JPS591072B2 - sine wave inverter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、交流電動機駆動用正弦波インバータに関し、
特に重負荷状態の運転動作を改良した交流電動機、駆動
用正弦波インバータに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a sine wave inverter for driving an AC motor;
In particular, the present invention relates to an AC motor and a driving sine wave inverter with improved operation under heavy loads.

最近、交流電動機駆動用の電源として、負荷に印加する
電圧とその周波数の比率を一定に制御したパルス幅変調
方式の正弦波インバータが用いられるようになつた。第
１図は、従来の正弦波インバータを用いで誘導電動機を
、駆動する回路のブロック図であＶ）図中、１ぱ誘導電
動機、２は整流素子Ｄ１〜Ｄ６により構成され、三相交
流を整流する整流ブリッジ回路、３は平滑コンデンサ、
４ぱトランジスタＱ１〜Ｑ６により構成される正弦波イ
ンバータ、５ぱ整流素子Ｄ７、〜Ｄ１２からなる帰還ブ
リッジ回路である。６は速度指令信号Ｖｓが入力される
時定数回路、Ｔは時定数回路６の出力電圧に対応した周
波数のパルス信号を発生する電圧・周波数変換回路、８
は該電圧・周波数変換回路の出力パルスを三相に分配す
るリングカウンタである。Recently, pulse width modulation type sine wave inverters, which control the ratio between the voltage applied to the load and its frequency to a constant value, have come to be used as power sources for driving AC motors. Figure 1 is a block diagram of a circuit that drives an induction motor using a conventional sine wave inverter. Rectifier bridge circuit for rectification, 3 is a smoothing capacitor,
This is a feedback bridge circuit consisting of a sine wave inverter made up of 4-pin transistors Q1 to Q6 and a 5-pin rectifier D7 to D12. 6 is a time constant circuit into which the speed command signal Vs is input; T is a voltage/frequency conversion circuit that generates a pulse signal with a frequency corresponding to the output voltage of the time constant circuit 6; 8
is a ring counter that distributes the output pulses of the voltage/frequency conversion circuit into three phases.

該リングカウンタ８の出力パルスは次段の正弦波発振器
９に入力されて正弦波信号に変換される。正弦波発振器
としてぱ例えばリングカウンタの出力である連続するパ
ルス列により先ずパルス毎に交互に正負に反転する矩形
波を得、この矩形波を二次時定数回路を介することによ
り正弦波に変換するタイプのものを用いても良い。従つ
てリングカウンタ８の周波数に対応した正弦波を得るこ
とができる。該正弦波発振器９には、時定数回路６の出
力を絶対回路１０で絶対値化し、更に定数回路１１でに
倍した信号が与えられる。その結果、正弦波発振器９の
出力信号は速度指令信号の大きさに対応した波高値を有
する正弦波信号となる。１２はのこぎり波発生回路であ
り、のこぎり波を発生する。The output pulse of the ring counter 8 is input to the next stage sine wave oscillator 9 and converted into a sine wave signal. As a sine wave oscillator, for example, a type that first obtains a rectangular wave that alternately inverts positive and negative for each pulse using a continuous pulse train that is the output of a ring counter, and then converts this rectangular wave into a sine wave by passing it through a secondary time constant circuit. You may also use one. Therefore, a sine wave corresponding to the frequency of the ring counter 8 can be obtained. The sine wave oscillator 9 is supplied with a signal obtained by converting the output of the time constant circuit 6 into an absolute value in an absolute circuit 10 and then multiplying the output by a constant circuit 11. As a result, the output signal of the sine wave oscillator 9 becomes a sine wave signal having a peak value corresponding to the magnitude of the speed command signal. 12 is a sawtooth wave generation circuit, which generates a sawtooth wave.

