at time t.-11 in FIG. 14, and the phase of AN with respect to BN is always 120 ° It becomes a delayed triangular wave. That is, when the counters 610 and 611 respectively reach their maximum count values, all the output bits become 11", so the decoders 620 and 622
．． One-shot multi 624 and 626, 01(,1
The counting mode is inverted via OR2 and flip-flops 604 and 605, and similarly, when the minimum count value is reached, all output bits become "0", so decoders 621 and 6
23. The counting mode is inverted via the one-shots 625 and 627, OR1 and OR3, and the flip-flops 604 and 605, and the difference in the initially precented count value of 120° is generated as a phase difference. It is. As soon as the digital servo command SV changes from positive to negative at time t1, this is detected by the positive/negative discrimination circuit 601, and the flip-flop 60
By inverting the outputs of counter 6 and 605,
The counting modes of 10 and 611 are also reversed. The count values AN and BN of the counters 610 and 61 are the first
As shown after tl in Figure 4, they are counted in opposite directions, and the AN always becomes a triangular wave whose phase leads the BN by 120°. Note that the frequencies of the triangular waves AN and BN are as follows: 1. Letting the maximum count value of MAC be Fl(Q/M
It becomes AC. Furthermore, the above-mentioned reverse setting is also possible for the positive and negative values of the digital servo command SV.

このようにして、カウンタ６１０及び６１１で形成され
た三角波ＡＮ及びＢＮは、そねぞれ加算器６５０及び６
５１に入力され、タイミング信号ＣＡＯ及びＣＢＯによ
ってそれぞれ位相遅れ指令値ＰＩ）Ｌを加算することに
より、位相遅れ成分を含んだ三角波ＡＮＡ及びＩ：３Ｎ
Ａを得る。こうして加算器６５０及び６５１で形成され
た三角波ＡＮＡ及びＢＮＡは、タイミング信号（、：Ａ
１　、　ＣＢＩに対応してバッファ回路６１４．６１５
を経てランチ回路６１６に入力され、アドレスデータＡ
ｌ）ＲとしてＣＯＳテーブル６１７に入力される。In this way, the triangular waves AN and BN formed by counters 610 and 611 are sent to adders 650 and 6, respectively.
51, and by adding the phase delay command values PI)L according to the timing signals CAO and CBO, triangular waves ANA and I:3N containing phase delay components are generated.
get an A. The triangular waves ANA and BNA thus formed by the adders 650 and 651 are the timing signals (, :A
1. Buffer circuit 614.615 corresponding to CBI
The address data A is input to the launch circuit 616 via
l) Entered into the COS table 617 as R.

ここに、ＣＯＳテーブル６１７には第１４図に示すよう
な三角波の値（アドレス）に対応する正弦波のディジタ
ル値が予め演算されて記憶されており、アドレスデータ
ＡＤＲに従ってこれらＣＯＳデータＴＤが読出され、ラ
ッチ回路６１８を経て乗算ユニット７１に入力される。Here, digital values of sine waves corresponding to triangular wave values (addresses) as shown in FIG. 14 are calculated and stored in advance in the COS table 617, and these COS data TD are read out according to the address data ADR. , are input to the multiplication unit 71 via the latch circuit 618.

そして、乗算ユニット７１では周波数成分を示′１ｃｏ
ｓデータＣ８と電流の大きさ成分を示。Then, in the multiplication unit 71, the frequency component is expressed as '1co
s data C8 and current magnitude components are shown.

