JPS5911266B2 - Inverter device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ３５この発明はインバータ装置、特にトランジスタを用
いた並列インバータに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION 35 This invention relates to an inverter device, particularly to a parallel inverter using transistors.

従来、たとえば擬似正弦波出力インバータとしては、直
流電源により駆動される交流負荷を４個のオンオフ可能
なスイツチ素子にて制御する、いわゆるブリツヂ接続イ
ンバータが一般的である。Conventionally, for example, as a pseudo sine wave output inverter, a so-called bridge connection inverter, in which an AC load driven by a DC power source is controlled by four switch elements that can be turned on and off, has been commonly used.

２個のスイツチ素子によつて制御する並列形インバータ
も公知であるが、この従米の並列形インバータは半サイ
タル中に一方のスイツチ素子をオンオフする場合、その
素子のオフ期間中の負荷電流を転流する期間には出力用
トランス、または負荷に逆篭圧を発生し、その結果正弦
波インバータとしてフイルタを用いて波形整形する場合
などではブリツヂ接続方式に比べてフイルタが大きくな
り、またスイツチ素子に流れる実効電流が増加するとい
う欠点があつた。Parallel inverters controlled by two switch elements are also known, but when one switch element is turned on or off during a half cycle, the load current is transferred during the off period of that element. During the period when the current is flowing, reverse pressure is generated in the output transformer or load, and as a result, when using a filter to shape the waveform as a sine wave inverter, the filter becomes larger than the bridge connection method, and the switch element The drawback was that the effective current flowing increased.

この発明は、このような点に鑑みてなされたものであつ
て、実際にオンオフ制御するスイツチ素子の使用を少く
すると共にフイルタの容量を極力小さくし、さらに電力
消費を軽減したインバータ装置を提供するものである。The present invention has been made in view of these points, and it is an object of the present invention to provide an inverter device that reduces the use of switch elements that actually perform on/off control, minimizes the capacity of the filter, and further reduces power consumption. It is something.

以下、この発明の一実施例を第１図ないし第３図に基づ
いて詳しく説明する。Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 3.

第１図はこの発明の一実施例を示すものである。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention.

第１図において、ＴＲは出力トランスであつて、出力巻
線ＴＮＯ、励振用一次巻線ＴＮｌｌ，ＴＮｌ２および転