１３はパルス幅変調回路であり、正該波発振器９からの
正弦波とのこぎり波発生回路１２からののこぎり波の二
信号が入力され、両信号のクロスポイントで比較し、の
こぎり波が正弦波より低い期間は正弦波インバータ４の
トランジスタＱｌ，Ｑ３，Ｑ５を通電制御するような信
号を出力し、のこぎり波が正弦波より高い期間ではトラ
ンジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６側を通電制御するような信号
を出力する。Reference numeral 13 denotes a pulse width modulation circuit, into which two signals, a sine wave from the positive wave oscillator 9 and a sawtooth wave from the sawtooth wave generation circuit 12, are input, and the two signals are compared at the cross point to determine whether the sawtooth wave is better than the sine wave. During the period when the sawtooth wave is higher than the sine wave, it outputs a signal that controls the energization of the transistors Ql, Q3, and Q5 of the sine wave inverter 4, and when the sawtooth wave is higher than the sine wave, it outputs a signal that controls the energization of the transistors Q2, Q4, and Q6. do.

このように構成された正弦波インバータの動作を簡単に
説明する。第２図は三相インバータの任意の一相につい
ての波形図であジ、他の二相についても位相が異なる点
を除けば同様であるので一相についてのみ検討する。第
２図ａは、第１図の正弦波発振器９の出力信号である速
度指令信号Ｖｓの大きさに対応した周波数と波高値を有
する正弦波信号と、のこぎシ波発生回路１２の出力信号
とのパルス幅変調回路１３での比較図であり、のこぎり
波が正弦波より低い期間は第２図ｂに示すように、中心
線より上方の矩形をそしてのこぎり波が正弦波より高い
期間は中心線より下方の矩形波が発生し、その矩形波の
幅は時間軸に沿つて周期的に変化する。この中心線より
上方の矩形波を正弦波インバータ４を構成するトランジ
スタのうち例えばトランジスタＱ１のベースに印加し、
下方の矩形波を該インバータのトランジスタＱ２のベー
スに印加すると、トランジスタＱ，及びＱ２の接続点Ｃ
の出力電圧の時間的平均は第２図ｃのような正弦波電圧
が得られる。この電圧による負荷電流は第２図ｄに示す
ように、誘導負荷のため位相が遅れ、しかもトランジス
タＱ１がオンのとき電流は上昇し、トランジスタＱ２が
オンのとき電流は減少してジグザグ状の軌跡をとりなが
ら変化してその時間的平均は点線の如く正弦波状に変化
する。このようにして三相夫夫が１２０度位相のずれた
正弦波出力となる。ところで、第１図に示す従来装置は
、各相の出力側に過電流検出装置１４を備えて訃Ｖ１負
荷電流が制限値１Ｌを越えると、過電流検出装置１４か
ら過電流検出信号０ＬＳを発し、第２図ｅに示すように
、時間ｔ！１に訃いて矩形波を直ちに立下らせてトラン
ジスタＱ１をオフ、トランジスタＱ２をオンにして電流
を減少せしめる（第２図ｆ）。次いで、矩形波が次に立
上るタイミングｔ／２において、再度トランジスタＱ１
がオンとな幻、トランジスタＱ２がオフとなつて電流が
上昇し、時間ｔ／３に卦いて負荷電流が制限値１Ｌを越
えると、過電流検出装置１４が再度過電流検出信号０Ｌ
Ｓを発し、上記と同様な作用によジ電流を減少せしめて
、負荷電流が常に制限値１Ｌを越えないようにして各ト
ランジスタを過負荷から保護している。上述の如き従来
の装置は、誘導電動機に重負荷が掛つて負荷電流が増加
しても、誘導電動機への通電を停止せしめることなく、
正弦波インバータを保護するように構成されている。し
かしながら、過電流が検出されると、負荷電流は第２図
ｆに示す如く、制限値１Ｌから直ちに下降を始める。し
たがつて、第２図ｆに｝いてハツチングにて示す部分は
負荷電流を流してもよいにもかかわらず電流を流せない
部分であり、負荷電流の時間的平均値は、電流制限値よ
りかなｖ低いものとなる。このため、誘導電動機に発生
するトルクが不足し、重負荷に耐えられなくなつて誘導
電動機が停止してしまうような欠点を有する。本発明は
、上述の如き従来の欠点を改善する新しい発明であり、
その目的は正弦波発振器と、パルス幅変調回路と、過電
流保護回路を有する正弦波インバータにおいて、負荷が
大きくなジ負荷電流が増加したとき、該負荷電流を制限
値いつばいまで引上げることができるような回路装置を
得ることにある。The operation of the sine wave inverter configured in this way will be briefly explained. FIG. 2 is a waveform diagram for one arbitrary phase of a three-phase inverter, and since the other two phases are similar except that the phases are different, only one phase will be discussed. FIG. 2a shows a sine wave signal having a frequency and peak value corresponding to the magnitude of the speed command signal Vs, which is the output signal of the sine wave oscillator 9 in FIG. This is a comparison diagram of the pulse width modulation circuit 13 in the pulse width modulation circuit 13, and the period when the sawtooth wave is lower than the sine wave is shown in the rectangle above the center line, as shown in FIG. A rectangular wave below the line is generated, and the width of the rectangular wave changes periodically along the time axis. A rectangular wave above the center line is applied to the base of, for example, a transistor Q1 among the transistors constituting the sine wave inverter 4,
When the lower rectangular wave is applied to the base of transistor Q2 of the inverter, the connection point C between transistors Q and Q2
The temporal average of the output voltage gives a sine wave voltage as shown in FIG. 2c. As shown in Figure 2d, the phase of the load current due to this voltage is delayed due to the inductive load, and when transistor Q1 is on, the current increases, and when transistor Q2 is on, the current decreases, resulting in a zigzag trajectory. The time average changes sinusoidally as shown by the dotted line. In this way, the three-phase signal outputs a sine wave with a phase shift of 120 degrees. By the way, the conventional device shown in FIG. 1 is equipped with an overcurrent detection device 14 on the output side of each phase, and when the V1 load current exceeds a limit value of 1L, the overcurrent detection device 14 issues an overcurrent detection signal 0LS. , as shown in FIG. 2e, at time t! 1, the rectangular wave immediately falls, turning off the transistor Q1 and turning on the transistor Q2 to reduce the current (FIG. 2f). Next, at timing t/2 when the rectangular wave next rises, the transistor Q1 is turned on again.
When the transistor Q2 turns off and the current increases, and the load current exceeds the limit value 1L at time t/3, the overcurrent detection device 14 again outputs the overcurrent detection signal 0L.
S is generated, and the current is reduced by the same action as described above, so that the load current does not always exceed the limit value 1L, and each transistor is protected from overload. The conventional device as described above does not stop energizing the induction motor even when a heavy load is applied to the induction motor and the load current increases.
Configured to protect sine wave inverters. However, when an overcurrent is detected, the load current immediately begins to fall from the limit value 1L, as shown in FIG. 2f. Therefore, the hatched area in Figure 2 (f) is the area where the current cannot flow, even though the load current may flow, and the temporal average value of the load current is much lower than the current limit value. v will be low. For this reason, the induction motor has the disadvantage that the torque generated in the motor is insufficient, and the induction motor stops because it cannot withstand a heavy load. The present invention is a new invention that improves the conventional drawbacks as described above,
The purpose of this is to raise the load current to the limit value when the load current increases in a sine wave inverter that has a sine wave oscillator, pulse width modulation circuit, and overcurrent protection circuit. The goal is to obtain a circuit device that can do this.

上述の如き目的を達するため、本発明は、交流電動機を
、パワートランジスタを用いた可変周波正弦波インバー
タで，駆動する交流電動機駆動装置に訃いて、速度指令
信号と所定の関係を有する可変電圧・可変周波数の擬似
正弦波電圧と、該可変周波数の正数倍の周波数を有し、
一定の波高値を有するのこぎジ波を比較することにより
正弦波インバータの出力電圧の時間的デユーテイをほぼ
正弦波状に変化させるパルス幅変調手段と、正弦波イン
バータの各相の電流を検出し過電流が生じたとき過電流
発生信号を出力する過電流検出手段と、過電流が生じた
ときパルス幅変調手段を制御して該手段に一定時間負荷
電流の増加を抑制せじめる信号を出力するタイマ回路と
、該パルス幅変調手段が過負荷を生じた相の負荷電流の
増加を抑制している期間に該相ののこぎｖ波の上昇動作
を停止する三角波発生手段とを有し、パルス幅変調手段
が過負荷を生じた相の負荷電流の増加を抑制している期
間のこぎｖ波と擬似正弦波の交点を時間的に遅らせて当
該相のトランジスタをオンにする時間デユーテイを増加
させ、過電流発生時の正弦波インバータ出力電圧の低下
を補償することを特徴とする正弦波インバータを提供す
る。In order to achieve the above object, the present invention includes an AC motor drive device that drives an AC motor with a variable frequency sine wave inverter using power transistors, and generates a variable voltage signal having a predetermined relationship with a speed command signal. has a pseudo sine wave voltage with a variable frequency and a frequency that is a positive multiple of the variable frequency,
A pulse width modulation means changes the temporal duty of the output voltage of the sine wave inverter in a substantially sinusoidal manner by comparing sawtooth waves having a constant peak value, and a pulse width modulation means that detects the current of each phase of the sine wave inverter An overcurrent detection means that outputs an overcurrent generation signal when an overcurrent occurs, and a signal that controls the pulse width modulation means and suppresses an increase in load current for a certain period of time when an overcurrent occurs. and a triangular wave generating means for stopping the rising operation of the sawtooth V wave of the phase during a period in which the pulse width modulating means suppresses an increase in the load current of the phase in which the overload has occurred, During the period when the pulse width modulation means suppresses the increase in the load current of the overloaded phase, the intersection point of the sawtooth V wave and the pseudo sine wave is delayed in time to increase the time duty for turning on the transistor of the phase. The present invention provides a sine wave inverter that compensates for a drop in output voltage of the sine wave inverter when an overcurrent occurs.

次に、本発明の一実施例を、図面を用いて詳細に説明す
る。Next, one embodiment of the present invention will be described in detail using the drawings.

第３図は、本発明の一実施例を示すプロツク図であり、
同図中、２１は時定数回路、２２は加算器で、速度指令
信号Ｖｓと後述する速度発電機の出力電圧を比較してそ
の差分を出力する。FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the present invention;
In the figure, 21 is a time constant circuit, and 22 is an adder, which compares the speed command signal Vs with the output voltage of a speed generator, which will be described later, and outputs the difference.

２３は加算器２２からの出力電圧を増輻する比例積分型
の増幅回路、２４は増幅回路２３の出力電圧に対応した
周波数のパルス信号を発生する電圧・周波数変換回路、
２５は増幅回路２３の出力電圧を絶対値化してＫ倍する
増幅回路、２６は電圧・周波数変換回路２４から出力さ
れるパルス信号を分周する分周回路で、たとえばパルス
信号周波数を１２分の１に分周する。23 is a proportional-integral type amplifier circuit that increases the output voltage from the adder 22; 24 is a voltage/frequency conversion circuit that generates a pulse signal with a frequency corresponding to the output voltage of the amplifier circuit 23;
25 is an amplifier circuit that converts the output voltage of the amplifier circuit 23 into an absolute value and multiplies it by K. 26 is a frequency divider circuit that divides the pulse signal output from the voltage/frequency conversion circuit 24. For example, the pulse signal frequency is divided by 12. Divide the frequency by 1.

２７は正弦波発生回路で、電圧・周波数変換回路２４か
ら発生するパルス信号周波数の２４分の１の周波数を持
ち、増幅回路２５の出力電圧に応じた波高値を有する正
弦波を発生する。A sine wave generating circuit 27 generates a sine wave having a frequency that is 1/24 of the pulse signal frequency generated from the voltage/frequency conversion circuit 24 and having a peak value corresponding to the output voltage of the amplifier circuit 25.

２８は三角波発生回路で、電圧・周波数変換回路２４の
出力に同期したのこぎり波を発生するとともに、後述の
タイマ回路からの信号により指示された期間のこぎジ波
の出力電圧の上昇を中止し、指示が解除？れた後再び出
力電圧を上昇し続けるような作用を行なう。28 is a triangular wave generation circuit which generates a sawtooth wave in synchronization with the output of the voltage/frequency conversion circuit 24, and also stops increasing the output voltage of the sawtooth wave for a period specified by a signal from a timer circuit, which will be described later. Instructions lifted? After that, the output voltage continues to rise again.

２９は正弦波発生回路２７から出力される正弦波と、三
角波発生回路２８から出力されるのこぎり波とを比較す
る比較回路である。A comparison circuit 29 compares the sine wave output from the sine wave generation circuit 27 and the sawtooth wave output from the triangular wave generation circuit 28.

３０は比較回路２９の出力により、正弦波インバータ４
を駆動するパルス信号を作勺出すとともに、後述の比較
回路の出力信号により、誘導電動機１の電流を減少？せ
る信号を出力するパルス幅変調回路、３１はタイマ回路
、３２は電流検出回路、３３は比較回路、３４は誘導電
動機１の回転数を検出する速度発電機である。30 is a sine wave inverter 4 based on the output of the comparison circuit 29.
At the same time, the current of the induction motor 1 is reduced by the output signal of the comparison circuit described later. 31 is a timer circuit, 32 is a current detection circuit, 33 is a comparison circuit, and 34 is a speed generator that detects the rotation speed of the induction motor 1.

次に実施例の動作について説明する。誘導電動機１を所
定回転数で回転？せるため、入力回路から速度指令信号
Ｖｓが与えられる。Next, the operation of the embodiment will be explained. Rotate induction motor 1 at a predetermined rotation speed? A speed command signal Vs is given from the input circuit to control the speed.

該信号Ｖ８は時定数回路２１でなまされた後、加算器２
２の一方の入力端に加えられる。加算器２２の他方の入
方端には、旧回転速度で回転している誘導電動機１の回
転速度信号が極性を反転されたうえ入力され、これら２
つの入力信号は加算器２２に訃いて加算される。そして
それら２つの信号の差分が加算器２２から出力される。
加算器２２からの出力は増幅回路２３で増幅された後、
電圧・周波数変換回路２４に入力される。なお、第４図
ａは増幅回路２３の出力電圧を示す。電圧・周波数変換
回路２４は、入力電圧の大きさに比例した周波数を有す
るパルス信号（第４図ｂ）を出力する。分周回路２６は
、該パルス信号を受けてこれを２４分の１に分周し、第
４図ｃに示すように、前半は正、後半は負となる矩形波
を出力する。また、正弦波発生器２７は前記パルス信号
を受け、第１発目のパルスが入力されると、第４図ｄに
示すように、電圧Ｅｍに対し、（ＥｍＸｓｉｎｌｆ）と
なるような電圧を出力し、第２発目のパルスが入力され
ると（ＥｍＸｓｉｎ３ＯＯ）となるような電圧を出力す
るというように、００力）ら１８０うまでは正、１８０
るから３６０にまでは負の擬似の正弦波を出力する。な
訃、この正負の切替は、分周回路２６からの信号で行な
われる。また、電圧Ｅｍの値は、周知の可変電圧・可変
周波数制御が行なわれるため、増幅回路２５の出力に比
例して変化される。一方、三角波発生回路２８は前記パ
ルス信号（第４図ｂ）に同期したのこぎり波が出力され
、比較回路２９で第４図ｄに示す擬似の正弦波と該のこ
ぎり波とが比較され、該正弦波よりのこぎり波が低い場
合に正、これの逆の場合に負となる信号を出力する（第
４図ｅ）。比較器２９の出力はパルス幅変調回路３０に
入力される。パルス幅変調回路３０では、たとえばＵ相
の一相についてみると、第４図ｅ＆Ｃ訃いて、比較器２
９の出力が正のとき、トランジスタＱ１がオンし、該出
力が負のときトランジスタＱ２がオンするような駆動信
号を出力し、誘導電動機１には三相の交流電流が各相に
流れて従来と同様に新しい指令を受けた回転数で回転し
、その回転数は入力側に帰還されて誘導電動機１が常に
速度指令信号Ｖ８に従つた回転数で回転するように自動
制御される。このような通常の運転状態にあるとき、何
かの原因により誘導電動機１に重負荷がかかり、回転数
が低下するとともに、たとえばＵ相に大きな電流が流れ
たとする。The signal V8 is smoothed by the time constant circuit 21 and then sent to the adder 2.
2. The rotational speed signal of the induction motor 1 rotating at the old rotational speed is inputted to the other input end of the adder 22 with its polarity reversed.
The two input signals are added to the adder 22. Then, the difference between these two signals is output from the adder 22.
After the output from the adder 22 is amplified by the amplifier circuit 23,
It is input to the voltage/frequency conversion circuit 24. Note that FIG. 4a shows the output voltage of the amplifier circuit 23. The voltage/frequency conversion circuit 24 outputs a pulse signal (FIG. 4b) having a frequency proportional to the magnitude of the input voltage. The frequency dividing circuit 26 receives the pulse signal, divides the frequency of the pulse signal into 1/24, and outputs a rectangular wave whose first half is positive and whose second half is negative, as shown in FIG. 4c. Further, when the sine wave generator 27 receives the pulse signal and receives the first pulse, it outputs a voltage that becomes (EmXsinlf) with respect to the voltage Em, as shown in FIG. 4d. Then, when the second pulse is input, it outputs a voltage that becomes (Em
360, a negative pseudo sine wave is output. However, this switching between positive and negative is performed by a signal from the frequency dividing circuit 26. Further, the value of the voltage Em is changed in proportion to the output of the amplifier circuit 25 because well-known variable voltage/variable frequency control is performed. On the other hand, the triangular wave generation circuit 28 outputs a sawtooth wave synchronized with the pulse signal (FIG. 4b), and the comparator circuit 29 compares the sawtooth wave with the pseudo sine wave shown in FIG. A positive signal is output when the sawtooth wave is lower than the wave, and a negative signal is output when the opposite is true (Fig. 4e). The output of comparator 29 is input to pulse width modulation circuit 30. In the pulse width modulation circuit 30, for example, regarding one phase of the U phase, the comparator 2
When the output of the induction motor 1 is positive, the transistor Q1 is turned on, and when the output is negative, the transistor Q2 is turned on. Similarly, the induction motor 1 rotates at a rotation speed that receives a new command, and the rotation speed is fed back to the input side, so that the induction motor 1 is automatically controlled so as to always rotate at a rotation speed according to the speed command signal V8. Assume that during such a normal operating state, a heavy load is applied to the induction motor 1 for some reason, the rotational speed decreases, and a large current flows, for example, to the U phase.

この電流値はただちに電流検出回路３２で検出され、比
較回路３３に入力される。そして、その値が第５図ａに
示すように、制限値１Ｌを越えると、比較回路３３の出
力はただちに６１”となり、この信号はタイマ回路３１
及びパルス幅変調回路３０に入力？れる。パルス幅変調
回路３０では、比較回路３３の出力６１”によう比較回
路２９からの入力信号を断ち切り、第５図ｂに示すよう
に、過電流が発生した時間Ｔ，において直ちに負方向に
スイングさせ、トランジスタＱ，をオフ、トランジスタ
Ｑ２をオンせしめる。This current value is immediately detected by the current detection circuit 32 and input to the comparison circuit 33. As shown in FIG. 5a, when the value exceeds the limit value 1L, the output of the comparator circuit 33 immediately becomes 61'', and this signal
and input to the pulse width modulation circuit 30? It will be done. The pulse width modulation circuit 30 cuts off the input signal from the comparator circuit 29 so that the output 61'' of the comparator circuit 33 swings in the negative direction immediately at the time T when the overcurrent occurs, as shown in FIG. 5b. , turns off transistor Q, and turns on transistor Q2.

このため、Ｕ相を流れる電流は、第５図ａに示すように
徐々に減り始める。一方、比較回路３３の出力“１”を
受けたタイマ回路３１は、三角波発生回路２８に指令を
送Ｖ１第５図Ｃに示すように、時間Ｔだけのこぎｂ波の
波高値を一定にさせる。Therefore, the current flowing through the U phase gradually begins to decrease as shown in FIG. 5a. On the other hand, the timer circuit 31 receiving the output "1" from the comparator circuit 33 sends a command to the triangular wave generating circuit 28 to keep the peak value of the sawto b wave constant for a time T, as shown in FIG. 5C. .

時刻Ｔ，から時間Ｔが経過すると、タイマ回路３１から
パルス幅変調回路３０に解除信号が発せられる。この時
刻Ｔ２では、第５図Ｃに示すように、のこぎり波の波高
値よジ正弦波の波高値の方が大きいので、再びトランジ
スタＱ１がオンとなＶ１トランジスタＱ２がオフとなＶ
），．Ｕ相の電流は増加し始める（第５図ａ）。そして
誘導電動機１に対して大きな負荷がいまだかけられて訃
り、該Ｕ相の電流が再び制限値１Ｌを越えると、前記と
同様な動作が繰返されてＵ相の電流は制限される。時刻
Ｔ３に至ると、のこぎｖ波はいつたんりセツト？れ、た
だちに上昇を始め、通常の動作に戻るが、時刻Ｔ４に訃
いてＵ相の電流が制限値１Ｌを越えると、再度上記の如
き電流制限動作が行なわれる。When time T has elapsed from time T, a release signal is issued from timer circuit 31 to pulse width modulation circuit 30. At this time T2, as shown in FIG.
),. The U-phase current begins to increase (Figure 5a). If a large load is still applied to the induction motor 1 and it dies, and the U-phase current exceeds the limit value 1L again, the same operation as described above is repeated and the U-phase current is limited. At time T3, when is the sawtooth v wave set? However, when the U-phase current exceeds the limit value 1L at time T4, the current limiting operation as described above is performed again.

そしてこのような電流制限動作は、Ｕ相電流が制限値１
Ｌを越えなくなるまで何回でも繰返し行なわれ、その後
は通常の動作に戻る。なお、上記実施例は、電圧・周波
数変換回路２４の出力周波数に関係なく、タイマ回路３
１の動作時間Ｔを一定にしたが、これを周波数変換回路
２４の出力周波数の変化に応じて変化させる（周波数が
高くなれば動作時間Ｔを小さく、周波数が低くなれば動
作時間Ｔを大きくする）こともできる。以上、詳細に説
明したように、本発明によれば、誘導電動機に大きな負
荷が掛けられているとき、誘導電動機に流す電流をほと
んど制限値いつぱいまで大きくすることができるため、
従来の過電流保護装置を設けた正弦波インバータに比べ
て誘導電動機のトルクを大きくすることができる。In such a current limiting operation, the U-phase current is set to the limit value 1.
This is repeated as many times as necessary until L is no longer exceeded, after which normal operation returns. Note that in the above embodiment, regardless of the output frequency of the voltage/frequency conversion circuit 24, the timer circuit 3
1, the operating time T is kept constant, but it is changed according to changes in the output frequency of the frequency conversion circuit 24 (as the frequency becomes higher, the operating time T becomes smaller, and as the frequency becomes lower, the operating time T becomes larger). ) can also be done. As described above in detail, according to the present invention, when a large load is applied to the induction motor, the current flowing through the induction motor can be increased almost to the limit value.
The torque of the induction motor can be increased compared to a sine wave inverter equipped with a conventional overcurrent protection device.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従米の正弦波インバータを用いて誘導電動機を
駆動する回路のプロツク図、第２図ａ乃至ｆは従米装置
に訃ける三相インバータの任意の一相についての波形図
、第３図は本発明の一実施例を示すプロツク図、第４図
ａ乃至ｅ及び第５図ａ乃至ｃは本発明の実施例における
各部に｝ける波形図である。 図中、１は誘導電動機、２は整流ブリツジ回路、３は平
滑コンデンサ、４は正弦波インバータ、５は帰還ブリツ
ジ回路、６は時定数回路、７は電圧周波数変換回路、８
はリングカウンタ、９は正弦波発振器、１０は絶対値回
路、１１は定数回路、１２はのこぎり波発生回路、１３
はパルス幅変調回路、２１は時定数回路、２２は加算器
、２３は増幅回路、２４は電圧・周波数変換回路、２５
は増幅回路、２６は分周回路、２７は正弦波発生回路、
２８は三角波発生回路、２９は比較回路、３０はパルス
幅変調回路、３１はタイマ回路、３２は電流検出回路、
３３は比較回路、３４は速度発電機である。Fig. 1 is a block diagram of a circuit that drives an induction motor using a sine wave inverter, Fig. 2 a to f are waveform diagrams for any one phase of a three-phase inverter used in a sine wave inverter, and Fig. 3 4 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIGS. 4a to 4e and 5a to 5c are waveform diagrams of various parts in the embodiment of the present invention. In the figure, 1 is an induction motor, 2 is a rectifier bridge circuit, 3 is a smoothing capacitor, 4 is a sine wave inverter, 5 is a feedback bridge circuit, 6 is a time constant circuit, 7 is a voltage frequency conversion circuit, 8
is a ring counter, 9 is a sine wave oscillator, 10 is an absolute value circuit, 11 is a constant circuit, 12 is a sawtooth wave generation circuit, 13
is a pulse width modulation circuit, 21 is a time constant circuit, 22 is an adder, 23 is an amplifier circuit, 24 is a voltage/frequency conversion circuit, 25
is an amplifier circuit, 26 is a frequency divider circuit, 27 is a sine wave generation circuit,
28 is a triangular wave generation circuit, 29 is a comparison circuit, 30 is a pulse width modulation circuit, 31 is a timer circuit, 32 is a current detection circuit,
33 is a comparison circuit, and 34 is a speed generator.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 交流電動機を、パワートランジスタを用いた可変周
波正弦波インバータで駆動する交流電動機駆動装置にお
いて、速度指令信号と所定の関係を有する可変電圧・可
変周波数の擬似正弦波電圧と、該可変周波数の正数倍の
周波数を有し、一定の波高値を有するのこぎり波を比較
することにより正弦波インバータの出力電圧の時間的デ
ューティをほぼ正弦波状に変化させるパルス幅変調手段
と、正弦波インバータの各相の電流を検出し過電流が生
じたとき過電流発生信号を出力する過電流検出手段と、
過電流が生じたときパルス幅変調手段を制御して該手段
に一定時間負荷電流の増加を抑制せしめる信号を出力す
るタイマ回路と、該パルス幅変調手段が過負荷を生じた
相の負荷電流の増加を抑制している期間に該相ののこぎ
り波の上昇動作を停止する三角波発生手段とを有し、パ
ルス幅変調手段が過負荷を生じた相の負荷電流の増加を
抑制している期間のこぎり波と擬似正弦波の交点を時間
的に遅らせて当該相のトランジスタをオンにすることに
より、出力電圧の時間デューティを増加させ、過電流発
生時の正弦波インバータ出力電圧の低下を補償すること
を特徴とする正弦波インバータ。 ２ タイマ回路の動作時間を正弦波インバータの動作周
波数の変化につれて可変せしめることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の正弦波インバータ。[Claims] 1. In an AC motor drive device that drives an AC motor with a variable frequency sine wave inverter using power transistors, a variable voltage/variable frequency pseudo sine wave voltage having a predetermined relationship with a speed command signal; , pulse width modulation means for changing the temporal duty of the output voltage of the sine wave inverter in a substantially sinusoidal manner by comparing sawtooth waves having a frequency that is a positive multiple of the variable frequency and having a constant peak value; overcurrent detection means that detects the current of each phase of the sine wave inverter and outputs an overcurrent occurrence signal when overcurrent occurs;
A timer circuit that controls the pulse width modulation means when an overcurrent occurs and outputs a signal that causes the means to suppress an increase in load current for a certain period of time, and a timer circuit that outputs a signal that controls the pulse width modulation means to suppress an increase in the load current for a certain period of time; and triangular wave generation means for stopping the rising operation of the sawtooth wave of the phase during the period when the increase is suppressed, and the sawtooth wave during the period when the pulse width modulation means suppresses the increase in the load current of the phase in which the overload has occurred. By temporally delaying the intersection of the wave and the pseudo sine wave and turning on the transistor of the relevant phase, the time duty of the output voltage is increased and the drop in the output voltage of the sine wave inverter when an overcurrent occurs is compensated for. Features of sine wave inverter. 2. The sine wave inverter according to claim 1, wherein the operating time of the timer circuit is varied as the operating frequency of the sine wave inverter changes.