すディジタル速度偏差量ＤＩＲとの乗算を行ない、タイ
ミング信号（、’Ａ２及びＣＢ２で制御されるバッファ
回路７２を経てＤＡ変換器２７に伝送さｈる。ＤＡ変換
器２７は乗算値ＭＤをディジタル量に変換し、モータ電
流指令Ｍ］　としてサンプル・ホールド回路３及び４に
入力する。しかして、タイミング信号ＣＡｏ〜ＣＡ３．
ＣＢｏ〜ＣＢ３は第１３図（ＡＪ　〜（１−１）のよう
に発生され、るので、先ずカウンタ６１０で７４ｆられ
ろＲ相の三角波ＡＮの位相遅れ成分を求め（タイミング
信号ＣＡ、０　）、この位相遅れを含んだ三角波ＡＮＡ
につ（・てｃｏｓテータを読出しくタイミングイド号Ｃ
Ａ１　）、これを乗算ユニット７１で速度偏差ＤＩＥと
乗算してＲ相に対してのモータ電流指令ｆＶＩｉを得（
タイミング信号ＣＡ２　）、これをサンプル・ホールド
回路３にホールドする（タイミング信号（２３）。The multiplication value MD is multiplied by the digital speed deviation amount DIR and transmitted to the DA converter 27 via the buffer circuit 72 controlled by the timing signal A2 and CB2.The DA converter 27 converts the multiplied value MD into a digital amount. is converted into motor current command M] and inputted to sample/hold circuits 3 and 4 as timing signals CAo to CA3.
Since CBo to CB3 are generated as shown in FIG. 13 (AJ to (1-1)), first calculate the phase delay component of the R-phase triangular wave AN by 74f with the counter 610 (timing signal CA, 0), Triangular wave ANA that includes this phase delay
Timing ID number C to read the cos data
A1), this is multiplied by the speed deviation DIE in the multiplication unit 71 to obtain the motor current command fVIi for the R phase (
timing signal CA2), which is held in the sample/hold circuit 3 (timing signal (23)).

この後、カウンタ６１１で得られろＴ相の三角波ＢＮに
ついての位相遅れ成分（タイミング惰号ＣＢＯ）及びそ
のｃｏｓデークを読出しくタイミング信号ＣＢＩ　）、
これを乗算ユニット７１で速度偏差ＤＩＢと乗算してＴ
相に対してのモータ電流指令ＭＩを得（タイミング信号
ＣＢ２　）、これをサンプル、ホ・−ルド回路４にホー
ルドする（タイミング信号ＣＢ３　）。このようなタイ
ミング制御によって、順次Ｒ相及びＴ相のモータ電流指
令Ｍｌを得る。After that, the counter 611 reads out the phase delay component (timing signal CBO) and its cos data of the T-phase triangular wave BN (timing signal CBI),
This is multiplied by the speed deviation DIB in the multiplication unit 71 and T
A motor current command MI for the phase is obtained (timing signal CB2) and held in the sample and hold circuit 4 (timing signal CB3). Through such timing control, R-phase and T-phase motor current commands Ml are sequentially obtained.

また、第１５図に示す正弦波形成回路６０は１つのトグ
ルモードの７リツプフロツプ６３３と、１つの可逆カウ
ンタ６３４とで２つのＣＯＳテーブル６３６及び６３７
のデータ読出しを制御するものである。すなわち、テー
ブル６３６にはＯ°≦θ３６０°の範囲ｇｃｏｓθの関
数データが記憶されており、テーブル６３７にはＯ°≦
θ＜　３６０６の範囲のｃｏｓ　（θ＋１２０°）の関
数テープか記憶されており、周波数指令ＦＩ晩を計数イ
ろカウンタ６３４のｈ十数１直でテーフ′ル６３６　、
６３７の関数データを読出て。この場合、テーブル６３
６゜６３７へのアドレス入力及びデータ読出しの選択制
御はタイミング信号ＣＡ１．　（、’Ｂ１により時間的
に区別されて読出しが行なわねろようになっている。The sine wave forming circuit 60 shown in FIG.
This controls the data reading of the . That is, table 636 stores function data of g cos θ in the range O°≦θ360°, and table 637 stores function data in the range O°≦θ360°.
A function tape of cos (θ+120°) in the range of θ<3606 is stored, and the table 636 is counted by the frequency command FI in the 10/1 range of the counter 634.
Read the function data of 637. In this case, table 63
Address input to 6°637 and selection control of data read are controlled by timing signal CA1.637. , 'B1, so that reading is not performed.