流電流通流用二次巻線ＴＮ２ｌ，ＴＮ２２を備えている
。ＣＴは変流器であつて、一次巻線Ｎｌｌ，Ｎｌ２と二
次巻線Ｎ２ｌ，Ｎ２２を有し、一次巻線Ｎｌｌ，Ｎｌ２
は制御整流素子例えばサイリスタＣＲｌ，ＣＲ２にそれ
ぞれ接続され、二次巻線Ｎ２ｌ，Ｎ２２は共にスイツチ
素子例えばトランジスタＱにベース電流を供給しうるよ
うに構成される。Ｄ１〜Ｄ４は整流素子例えばダイオー
ド、ＣＲ３，ＣＲ４はオンオフ用の制御整流素子例えば
サイリスタ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗器であつて、これらの回
路素子は負荷電流を検知のために設けられている。ＶＭ
は直流電源、ＧＣＵはゲート制御装置、Ｚはインバータ
の負荷、ＦＬｌ，ＦＬ２はリアクトル、Ｃはコンデンサ
であつて、これらＦＬｌ，ＦＬ２およびＣでフイルタを
構成する。次に、この発明に係るインバータ装置の動作
を、第２図の信号波形と共に説明する。いま、第２図に
示す時刻Ｔ。以前に負荷およびフイルタに電流が減衰し
て流れ、時刻Ｔ。ではぼ零になつていたとする。時刻Ｔ
。においてゲート制御装置ＧＣＵからサイリスタＣＲｌ
にゲート信号を与えるとともにトランジスタＱにトリガ
パルスを与えたとすると、ＱｓＣＲｌはオンし、ＶＭ−
ＴＮｌｌ（ＴＲ）ＣＲｌ−Ｎｌｌ（ＣＴ）−Ｑ−ＶＭな
る経路の負荷１駆動電流が流ηる。このとき、変流器Ｃ
Ｔの一次巻線Ｎｌｌに流れる電流は変流器ＣＴの二次巻
線Ｎ２ｌに誘導電流を発生し、この電流はＮ２ｌ一Ｑベ
ース−Ｑエミツタ一Ｒ１−Ｄ３−Ｎ２ｌなる経路をとり
、トランジスタＱのベース電流となる。このベース電流
は変流器ＣＴの一次巻線Ｎｌｌを流れる電流の増加、減
少に比例して増大または減少するものであつて、つまり
トランジスタＱにとつてはコレクタ電流の多少に応じて
ベース電流が増減し、抵抗器で単にベース電流を定電流
的に与えるものに比べて、電力消費が節減される。出力
トランスＴＲの一次巻線ＴＮｌｌには直流電源ＶＭから
サイリスタＣＲｌ．トランジスタＱなどの電圧降下を差
引いた電圧が印加され、その出力巻線ＴＮＯには第２図
ａに示すような電圧Ｖ。が発生し、もつてフイルタおよ
び負荷に第２図ｂに示すような電流１。を供給しはじめ
る。この電流１。が適当な値まで増加した時刻ｔ１にト
ランジスタＱをしや断するにはサイリスタＣＲ４にゲー
ト信号を与えて点弧させる。上記電流１。が適当な値で
あるかどうかは抵抗器Ｒ１の電圧降下により知ることが
できる。つまり、トランジスタＱのコレクタ電流すなわ
ち負荷駆動電流に比例する電流が変流器ＣＴの二次側を
流れ、この電流が抵抗器Ｒ１で第２図ｄに示すような電
圧ＶＲｌを生ずる。トランジスタＱのオン中に変流器Ｃ
Ｔの二次巻線Ｎ２ｌに発生していた第２図ｃに示すよう
な電圧ＶＮ２ｌは、別の二次巻線Ｎ２２にも第１図に示
すような極性の電圧ＶＮ２２を発生しており、ゲート制
御装置ＧＣＵによるサイリスタＣＲ４の点弧によつて二
次巻線Ｎ２２の正極側か接地される結果、トランジスタ
Ｑのベース電位は低電位となり、もつてトランジスタＱ
がしや断される。この作用を、さらに確実に行うには、
第１図に点線で示すコンデノサＣＸ２（ＣＸｌも同様の
目的である）をそう入しておくと、このコンデンサＣＸ
２には第１図に示すような極性の電圧が誘導し、この電
圧がサイリスタＣＲ４のオンによつて、トランジスタＱ
のベースに逆電圧を与えることとなり、トランジスタＱ
はしや断される。ｌ・ランジスタＱがしや断されると誘
導性負荷の，駆動電流は、出力トランスＴＲの一次巻線
ＴＮｌｌを流れていたものが、一次巻線ＴＮｌ２および
二次巻線ＴＮ２２の側へダイオードＤ２を介して転流す
る転流電流となる。つまりこの転流電流は出力側の電流
１。がその負荷側のインダクタンス分のため出力巻線Ｔ
ＮＯを流れつづけることにより誘起されるものであるが
一次側ではＭ−Ｒ４−Ｄ２−ＴＮ２２−ＴＮｌ２−ＶＭ
なる経路をとる。この結果直流電源ＶＭの出力電圧にほ
ぼ等しい電圧がＴＮ２２＋ＴＮｌ２巻線に印加され、従
前の直流電源ＶＭの電圧が一次巻線ＴＮｌｌ（一次巻線
ＴＮｌ２と巻数は等しい）にのみほゾ印加されていた場
合よりも多い巻数の巻線に印加されるので、出力巻線Ｔ
ＮＯに現われる逆電圧は小さくなる。したがつて、ダイ
オードＤ２のカソードがサイリスタＣＲ２のアノードに
直接接続される場合は逆電圧が大きいが、この実施例で
はＴＮ２２巻線を介して転流するので逆電圧は小さくな
るものであり、ＴＮ２２巻線巻数が多いほど逆電圧は低
くなり、かつダイオードＤ２に流れる電流も少くなる。
さて、サイリスタＣＲｌを流れていた負荷，駆動電流は
、この電流がダイオードＤ２側へ転流した結果、電流が