なお、カウンタ６３４の計数モードの制御は、サーボ指
令Ｓ■の正負を判別ｆろ止弁判別回路６０１の出力ＰＤ
　、　ＮＤを入カイるｆＮＡＮＤ３及びＮＡＮＤ４と、
前述第１１図の特性を有するワンショットマルチ６３１
及び６３２とで行なうようになっている。かかる回路に
よっても上述と同様の正弦波信号Ｃ８を得ることができ
、この場合には位相遅れ成分を付加するための加算器６
５２は１つで良い。さらに、第１６図の回路例は、第９
図のカウンタ６１０及び６１１を１つのフリップフロッ
プ６３３で計数モード制Ｑｌｆるようにしたものであり
、この場合のＣ，ＯＳテーブル６４７は０°≦θ〈３６
０°　の範囲の三角関数データを記憶しており、位相遅
れ成分を伺加イる加算器６５３及び６５４は２つ使用す
る必要がある。The counting mode of the counter 634 is controlled by the output PD of the stop valve discrimination circuit 601, which discriminates whether the servo command S is positive or negative.
, fNAND3 and NAND4 that input ND,
One-shot multi 631 having the characteristics shown in FIG. 11 above.
and 632. The same sine wave signal C8 as described above can also be obtained by such a circuit, and in this case, an adder 6 for adding a phase lag component is used.
One 52 is enough. Furthermore, the circuit example in FIG.
The counters 610 and 611 shown in the figure are configured to perform counting mode Qlf using one flip-flop 633, and the C, OS table 647 in this case is 0°≦θ<36
It is necessary to use two adders 653 and 654, which store trigonometric function data in the 0° range and add phase delay components.

さらに、第２図においてフィードバック装置８０はレゾ
ルバ訃からの出力Ｒ８を波形整形するための波形整形［
６１ｉＭ　８１と、レゾルバ出力Ｒ８がらｐ）導モータ
１八４の回転Ｉ１１！ｌの位涌−データ及び速度データ
ＰＶを得るカウンタ８２とで構成さね、て（・る。Furthermore, in FIG. 2, the feedback device 80 is configured to perform waveform shaping [
61iM 81 and resolver output R8 p) Rotation I11 of the induction motor 184! It consists of a counter 82 that obtains the position data and speed data PV of 1.

なお、係数器２６の係数Ｋｓは、速度偏差ＥＶに対する
スリップ周波数の倍率に設定されており、第９図面０６
　　テーブル６１２及び１２０°　テ・−プル６１３は
サミールスイッチ等のディジタル設定器で構成さねてい
る。Note that the coefficient Ks of the coefficient unit 26 is set to a multiplier of the slip frequency with respect to the speed deviation EV, and as shown in FIG.
The table 612 and the 120° table 613 are composed of digital setting devices such as Samir switches.

上述のような構成において、ＣＰＵ　１はレゾルバ列及
びフィードバック装置８０を介して誘導モータＩＭの回
転軸に関する刻々の位置及び速度データＰＶを入力し、
ＮＣテープ等で指定されたデータとの比較を行なうと共
に、移動すべき位置及び速度データを含んだサーボ指令
Ｓ■を演算して出力する。サーボ指令８■は正弦波形成
回路６０に入力さ刺ると共に、ＤＡ変換器２に入力され
てアナログ量ＡＶに変換され、タコジエネ別からの速度
信号ＶＳとの偏差ＥＶが増幅器２Ｊを経てＡＩ）変換器
２２に入力される。Ａ、Ｄ変換器２２で変換されたディ
ジタル速度偏差ＤＥＶに対応した電流データ、つまり電
流ピーク指令値ｉＭＸを電流データ出力装置３０Ａから
読出してＤＡ変換器乙に入力し７、整流回路４０からの
フィードバック電流平均値Ｓ１との偏差ＩＥを増幅器列
を経てＡＩ）変換器部に入力する。In the above configuration, the CPU 1 inputs momentary position and speed data PV regarding the rotation axis of the induction motor IM via the resolver train and the feedback device 80,
A comparison is made with data specified on an NC tape, etc., and a servo command S■ including position and speed data to be moved is calculated and output. The servo command 8■ is input to the sine wave forming circuit 60, and is also input to the DA converter 2 where it is converted into an analog quantity AV, and the deviation EV from the speed signal VS from the tachogenerator is output via the amplifier 2J to AI). It is input to converter 22. The current data corresponding to the digital speed deviation DEV converted by the A, D converter 22, that is, the current peak command value iMX, is read out from the current data output device 30A and inputted to the DA converter B, and is fed back from the rectifier circuit 40. The deviation IE from the average current value S1 is input to the converter section (AI) via the amplifier array.

これにより、速度偏差ＥＶに相当する電流指令の大きさ
成分ＤＩＲかディジタル量として求められ、乗算器７０
に入力される。また、ディジタル速度偏差ＤＥＶに対応
した位相差データ、つまり位相遅れ指令値Ｐｉ）Ｌを位
相遅れデータ出力装置３０Ｂから読出して正弦波形成回
路印に入力する。As a result, the magnitude component DIR of the current command corresponding to the speed deviation EV is obtained as a digital quantity, and the multiplier 70
is input. Further, the phase difference data corresponding to the digital speed deviation DEV, that is, the phase delay command value Pi)L is read out from the phase delay data output device 30B and inputted to the sine wave forming circuit mark.

一方、タコジエネ２０からの速度信号■Ｓと、速度偏差
ＥＶの係数器２６による係数倍信号■Ｖ（＝Ｋｓ−ＥＶ
）とが加算されて絶対値化回路５０に入力さね、その絶
対値出力電圧ＡＶＳに対応する周波数指令Ｈ跪が電圧−
周波数変換器５１から出力される。On the other hand, the speed signal ■S from the tachogen 20 and the coefficient multiplied signal ■V (=Ks-EV
) are added and input to the absolute value conversion circuit 50, and the frequency command H corresponding to the absolute value output voltage AVS becomes the voltage -
It is output from the frequency converter 51.

つまり、正逆回転方向の如何に関係なく、極性に関係の
ない周波数指令）”ＲＱを得ろ。しかして、周波数指令
Ｆ）（Ｑは、サーボ指令ＳＶ及び位相遅れ指令値ＰＤ、
Ｔ、と共に正弦波形成回路６０に入力さ」１、サーボ指
令ＳＶの正負に対応する位相差を有し、かつ現速度及び
速度偏差の加算値ＶＳＥに相当する周波数成分の正弦波
信号Ｃ８をモータの正逆回転に関係のないディジタル量
で得ろ。こうして求められた指令電流の大きさ成分］）
ＩＥと、指令電流の周波数成分Ｃ８とが乗算器７０で乗
算され、これによりモータ電流指令ＭＩ）を得ることが
できる。そして、これをＤＡ変換器２７でアナログ量の
モータγｂ。In other words, regardless of whether the rotation direction is forward or reverse, obtain a frequency command (F)"RQ that is unrelated to polarity. Then, the frequency command (F) (Q is the servo command SV and the phase delay command value PD,
A sine wave signal C8 having a phase difference corresponding to the positive/negative of the servo command SV and having a frequency component corresponding to the sum value VSE of the current speed and speed deviation is input to the sine wave forming circuit 60 together with T. Obtain it as a digital quantity that is unrelated to the forward and reverse rotation of . The magnitude component of the command current obtained in this way])
IE and the frequency component C8 of the command current are multiplied by a multiplier 70, whereby a motor current command MI) can be obtained. Then, the DA converter 27 converts this into analog motor γb.