サイリスタＣＲｌには流れなくなるので、このときサイ
リスタＣＲｌにはゲート信号を与えていないが、サイリ
スタＣＲｌにゲート信号が与えられている、いないに力
）かわらず、サイ１ｊスタＣＲｌは自然ターンオフする
。したがつて、強制ターンオフ手段を要しないので、サ
イリスタＣＲｌ，ＣＲ２に代るスイツチとしてあえて制
御要素を必要とするトランジスタやＣＴＯサイリスタな
どは不要であつてサイリスタならぱ装置として最も簡単
であるといえる。なお、転流中の電流は抵抗器Ｒ４にて
検知でき、第２図ｅに示すような電圧ＶＲ４を発生する
。さて、転流電流が適当な値まで減少した時刻Ｔ２に負
荷電流を増加させるには、ゲート制碑装置ＧＣＵからサ
イリスタＣＲｌとトランンスタＱにトリガ信号を与える
と前述と同様にしてサイリスタＣＲｌ、トランジスタＱ
に負荷駆動電流か流れて、トランジスタＱは変流器ＣＴ
の二次巻線によつて，駆動される。時刻Ｔ３にトランジ
スタＱ１サイリスタＣＲｌをオフするには、またサイリ
スタＣＲ４にゲート信号を与えると良い。かくして以後
、トランジスタＱＯ）万ンオフを行うことにより負荷電
流電圧の増減を制御でき、負荷Ｚにはフイルタを介して
第２図ａに一点鎖線で示すようなほぼ所望の正弦波状電
圧を与えることができる。サイリスタＣＲｌおよびトラ
ンジスタＱの点弧するモードを正の半サイクルとすると
、負の半サイクルにあつてはサイリスタＣＲ２とトラン
ジスタＱを点弧および消弧する。この結果、負荷駆動電
流は出力トランスＴＲの一次巻線ＴＮｌ２を流れ、転流
電流はタイオートＤ１と巻線ＴＮ２ｌ，ＴＮｌｌを流れ
るが、これは正の半サイクルの祝明におけるＣＲｌとＣ
Ｒ２、ＣＲ３とＣＲ４、Ｄ１とＤ２などを置きかえて考
えれば艮いので詳細な説明は省く。変流器ＣＴについて
はサイリスタＣＲｌのオン時巻線Ｎｌｌ，Ｎｌ２間で動
作していたものか、サイリスタＣＲ２のオン時には巻線
Ｎｌ２，Ｎ２２間にて動作する。出力トランスＴＲｌ変
流器ＣＴともにサイリスタＣＲｌの万ンモードとサイリ
スタＣＲ２のオンモードとで極性を反転して励振され交
流励振される結果飽和することはない。したがつて、正
負各サイクル毎にＣＲｌとＱｓＣＲ２とＱをオノオフし
て５駆動することにより出力に交流出力を供給すること
が出来る。ゲート制御装置ＧＣＵにおいて負荷電流を検
知するには前記Ｒ１とＶＲ４の電圧の和をもつて正の半
サイクルの電流を検知し、また抵抗器Ｒ２とＲ３にそれ
ぞれ発生する電圧ＶＲ２とＶＲ３の和をもつて負の半サ
イクルの電流を検出することにより達成される。抵抗器
Ｒ１〜Ｒ４の値はタイオートＤｌ，Ｄ２を流れる転流電
流を通す出力トランスＴＲの二次巻線ＴＮ２２，ＴＮ２
ｌの巻数に応じて適宜定めることかでき、もつて負荷駆
動時と転流時の上記抵抗器における電圧降下をほソー致
させることは容易である。このように、第１図の実施例
では実際上のオノオフ制御はトランジスタ１本のみで出
力トランスを交番励振して交流負荷を駆動することがで
きる。In FIG. 1, TR is an output transformer, and includes an output winding TNO, primary windings TNll and TNl2 for excitation, and secondary windings TN2l and TN22 for passing commutation current. CT is a current transformer, and has primary windings Nll, Nl2 and secondary windings N2l, N22.
are connected to controlled rectifying elements, such as thyristors CRl and CR2, respectively, and the secondary windings N2l and N22 are both configured to supply base current to a switching element, such as transistor Q. D1 to D4 are rectifying elements such as diodes, CR3 and CR4 are on/off control rectifying elements such as thyristors, and R1 to R4 are resistors, and these circuit elements are provided for detecting load current. V.M.