流指令ＭＩに変換し、前述したタイミング信号（、’Ａ
３　、　Ｃ８４によってサンプル・ホールド回路３゜４
にホールドし、誘導モータＩＭをディジタル量で指示さ
れたサーボ指令Ｓ■に従って可変速制御する。また、誘
導モータＩＭのＲ−８−Ｔ相の電流は電流検出器１．２
　、１４　、１３で検出され、整流回路４０で求められ
た上述の如き電流平均値ＳＩが電流ピーク指令値ＡＩＭ
にフィードバックされ、位相に関係ない大きさ成分だけ
の電流フィードバックを行なうようになっている。The timing signal (, 'A
3. Sample and hold circuit 3゜4 by C84
is held, and the induction motor IM is controlled at variable speed according to the servo command S■ specified by a digital quantity. In addition, the current of the R-8-T phase of the induction motor IM is detected by the current detector 1.2.
, 14, 13 and obtained by the rectifier circuit 40 as described above is the current peak command value AIM.
The current is fed back only to the magnitude component, which is unrelated to the phase.

か（して、誘導モータＩＭはＣＰＵ　１からのサーボ指
令に従って可変速制御される。(Thus, the induction motor IM is controlled at variable speed according to a servo command from the CPU 1.

以上のようにこの発明のＡＣサーボ゛システムによれば
、速度ループに対するサンプリング制御を行なっていな
いので、外乱トルクに対する特性が強（なると共に、加
減速特性か向上し、サーボ系の安定性が増加すると（・
つた第１ｊ点がある。また、エンコーダ以外のレゾルバ
やタコジエネ、インダクトシン等のフィードバック要素
を使用することができると共に、アナログ演算やデータ
テーブルを用いてＣＰＵの演算を補うようにしているの
で、ＣＰＵには特に高速の演算速度は必要でない。さら
に、三角関数データと共に、電流データ及び位相差デー
タを予めテーブルとして記憶しておき、三角波のデータ
から三角関数データを読出ｆようにしているので、Ｃ１
−’Ｕの演算処理時間の負担か軽減され、多軸制御への
拡張性が良（なる。As described above, according to the AC servo system of the present invention, since no sampling control is performed on the speed loop, the characteristics against disturbance torque are strong (and the acceleration/deceleration characteristics are improved, increasing the stability of the servo system. Then (・
There is a point 1j. In addition, it is possible to use feedback elements other than encoders such as resolvers, tachogenes, inductosin, etc., and supplements CPU calculations using analog calculations and data tables. Speed is not required. Furthermore, the current data and phase difference data are stored in advance as a table together with the trigonometric function data, and the trigonometric function data is read out from the triangular wave data, so C1
-'U's calculation processing time is reduced, and expandability to multi-axis control is improved.

なお、上述の実施例では２つのサンプル・ホールド回路
３及び４によってＲ相及びＴ相のモータ電流指令を得る
ようにして（・るが、第１７図に示す如く２つの乗算器
７］、１．　、７１２及びＤＡ変換器２７１．２７２に
よって別々に求めても良く、第１８因に示す如くタイミ
ング制御によって各相毎に乗算してＩ）Ａ変換器ろよう
にしても良い。また、交流モータとして３相の誘導モー
タな例に挙げたが、同期モータ等の交流モータにも適用
でき、レゾルバやクコジエネの代りにインダクトシン等
の他のフィードバック要素を使用′ｉることもできる。In the above embodiment, the R-phase and T-phase motor current commands are obtained by the two sample-and-hold circuits 3 and 4 (as shown in FIG. 17, the two multipliers 7), 1 . Also, although we have used a three-phase induction motor as an example of an AC motor, it can also be applied to AC motors such as synchronous motors, and other feedback elements such as inductosin can be used instead of resolvers and cogenerators. can.

さらに、”上述の実施例ではＣＯＳテーブルとしてＯ°
≦θ〈１８０゜のｃｏｓθの関数テーブル、０°≦θ〈
３６０°　のＣＯＳθの関数テーブル及びＣＯ５θ、　
ｃｏｓ　（θ＋１２０”）の関数テーブルについて例を
挙げて説明したが、Ｏ°≦θ〈４５°のｃｏｓθの関数
テーブル、０°≦θ〈９０°のｃｏｓθの関数テーブル
、０°≦θ〈３６０°　のｃｏｓθ、　ｃｏｓ　（θ＋
１２０°）、ｃｏｓ（θ＋２４０°）の関数テーブルに
よっても同様の三角関数のデータ読出しを行なうことが
できろ。Furthermore, “In the above embodiment, O° is used as a COS table.
Function table of cosθ for ≦θ〈180°, 0°≦θ〈
360° COSθ function table and CO5θ,
The function table for cos (θ+120”) has been explained using examples, but there are also function tables for cos θ for O°≦θ<45°, function tables for cos θ for 0°≦θ<90°, and function tables for cos θ for 0°≦θ<360°. cos θ, cos (θ+
120°) and cos(θ+240°), similar trigonometric function data reading can be performed.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来の交流サーボシステムの構成例を示すブロ
ック図、第２図はこの発明の一実施例を示すブロック構
成図、第３図は第２図の電流データ出力装置及び位相差
データ出力装置の一例を示すブロック図、第４図（Ａ）
　、　（１３）はその一部動作例を示すタイムチャート
、第５図は第２図の整流回路の一例を示す回路構成図、
第６図はその動作例を示す波形図、第７図は第２図の絶
対値化回路の一例を示す回路構成図、第８図（Ａ）　、
　（Ｂ）はその動作を説明するための図、第９図は正弦
波形成回路の一例を示すブロック図、第１０図は第２図
における来算器の一例を示すブロック図、第１１図（５
）、（Ｂ）及び第１２図（Ａ）　、　（Ｂ）はそれぞれ
この発明に用いるワンショットマルチバイブレークの特
性例を示す図、第１３図（５）〜（Ｈ）は第９図及び第
１０図のタイミング信号の例を示す図、第１４図は第９
図の動作を説明するための図、第１５図及び第１６図は
それぞれこの発明の正弦波形成回路の他の例を示すブロ
ック図、第１７図及び第１８図はそれぞれこの発明によ
る匍ｊ御系の他の実施例を示す一部ブロック図である。 １・・・コンピュータ（マイクロプロセッサ、　Ｃ）’
Ｕ）、２．２３，２７．２７１　、２７２・・・ＤＡ変
換器、３，４・・・サンプル・ホールド回路、２０・・
・タコジェネレータ、昂・・・レゾルバ、３０・・・電
流データ出力装置、３１・・・電流データテーブル、３
２・−・読出制御回路、４０・・・整流回路、４５〜４
３・・・整流ユニット、４４・・・演算増幅器、４５・
・・フィルタ、５０・・・絶対値化回路、５１・・・電
圧−周波数変換器、５２　、５３・・・アナログスイッ
チ、巽・・・駆動回路、５（ｉ・・・反転回路、５８・
・・コンパレータ、６０・・・正弦波形成回路、６０１
・・・正負判別（ロ）路、６０２゜６０３　、６２４〜
６２７・・・ワンショットマルチ、６０４゜６０５・・
・フリップフロップ、６１０　、６１１・・・可逆カウ
ンタ、６１２・−・０６テーブル、６１３・・・１２０
°テーブル、６１７・・・ＣＯＳテーブル、７０・・・
乗算器、７１・・・乗算ユニット、８０・−・フィード
バック装備。 出鵬人代理人　　　安　　形　　雄　　三第７３回 弗　７４　　図 １０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　ｂ　　　　　を第　１７　　図 第　１８　　囚Figure 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a conventional AC servo system, Figure 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and Figure 3 is the current data output device and phase difference data output of Figure 2. Block diagram showing an example of the device, FIG. 4(A)
, (13) is a time chart showing a partial operation example, and FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing an example of the rectifier circuit in FIG. 2.
FIG. 6 is a waveform diagram showing an example of its operation, FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing an example of the absolute value conversion circuit of FIG. 2, and FIG. 8 (A).
(B) is a diagram for explaining its operation, FIG. 9 is a block diagram showing an example of a sine wave forming circuit, FIG. 10 is a block diagram showing an example of the receiver in FIG. 2, and FIG. 5
), (B) and FIGS. 12(A) and (B) are diagrams showing characteristic examples of the one-shot multi-by-break used in this invention, respectively, and FIGS. 13(5) to (H) are diagrams showing FIGS. 9 and 10. Figure 14 shows an example of the timing signal in Figure 9.
FIGS. 15 and 16 are block diagrams showing other examples of the sine wave forming circuit of the present invention, and FIGS. 17 and 18 are diagrams for explaining the operation of the sine wave forming circuit of the present invention, respectively. FIG. 3 is a partial block diagram showing another embodiment of the system. 1... Computer (microprocessor, C)'
U), 2.23, 27.271, 272... DA converter, 3, 4... Sample/hold circuit, 20...
・Tachogenerator, Kō...Resolver, 30...Current data output device, 31...Current data table, 3
2.--Reading control circuit, 40... Rectification circuit, 45-4
3... Rectifier unit, 44... Operational amplifier, 45...
... Filter, 50 ... Absolute value conversion circuit, 51 ... Voltage-frequency converter, 52, 53 ... Analog switch, Tatsumi ... Drive circuit, 5 (i ... Inversion circuit, 58 ...
... Comparator, 60 ... Sine wave forming circuit, 601
...Positive/negative discrimination (b) path, 602°603, 624~
627...One shot multi, 604°605...
・Flip-flop, 610, 611... Reversible counter, 612...06 table, 613...120
°Table, 617... COS table, 70...
Multiplier, 71... Multiplication unit, 80... Feedback equipment. 73rd Enthusiast 74 Figure 10
b in Figure 17 Figure 18