is a DC power supply, GCU is a gate control device, Z is an inverter load, FLl, FL2 are reactors, and C is a capacitor, and these FLl, FL2, and C constitute a filter. Next, the operation of the inverter device according to the present invention will be explained together with the signal waveforms shown in FIG. Now, time T shown in FIG. At time T, a current flows attenuatedly through the load and the filter. Suppose it had become zero. Time T
. from the gate control unit GCU to the thyristor CRl
When a gate signal is applied to the transistor Q and a trigger pulse is applied to the transistor Q, QsCRl turns on and VM-
The load 1 drive current flows through the path TNll(TR)CRl-Nll(CT)-Q-VM. At this time, current transformer C
The current flowing through the primary winding Nll of T generates an induced current in the secondary winding N2l of the current transformer CT, and this current takes a path of N2l - Q base - Q emitter - R1 - D3 - N2l, The base current of This base current increases or decreases in proportion to the increase or decrease in the current flowing through the primary winding Nll of the current transformer CT.In other words, for transistor Q, the base current increases or decreases depending on the collector current. The power consumption is reduced compared to the case where the base current is simply given as a constant current using a resistor. The primary winding TNll of the output transformer TR is connected to the thyristor CRl. A voltage obtained by subtracting the voltage drop across the transistor Q, etc. is applied to the output winding TNO, and a voltage V as shown in FIG. 2a is applied to the output winding TNO. occurs, causing a current 1 in the filter and load as shown in Figure 2b. begins to supply. This current 1. To turn off the transistor Q at time t1 when the value has increased to an appropriate value, a gate signal is given to the thyristor CR4 to fire it. Current 1 above. Whether or not is an appropriate value can be determined by the voltage drop across resistor R1. That is, a current proportional to the collector current of transistor Q, ie, the load drive current, flows through the secondary side of current transformer CT, and this current produces a voltage VRl in resistor R1 as shown in FIG. 2d. Current transformer C while transistor Q is on
The voltage VN2l shown in FIG. 2c, which was generated in the secondary winding N2l of T, also generates a voltage VN22 with the polarity shown in FIG. 1 in another secondary winding N22, As a result of the firing of the thyristor CR4 by the gate control unit GCU, the positive terminal side of the secondary winding N22 is grounded, and as a result, the base potential of the transistor Q becomes a low potential, and as a result, the base potential of the transistor Q becomes a low potential.
The bridge is cut off. To ensure this effect,
If a capacitor CX2 (CXl has the same purpose) as shown by the dotted line in Figure 1 is inserted, this capacitor CX
A voltage with a polarity as shown in FIG.
A reverse voltage is applied to the base of the transistor Q.
Hashiya is cut off. When the transistor Q is suddenly disconnected, the drive current of the inductive load changes from flowing through the primary winding TNll of the output transformer TR to the diode D2 to the primary winding TNl2 and secondary winding TN22. It becomes a commutated current that commutates through the . In other words, this commutation current is current 1 on the output side. Because of the inductance on the load side, the output winding T
This is induced by the continuous flow of NO, but on the primary side M-R4-D2-TN22-TNl2-VM
Take the route. As a result, a voltage almost equal to the output voltage of the DC power supply VM was applied to the TN22+TNl2 winding, and the voltage of the previous DC power supply VM was applied only to the primary winding TNll (the number of turns is the same as the primary winding TNl2). The output winding T
The reverse voltage appearing on NO becomes smaller. Therefore, if the cathode of the diode D2 is directly connected to the anode of the thyristor CR2, the reverse voltage will be large, but in this embodiment, the reverse voltage is small because the current is commutated through the TN22 winding. The larger the number of turns of the winding, the lower the reverse voltage and the smaller the current flowing through the diode D2.
Now, as a result of the load and drive current flowing through the thyristor CRl being commutated to the diode D2 side, the current no longer flows through the thyristor CRl, so at this time no gate signal is given to the thyristor CRl. Regardless of whether a gate signal is applied to thyristor CRl or not, thyristor CRl naturally turns off. Therefore, since no forced turn-off means is required, there is no need for transistors or CTO thyristors that require control elements as switches to replace the thyristors CRl and CR2, and it can be said that thyristors are the simplest device. Note that the current during commutation can be detected by a resistor R4, and a voltage VR4 as shown in FIG. 2e is generated. Now, in order to increase the load current at time T2 when the commutation current has decreased to an appropriate value, a trigger signal is given to the thyristor CRl and the transistor Q from the gate control device GCU.
The load drive current flows through the transistor Q and the current transformer CT
is driven by the secondary winding of In order to turn off the transistor Q1 thyristor CRl at time T3, it is preferable to also give a gate signal to the thyristor CR4. Thus, from now on, by turning off the transistor QO, it is possible to control the increase or decrease of the load current voltage, and it is possible to apply a substantially desired sinusoidal voltage to the load Z through the filter as shown by the dashed line in FIG. 2a. can. If the mode in which thyristor CRl and transistor Q are turned on is the positive half cycle, then thyristor CR2 and transistor Q are turned on and off during the negative half cycle. As a result, the load drive current flows through the primary winding TNl2 of the output transformer TR, and the commutation current flows through the tie motor D1 and the windings TN2l and TNll, which are different from CRl and C in the positive half cycle.
It would be trivial to consider replacing R2, CR3 and CR4, D1 and D2, etc., so a detailed explanation will be omitted. The current transformer CT operates between the windings Nll and Nl2 when the thyristor CRl is on, or operates between the windings Nl2 and N22 when the thyristor CR2 is on. Both the output transformer TRl and the current transformer CT are excited with the polarities reversed between the ON mode of the thyristor CRl and the ON mode of the thyristor CR2, and are not saturated as a result of being AC excited. Therefore, by turning CR1, Qs, CR2, and Q on and off for each positive and negative cycle and driving them five times, an AC output can be supplied to the output. To detect the load current in the gate control device GCU, the positive half-cycle current is detected by using the sum of the voltages of R1 and VR4, and the sum of the voltages VR2 and VR3 generated in resistors R2 and R3, respectively. This is achieved by detecting the negative half-cycle current. The values of resistors R1 to R4 are the same as those of the secondary windings TN22 and TN2 of the output transformer TR, which pass the commutation current flowing through the tie autos Dl and D2.
It can be determined as appropriate depending on the number of turns of l, and it is easy to match the voltage drop across the resistor during load driving and during commutation. In this way, in the embodiment shown in FIG. 1, the actual on-off control can drive the AC load by alternately exciting the output transformer using only one transistor.

また、そのトランジスタ５駆動においては２つのサイリ
スタを流れる電流を個々の間で逆極性関係に一次巻廁に
通じ、もつて飽和しない変流器を用いているので、その
コレクタ電流の大小に応じてベース電流か自動的に増減
し効率がよい。さらに、出力トランスに転流用巻線を追
加してダイオードを介して転流時の電流を通すようにし
たので、転流時に発生する逆起電圧を出力側で小さくす
ることができ、もつて同じ出力電流リツブルをとるよう
に考慮したとき、転流用巻線を出力トランスに設けない
場合に比べて、出力フイルタの容量を小さくすることが
できる。第３図はこの発明の他の実施例を示すものであ
つて、第１図の回路と相違する点は変流器ＣＴの一次巻
線Ｎｌｌ，Ｎｌ２をサイリスタＣＲｌ，ＣＲ２のアノー
ド側にそれぞれ配して、二次巻線を１個のＮ２Ｏのみと
し、トランジスタＱのベース電流として二次巻線Ｎ２Ｏ
の出力を、ダイオードＤ３〜Ｄ６で全波整流して供給す
るように構成したことである。In addition, in driving the transistor 5, the current flowing through the two thyristors is connected to the primary winding with opposite polarity between them, and a current transformer that does not saturate is used. The base current increases or decreases automatically, making it highly efficient. Furthermore, we added a commutation winding to the output transformer to pass the current during commutation through a diode, so the back electromotive force generated during commutation can be reduced on the output side, resulting in the same When consideration is given to taking output current ripple, the capacity of the output filter can be made smaller than when no commutation winding is provided in the output transformer. FIG. 3 shows another embodiment of the present invention, which differs from the circuit in FIG. 1 in that the primary windings Nll and Nl2 of the current transformer CT are arranged on the anode sides of the thyristors CRl and CR2, respectively. Then, the secondary winding is made of only one N2O, and the secondary winding N2O is used as the base current of the transistor Q.
The configuration is such that the output is full-wave rectified by diodes D3 to D6 and then supplied.

この実施例では、トランジスタＱのベース電流は抵抗器
Ｒｓにて検知するが、負荷の転流電流を通すダイオード
Ｄｌ，Ｄ２からの電流も抵抗器Ｒｓを通るように構成し
たので、第１図における４個の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４を１個
の抵抗器Ｒｓにすることができる。こ＼で、変流器ＣＴ
と出力トランスＴＲの巻線巻数比は、左辺をＴＲｌ右辺
をＣＴについて示すとき、次式を満足することが必要で
ある。トランジスタＱをオンオフするにはゲート制御装
置ＧＣＵより二次巻線Ｎ２Ｏに比較的高電圧のパルスを
与えると、サイリスタ（双方向性）ＣＲ３がオンして、
二次巻線Ｎ２Ｏを流れる電流（Ｑのベース電流）をサイ
リスタＣＲ３が短絡するので、トランジスタＱがベース
電流をしや断されてオフし、もつてサイリスタＣＲｌ（
ＣＲ２）がオフされる。In this embodiment, the base current of the transistor Q is detected by the resistor Rs, but the current from the diodes Dl and D2, which conduct the commutated current of the load, is also configured to pass through the resistor Rs. The four resistors R1 to R4 can be made into one resistor Rs. Here, current transformer CT
The winding turns ratio of the output transformer TR must satisfy the following equation, where the left side is TRl and the right side is CT. To turn on and off the transistor Q, when a relatively high voltage pulse is applied to the secondary winding N2O from the gate control device GCU, the thyristor (bidirectional) CR3 is turned on.
Since thyristor CR3 short-circuits the current flowing through the secondary winding N2O (base current of Q), transistor Q quickly cuts off the base current and turns off, and thyristor CRl (
CR2) is turned off.

この第３図の実施例は基本的には第１図の実施例に比べ
てその動作と効果は同様であるが、回路はやや簡単とな
る。以上の説明から明らかなようにこの発明に係るイン
バータ装置によれば、励振巻線および転流巻線を有する
出力トランスと、この出力トランスと結合関係に配せら
れる変流器を設け、この変流器により一つのスイツチ素
子を駆動するように構成することによつて電力消費を軽
減できると共に、上記転流巻線の配設により負荷電流の
転流モードにおける出力側に現われる逆電圧を減少する
ことができ、もつてフイルタの容量を小さくすることが
可能となる。The embodiment shown in FIG. 3 basically has the same operation and effect as the embodiment shown in FIG. 1, but the circuit is slightly simpler. As is clear from the above description, the inverter device according to the present invention includes an output transformer having an excitation winding and a commutation winding, and a current transformer arranged in a coupled relationship with the output transformer. By configuring one switch element to be driven by a current transformer, power consumption can be reduced, and by arranging the commutation winding described above, the reverse voltage appearing on the output side in the commutation mode of the load current can be reduced. This makes it possible to reduce the capacity of the filter.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
は第１図の回路の動作を説明するための信号波形図、第
３図はこの発明の他の実施例を示す回路構成図である。 図中、Ｑはトランジスタ、ＣＲｌ〜ＣＲ４はサイリスタ
、Ｄ１〜Ｄ６はダイオード、ＣＴは変流器、ＴＲは出力
トランス、ＧＣＵはゲート制御装置、Ｚは負荷である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing one embodiment of this invention, FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the circuit in FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit showing another embodiment of this invention. FIG. In the figure, Q is a transistor, CR1 to CR4 are thyristors, D1 to D6 are diodes, CT is a current transformer, TR is an output transformer, GCU is a gate control device, and Z is a load.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 出力トランスの第１励振巻線および第１制御整流素
子を含む第１直列回路と、この第１直列回路と並列関係
に接続され、上記第１励振巻線とは逆極性関係にある上
記出力トランスの第２励振巻線および第２制御整流素子
を含む第２直列回路と、これらの第１および第２の直列
回路を直流電源に交互に接続するスイッチ素子と、上記
第１励振巻線と結合関係に設けられる上記出力トランス
の第１転流巻線および第１整流素子を含み、転流時上記
第１励振巻線を介して上記直流電源に接続される第１転
流回路と、上記第２励振巻線と結合関係に設けられる上
記出力トランスの第２転流巻線および第２整流素子を含
み、転流時上記第２励振巻線を介して上記直流電源に接
続される第２転流回路と、負荷駆動時正負各サイクル毎
に上記第１および第２の制御整流素子のゲートを交互に
オンに、又上記スイッチ素子をオンに制御して交流出力
を供給し以後上記スイッチ素子のオンオフで負荷電流電
圧の増減を制御でき、又転流時には強制ターンオフ手段
を要しない自然にターンオフするための制御手段とを備
えるもので、この制御手段は上記第１および第２の直列
回路にそれぞれ挿入される第１および第２の一次巻線、
これらの一次巻線にそれぞれ対応して設けられ、各一端
がスイッチ素子の制御電極に接続され、各他端がそれぞ
れ第３および第４の整流素子を介して上記スイッチ素子
の主電極に接続される第１および第２の二次巻線を有す
る変流器と、上記第３および第４の整流素子にそれぞれ
逆並列関係に接続される第３および第４の制御整流素子
と、上記第１ないし第４の制御整流素子を点弧制御する
ゲート制御装置とを備え、又上記ゲート制御装置は上記
第１および第２の整流素子にそれぞれ接続された抵抗に
より負荷電流を検出し、上記第３および第４の整流素子
にそれぞれ接続された抵抗によりスイッチ素子の制御電
流を検出するようにしたことを特徴とするインバータ装
置。 ２ 制御手段は第１および第２の直列回路にそれぞれ挿
入される第１および第２の一次巻線、これらの一次巻線
に対応して設けられた第３の二次巻線を有する変流器と
、この変流器の出力を整流してスイッチ素子の制御電極
に供給する整流回路と、上記第３の二次巻線に並列接続
される双方向性制御整流素子と、この双方向性制御整流
素子と第１および第２の制御整流素子を点弧制御するゲ
ート制御装置とを備えている特許請求の範囲第１項記載
のインバータ装置。 ３ ゲート制御装置は整流回路に設けられた単一の抵抗
により負荷電流およびスイッチ素子の制御電流を検出す
る特許請求の範囲第２項記載のインバータ装置。 ４ 第１および第２の転流巻線の巻数は第１および第２
の励振巻線の巻数より多くなるように設定される特許請
求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載のインバ
ータ装置。[Claims] 1. A first series circuit including a first excitation winding and a first control rectifier of an output transformer, and a first series circuit connected in parallel with the first series circuit and opposite to the first excitation winding. a second series circuit including a second excitation winding of the output transformer and a second control rectifying element having a polarity relationship; a switch element for alternately connecting these first and second series circuits to a DC power source; A first commutating winding and a first rectifying element of the output transformer, which are provided in a coupled relationship with a first excitation winding, and which are connected to the DC power supply via the first excitation winding during commutation. a commutation circuit, a second commutation winding and a second rectifier element of the output transformer which are provided in a coupled relationship with the second excitation winding; and a second commutation circuit connected to the AC output by alternately turning on the gates of the first and second control rectifiers and turning on the switch element for each positive and negative cycle when driving a load. The control means is provided with a control means for controlling the increase/decrease of the load current voltage by turning on and off the switching element, and for turning off the current automatically without requiring a forced turn-off means at the time of commutation, and this control means comprises the first and the above-mentioned control means. first and second primary windings each inserted into a second series circuit;
These primary windings are provided corresponding to each other, one end of each is connected to the control electrode of the switch element, and each other end is connected to the main electrode of the switch element via the third and fourth rectifying elements, respectively. a current transformer having first and second secondary windings; third and fourth controlled rectifying elements connected in antiparallel relationship to the third and fourth rectifying elements, respectively; or a gate control device for controlling ignition of the fourth control rectifier, and the gate control device detects a load current by a resistor connected to each of the first and second rectifiers, and and a fourth rectifying element, the control current of the switching element is detected by a resistor connected to each of the fourth rectifying elements. 2. The control means is a current transformer having first and second primary windings inserted into the first and second series circuits, respectively, and a third secondary winding provided corresponding to these primary windings. a rectifier circuit that rectifies the output of the current transformer and supplies it to the control electrode of the switch element; a bidirectional control rectifier element connected in parallel to the third secondary winding; The inverter device according to claim 1, comprising a controlled rectifying element and a gate control device for controlling ignition of the first and second controlled rectifying elements. 3. The inverter device according to claim 2, wherein the gate control device detects the load current and the control current of the switching element using a single resistor provided in the rectifier circuit. 4 The number of turns of the first and second commutation windings is the same as that of the first and second commutation windings.
The inverter device according to any one of claims 1 to 3, wherein the number of turns is set to be greater than the number of turns of the excitation winding.