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 交流モータに結合されたフィードバック要素から位置及
び速度データを求め、これらデータを演算処理装置に入
力してディジタルサーボ指令を演算すると共に、このデ
ィジタルサーボ指令及び前記フィードバック要素からの
速度信号で電流大きさ成分及び電流周波数成分を演算し
、Ｍ記比、流大きさ成分及び電流周波数成分を乗算する
ことによってモータ電流指令を得、これによって＝ｓｌ
記交流モータを可変速制御するシステムにおいて、ｉ１
１記電流大きさ成分を求めるための電流データテーブル
と、前記電流周波数成分を求めるための正弦波データテ
ーブル及び位相差データテーブルとを設け、前記ディジ
タルサーボ指令に対応′ｆろ値のアナログ量と前記速度
信号との偏差をディジタル量に変換し、このディジタル
偏差量で前記電流データテーブルの電流値及び前記位相
差データテーブルの位相遅れ指令値を読出すと共に、前
記偏差を係数倍した値と前記速度信号との加算信号から
周波数指令を得、この周波数指令と前記ディジタルサー
ボ指令及び前記位相遅れ指令値とで前記正弦波データテ
ーブルを胱出すようにし、前記演算処理装置における演
算処理時間を短かくしたことを特徴とする交流サーボシ
ステム。Position and speed data are obtained from a feedback element coupled to the AC motor, and these data are input to an arithmetic processing unit to calculate a digital servo command, and the current magnitude is calculated using this digital servo command and the speed signal from the feedback element. component and the current frequency component, and obtain the motor current command by multiplying the M ratio, the flow magnitude component, and the current frequency component, and thereby = sl
In a system for variable speed control of an AC motor, i1
1. A current data table for determining the current magnitude component, and a sine wave data table and a phase difference data table for determining the current frequency component are provided, and the analog quantity and the f-value corresponding to the digital servo command are provided. The deviation from the speed signal is converted into a digital amount, and the current value in the current data table and the phase delay command value in the phase difference data table are read out using this digital deviation amount, and the value obtained by multiplying the deviation by a coefficient and the A frequency command is obtained from a signal added to the speed signal, and the sine wave data table is generated using this frequency command, the digital servo command, and the phase delay command value, and the calculation processing time in the calculation processing device is shortened. AC servo system characterized by: