JPS59105786A - Preamplifier integrated circuit - Google Patents
Preamplifier integrated circuitInfo
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- JPS59105786A JPS59105786A JP57215405A JP21540582A JPS59105786A JP S59105786 A JPS59105786 A JP S59105786A JP 57215405 A JP57215405 A JP 57215405A JP 21540582 A JP21540582 A JP 21540582A JP S59105786 A JPS59105786 A JP S59105786A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は磁気録画再生装置の再生プリアンプ集積回路（
以後プリアンプＩＣと称す）に係り、特に初段アンプの
負帰還回路に関するものであ・る。[Detailed Description of the Invention] [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a playback preamplifier integrated circuit (
The present invention relates to a preamplifier IC (hereinafter referred to as a preamplifier IC), and particularly to a negative feedback circuit of a first stage amplifier.
ビデオ信号を記録・再生するヘリカルスキャン形磁気録
画再生装置（例えば家庭用ＶＴＲなど）においては、磁
気テープから磁気ヘッドを介して再生される信号は極め
て微弱であり、しかも高域がかなり減衰した周波数特性
となっている。このため、再生信号を増幅するプリアン
プには、低雑音であることと周波数特性を捕虫てること
が要求される。この周波数特性の補正を無調整化した回
路の一例が同一出願人より出願の特願昭５５−５８９４
号に記載されている。In helical scan type magnetic recording and reproducing devices that record and reproduce video signals (for example, home VTRs), the signal reproduced from the magnetic tape via the magnetic head is extremely weak and has a frequency whose high frequencies are considerably attenuated. It has become a characteristic. Therefore, the preamplifier that amplifies the reproduced signal is required to have low noise and accurate frequency characteristics. An example of a circuit in which correction of frequency characteristics is not adjusted is disclosed in Japanese Patent Application No. 55-5894 filed by the same applicant.
listed in the number.
第１図にその再生系回路を、第２図にその周波数特性を
示し、フィードバックダンピングについて説明する。FIG. 1 shows the reproduction system circuit, FIG. 2 shows its frequency characteristics, and feedback damping will be explained.
第１同圧おいて、信号源１はビデオヘッドのインダクタ
ンスＬ１とその抵抗分Ｒ１と電圧源ｅｉｎから成り、シ
ールド線２を介してプリアンプＩＣ゛５に継がる。ここ
で、ｃ゛１はシールド線の持つ容量、Ｃ’２は共振用コ
ンデンサ、ｃ３はプリアンプ４０入力容量である。フィ
ードバック抵抗Ｒ２をはずした場合、ロータリトランス
（同図に示さず）を介して見たヘッドのインダクタンス
Ｌ１が約８μＢであるのに対し、シールド線の容量ＣＥ
ｉＪ”−。At the first same voltage, the signal source 1 consists of an inductance L1 of the video head, its resistance R1, and a voltage source ein, and is connected to the preamplifier IC 5 via a shielded wire 2. Here, c'1 is the capacitance of the shield wire, C'2 is the resonance capacitor, and c3 is the preamplifier 40 input capacitance. When the feedback resistor R2 is removed, the inductance L1 of the head seen through the rotary transformer (not shown in the figure) is approximately 8 μB, whereas the capacitance CE of the shield wire is
iJ”-.
約５ｏＰＦ 、アンプ大刀容量が約７ｏＰＦであり。Approximately 5oPF, and the amplifier capacity is approximately 7oPF.
さらに共振用コンデンサｃ゛１として３０ＰＦ程度を選
ぶことで共振周波数ｆｏを５〜６ＭＨｚ付近に設置定し
ている。その共振特性を第２図の５に示す、。Furthermore, by selecting approximately 30 PF as the resonance capacitor c1, the resonance frequency fo is set at around 5 to 6 MHz. Its resonance characteristics are shown in 5 in FIG.
このような周波数特性５を有するビデオヘッド出力に対
し、プリアンプ４の出方側がら入力側へフィードバック
抵抗Ｒ２により十分な負帰還を施し、第２図の６に示す
ように５Ｍ１ｉｚ付近までフラットな周波数特性６を持
つプリアンプＩｃ３を構成している。For the video head output having such a frequency characteristic 5, sufficient negative feedback is applied from the output side of the preamplifier 4 to the input side using the feedback resistor R2, and as shown in 6 in Fig. 2, a flat frequency is achieved up to around 5M1iz. It constitutes a preamplifier Ic3 having characteristic 6.
次に、プリアンプＩＣにおける負帰還アンプ構成の一例
を第６図及び第４図を用いて説明する。Next, an example of the configuration of a negative feedback amplifier in a preamplifier IC will be described with reference to FIGS. 6 and 4.
第６図は負帰還アンプ構成のブロック図、第４図はその
具体回路図である。７はプリアンプＩｃ、８．９はＩｃ
のピン端子、 ＩＱはゲインがＡの初段アンプ、１１は
差動アンプＲ３へＲ１６は抵抗％Ｃ゛４〜ＩＺ”５はコ
ンデンサ、Ｄ１〜Ｄ５はダイオード、 Ｑ＋〜Ｑ７はト
ランジスタ、 １１は電流源である・。FIG. 6 is a block diagram of the configuration of the negative feedback amplifier, and FIG. 4 is its specific circuit diagram. 7 is preamplifier Ic, 8.9 is Ic
pin terminals, IQ is the first stage amplifier with a gain of A, 11 is to the differential amplifier R3, R16 is the resistance %C゛4~IZ''5 is the capacitor, D1~D5 are the diodes, Q+~Q7 are the transistors, 11 is the current source It is.
第６図で、端子９の交流信号ｅ９はＲａ 、 Ｒ５によ
り（１）式で表わされる。In FIG. 6, the AC signal e9 at the terminal 9 is expressed by equation (1) using Ra and R5.
５
７．４＋□、（′）
（１）式に示す如く、減衰した初段アンプ１ｏの出方が
フィードバック抵抗Ｒ３を介して入力側へ帰還され、同
時に直流電圧も帰還される。第３図に示すような構成を
持つ負帰還アンプの等制約な同様に、第４図でＩ（Ｄを
求めると（３）式となる。57.4+□, (') As shown in equation (1), the attenuated output of the first stage amplifier 1o is fed back to the input side via the feedback resistor R3, and at the same time, the DC voltage is also fed back. Similarly to the equal constraints of the negative feedback amplifier having the configuration shown in FIG. 3, when I(D is determined in FIG. 4), the equation (3) is obtained.
Ｒｌｏ及び１（１４は、ＩＣ内部の抵抗であり１周知の
如くそれらの抵抗値は３０％程度のばらつきがあり、し
かも、双方とも同一の方向にばらつく。Rlo and 1 (14) are resistors inside the IC, and as is well known, their resistance values vary by about 30%, and moreover, they both vary in the same direction.
すなわち、 Ｒ＋ｏ 、 ｌ？１ａの抵抗値が犬ぎい方
にば。That is, R+o, l? If the resistance value of 1a is in the opposite direction.
らつげば、（６）式において分母が小さくなり１分子は
大きくなるためＲＤは益々大きい方向に移行し、ダンピ
ングが弱まる。逆に、Ｒｌａ 、 Ｒｌａの抵抗値が小
さくなれば、ＲＤは小さくなりダンピングが強まり高域
での減衰が大きな周波数特性となる。以上のように、Ｉ
Ｃ内部の抵抗と外部の抵抗とによりフィードバック量を
決定する第５図及び第４図のような負帰還アンプにおい
ては、端子８に示すクロく１ビンで実現できるメリット
力ある反面、周波数特性はＲａ（または）＜ｔｏ）及び
Ｒｓ（またはＲ１４）の双方の抵抗値ばらつきに大きく
左右されるという欠点がある。As it grows, the denominator in equation (6) becomes smaller and one numerator becomes larger, so RD shifts toward an increasingly larger value and damping becomes weaker. Conversely, if the resistance values of Rla and Rla become smaller, RD becomes smaller and damping becomes stronger, resulting in a frequency characteristic with large attenuation in the high range. As mentioned above, I
In negative feedback amplifiers such as those shown in Figures 5 and 4, in which the amount of feedback is determined by the internal resistance and external resistance of There is a drawback that it is greatly influenced by the resistance value variations of both Ra (or)<to) and Rs (or R14).
端子９は、前記の７口＜負帰還アンプ１ｏの帰還量調整
端子の他に、次段の差動アンプ１１の基準ＤＣを与える
ための端子をも兼ねている。従っ。The terminal 9 serves not only as a feedback amount adjusting terminal for the seven negative feedback amplifiers 1o, but also as a terminal for providing a reference DC to the differential amplifier 11 in the next stage. Follow.
て、第４図において十分なダンピングをかける・ために
端子９に接続された抵抗Ｒ１６を大きくす・れば、トラ
ンジスタＱ６ 、 Ｑ７から成る差動アンプゲインが低
下し、逆に抵抗７＜１６を小さくしすぎるとフィードバ
ック量が少なくなり、十分なダンピングがかからない。Therefore, if the resistor R16 connected to terminal 9 is increased in order to apply sufficient damping in FIG. If it is made too small, the amount of feedback will be small and sufficient damping will not be applied.
Ｒ１６をＲ１０に較べ非常に小さな値に設定し、第２図
の６と同等の周波数特性を得るためにはフィードバック
抵抗Ｒ１４もかなり小さな値に選ぶ必要があることが（
３）式より理解できる。一般に、フィードバック抵抗。In order to set R16 to a much smaller value than R10, and to obtain the same frequency characteristics as 6 in Fig. 2, it is necessary to select a much smaller value for the feedback resistor R14 (
3) It can be understood from Eq. Generally, feedback resistance.
Ｒ１４は、その抵抗値精度を得るために、イオン打ち込
み抵抗（以後ＢＲ低抵抗を用いることが多く、３にΩ〜
５０にΩの範囲では精度的に問題はない。しかし、フィ
ードバック抵抗は小さすぎるとアンプのＮＦ劣化となり
、ベース電流のばらつきによる利得ばらつきが許せる範
囲で大きい方が良い。R14 is an ion-implanted resistor (hereinafter, BR low resistance is often used, and 3 Ω to
There is no problem with accuracy in the range of 50Ω to Ω. However, if the feedback resistor is too small, it will cause NF deterioration of the amplifier, so it is better to make the feedback resistor as large as possible within a range that allows gain variations due to base current variations.
第３図、第４図に示す負帰還アンプ構成は。The negative feedback amplifier configuration shown in FIGS. 3 and 4 is as follows.
ダンピング量を調整する場合には好適であるがダンピン
グ量を無調整とする場合はかえ−てばらつきが増し、好
ましくない。This is suitable when the amount of damping is adjusted, but when the amount of damping is not adjusted, the variation increases, which is not preferable.
本発明の目的は従来の問題点をなくし、すなわちＩＣ内
部の抵抗ばらつきによる周波数特性のばらつきを軽減し
、ピーキング無調整のプリアンプｌＣを提供することに
ある。An object of the present invention is to eliminate the conventional problems, that is, to reduce variations in frequency characteristics due to variations in resistance inside an IC, and to provide a preamplifier IC without peaking adjustment.
Ｃ発明の概要〕
本発明は、プリアンプＩＣ初段の負帰還アンプにおいて
、フィードバック抵抗のみＫよって１負帰還をかけ、周
波数特性ばらつきを小さく抑え、さらに共振周波数を従
来のそれより高いところに設定することで、フィードバ
ック抵抗の抵抗値ばらつき及び温度特性による再生ＦＭ
信。C. Summary of the Invention] The present invention provides a negative feedback amplifier in the first stage of a preamplifier IC by applying one negative feedback using only the feedback resistor K, suppressing variations in frequency characteristics, and setting the resonant frequency higher than that of the conventional one. So, the playback FM due to the resistance value variation of the feedback resistor and the temperature characteristics.
Faith.
号帯域内の周波数特性ばらつきを吸収するようなプリア
ンプＩＣを提供する。To provide a preamplifier IC that absorbs variations in frequency characteristics within a signal band.
以下１本発明の一実施例を第５図、第６図を用いて説明
する。第５図は、負帰還アンプ構成を示すブロック図で
、第６図はその具体的な回路図である。１２はプリアン
プＩＣ１１３，１４はそのピン端子、１５はゲインがＡ
の初段アンプ、１６は差動アンプ、Ｒ１７〜Ｒ２５は抵
抗、Ｄ６はダイオード、 Ｑ６〜Ｑ８はトランジスタ、
（、’６ 、 （、’７はパスコンで、他は全て第４
図と同様である６第６図の回路は、Ｑｌ、Ｑ２からなる
初段カスコードアンプ出力がＱ５ 、 ＱＢでドライブ
されＩＣ内部に内蔵されたフィードバック抵抗Ｒ２５を
介して入力側に帰還されるもので、Ｑ３でドライブされ
た再生信号は、一方を端子１４に接続された外付けのパ
スコンで交流成分を十分に除去した後Ｑ６ 、 Ｑ７か
ら成る差動アンプに入力されろものである。ここで、端
子１４は負帰還アンプのフィードバック量。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 is a block diagram showing the negative feedback amplifier configuration, and FIG. 6 is a specific circuit diagram thereof. 12 is the preamplifier IC 113, 14 is its pin terminal, 15 is the gain is A
16 is a differential amplifier, R17 to R25 are resistors, D6 is a diode, Q6 to Q8 are transistors,
(,'6, (,'7 is a bypass capacitor, all others are 4th
6 In the circuit shown in Fig. 6, which is similar to the one shown in Fig. 6, the first stage cascode amplifier output consisting of Ql and Q2 is driven by Q5 and QB and fed back to the input side via a feedback resistor R25 built inside the IC. The reproduced signal driven by Q3 is inputted into the differential amplifier consisting of Q6 and Q7 after sufficiently removing the alternating current component with an external bypass capacitor connected to terminal 14 on one side. Here, terminal 14 is the feedback amount of the negative feedback amplifier.
調整には無関係であり、差動アンプのゲインも十分にと
ることができる。It has nothing to do with adjustment, and the gain of the differential amplifier can be set sufficiently.
第５図の如く構成された負帰還アンプの等測的なダンピ
ング抵抗ＨＤは、（４）式で表わされる。The isometric damping resistance HD of the negative feedback amplifier configured as shown in FIG. 5 is expressed by equation (4).
（４１式は、ダンピング抵抗がアンプゲインｌとフィー
ドバック抵抗８１Ｂで決定されることを示す°。(Equation 41 indicates that the damping resistance is determined by the amplifier gain l and the feedback resistance 81B.
一般に、現在の半導体技術では初段アンプゲインＡのば
らつきを５％以内に抑えることは十分可能であり、ダン
ピング抵抗ＲＤのばらつきはＩＣ内部に内蔵されたフィ
ードバック抵抗Ｒｈ＋に依存する。第６図に示した従来
の負帰還アンプ１０においては、ＲＤのばらつきがＲ５
，Ｒ４双方のばらつきに依存していたのに対し１本発明
ではばらつき要因が抵抗Ｒ１８のみとなり、周波数特性
ばらつきを緩和することができる。また、フィードバッ
クダンピングに要するＩＣのビン数も従来同様１ビン（
端子１５）で済ませることができる。フィードバック量
を後段の差動アンプのゲインとは独立に設定できる。Generally, with current semiconductor technology, it is sufficiently possible to suppress the variation in the first stage amplifier gain A to within 5%, and the variation in the damping resistor RD depends on the feedback resistor Rh+ built inside the IC. In the conventional negative feedback amplifier 10 shown in FIG. 6, the variation in RD is R5
, R4, whereas in the present invention, the only factor contributing to the variation is the resistor R18, making it possible to alleviate the frequency characteristic variation. In addition, the number of IC bins required for feedback damping is 1 bin (
Terminal 15) can be used. The amount of feedback can be set independently of the gain of the differential amplifier at the subsequent stage.
フィードバンク抵抗Ｒ２５を介してＱ２のベースに帰還
される交流成分の帰還量は、 Ｑ５． ＱＢによるエミ
ッタフォロワの損失を無視すれば、初段アンプ出力（Ｑ
ｌのコレクタ出力）そのものであ。The amount of feedback of the AC component fed back to the base of Q2 via the feed bank resistor R25 is as follows: Q5. If we ignore the emitter follower loss due to QB, the first stage amplifier output (Q
collector output of l) itself.
す、従来同様の周波数特性を得るには、フィードバック
抵抗Ｒ２５の抵抗値を十分太きく（十にΩ〜数十ＸΩ程
度）する必要がある。このような値を持つ抵抗Ｒ２５は
イオン打ち込み法により、ＩＣ′内部に絶対値精度のか
なり良好な抵抗として形成できる。In order to obtain frequency characteristics similar to the conventional one, it is necessary to make the resistance value of the feedback resistor R25 sufficiently large (about 10 ohms to several tens of ohms). The resistor R25 having such a value can be formed as a resistor with fairly good absolute value accuracy inside the IC' by ion implantation.
以上のように負帰還アンプを構成することで、従来以上
の性能を確保できる。さらに輝度ＦＭ信号帯域内の周波
数特性ばらつきを軽減する方法について、以下本発明の
第二の実施例を第７図、第８図を用いて説明する。By configuring the negative feedback amplifier as described above, it is possible to ensure better performance than before. Furthermore, a second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 7 and 8 as to a method of reducing frequency characteristic variations within the luminance FM signal band.
第７図は、プリアンプの周波数特性を示す。FIG. 7 shows the frequency characteristics of the preamplifier.
１７は従来プリアンプの共振特性でその共振周波。17 is the resonance characteristic of the conventional preamplifier and its resonance frequency.
数ｊ１は輝度／”Ｍ信号帯域の上限であるところの５Ｍ
Ｅｚ付近に設定し、それにダンピングをかけ１９の如＜
５ ＭＥ Ｚ付近１でフラットな特性を確保。The number j1 is luminance/5M, which is the upper limit of the M signal band.
Set it near Ez and apply damping to it as shown in 19.
5 ME Ensures flat characteristics at 1 near Z.
しているが、ダンピング抵抗ＲＤのほらつきに１より周
波数特性１９が上下しフラットな帯域の確保が若干問題
となる。本発明は、１８のように共９振周波数１２を従
来に較べ高い周波数（第７図で。However, due to the fluctuation of the damping resistor RD, the frequency characteristic 19 goes up and down from 1, making it somewhat problematic to secure a flat band. In the present invention, the resonance frequency 12 is set to a higher frequency (as shown in FIG. 7) than the conventional one, such as 18.
は約７ Ｍ Ｅ ｚ付近）Ｋ設定し、 ２０１２１の如
く輝度ｂ’ Ｍ信号帯域内でほぼフラットな周波数特性
となるように設計する。(approximately 7 M E z), and is designed to have a substantially flat frequency characteristic within the luminance b' M signal band, such as 20121.
第８図は、周波数特性２０を実現する際のビデオヘッド
からプリアンプＩｃまでの再生系のブロック構成図であ
る。第１図と異なる点は、ピ・−キング調整用のコンデ
ンサＣ“２がないことと。FIG. 8 is a block diagram of the reproduction system from the video head to the preamplifier Ic when realizing the frequency characteristic 20. The difference from FIG. 1 is that there is no capacitor C"2 for peaking adjustment.
プリアンプＩＣ５がＩＣ２５に変ったことである・。The preamplifier IC5 has been changed to IC25.
Ｃ”８はアンプ入力容量、Ｒ２６はフィードバック抵抗
、２４は再生アンプである。従来、 Ｌ１キ８μＨに対
し、Ｃ’１キ５Ｑ ＰＦ 、 Ｃ’２．：ｉ：３０ Ｐ
Ｆ ｅ Ｃ’５中７０ＰＦ’で合計１５（３ＰＦ程度の
容量により共振周波数を約５ＭＪ１ｚ に設定してい
た。プリアンプ／ Ｃ５の入力容量Ｃ’ｓは約７０ＰＦ
と非常に大きかったため、ビーキンギ調整用の容量３Ｑ
ＰＦをはずしても、共振周波数は５６ＭＨｚ程度まで
しか上げることができない。ところが、最近の半導体技
術で）」。C"8 is the amplifier input capacitance, R26 is the feedback resistor, and 24 is the regeneration amplifier. Conventionally, for L1 key 8μH, C'1 key 5Q PF, C'2.:i:30 P
F e C'5 has 70PF', totaling 15 (the resonance frequency was set to about 5MJ1z with a capacitance of about 3PF.The input capacitance C's of preamplifier/C5 is about 70PF
Because it was very large, the capacity for adjusting the beaking force was 3Q.
Even if the PF is removed, the resonant frequency can only be raised to about 56 MHz. However, with recent semiconductor technology).
微細化プロセスの発展が目覚しくプリアンプ入力容量も
３ＱＰＦ前後まで小さくすることが可能となっている。With remarkable progress in miniaturization processes, it is now possible to reduce the preamplifier input capacitance to around 3QPF.
そこで、こうしたプロセスを用いた低入力容量プリアン
プＩＣ２５（第８図）を用い、さらにピーキング請整用
コンデンサ（、’２を散り除くことにより、全容量を約
６０ ＰＦ （（、’１キ５０ ＰＩ” 、 Ｃ’Ｓ中
３０７’７’ｌまで減らすことができ、 ＬＩ中８μＨ
とによる共振周波数は、７．３ＭＨ２とかなり高い周波
数に設定できる。したがって、第７図の周波数特性１８
が得られ、フィードバック抵抗Ｒ２６によりダンピング
をかけることで、周波数特性間を得ることができるわけ
である。また、抵抗／＜２６の抵抗値ばらつきにより１
７の如く高域で持ち上がった周波数特性となった場合で
も５ＭＨｚ付近での特性ばらつきにはあまり影響せず、
基本性能の確保ができる。Therefore, by using a low input capacitance preamplifier IC25 (Fig. 8) using such a process and removing the peaking compensation capacitor (, '2), the total capacitance was reduced to approximately 60 PF ((, '1, 50 PI). ”, can be reduced to 307'7'l in C'S, 8μH in LI
The resonant frequency can be set to a fairly high frequency of 7.3 MH2. Therefore, the frequency characteristic 18 in FIG.
is obtained, and by applying damping using the feedback resistor R26, it is possible to obtain a range of frequency characteristics. Also, due to the resistance value variation of resistance/<26, 1
Even if the frequency characteristics are lifted in the high range like 7, it does not affect the characteristic variation around 5MHz much,
Basic performance can be ensured.
次に、本発明の他の実施例を第９図、第１０図を用いて
説明する。第９図にそのプｏ７り構成。Next, another embodiment of the present invention will be described using FIGS. 9 and 10. Figure 9 shows its configuration.
図を、第１０図に具体回路を示す。６０はプリアンプＩ
Ｃ，ｓ１〜６５はピン端子、１５は初段カスコードアン
プ、１６は差動アンプである。第９図において考えると
、端子３１からの入力信号がゲインＡのアンプ１５で増
幅された後、端子５２と３１の間に接続された外部抵抗
！７１８′を介してアンプ１５０入力側へ帰還される。Figure 10 shows a specific circuit. 60 is preamplifier I
C, s1 to 65 are pin terminals, 15 is a first stage cascode amplifier, and 16 is a differential amplifier. Considering FIG. 9, after the input signal from the terminal 31 is amplified by the amplifier 15 with a gain of A, an external resistor is connected between the terminals 52 and 31! It is fed back to the input side of the amplifier 150 via 718'.
同時に、Ｉ）Ｃバイアスも端子６２から端子６１へ帰還
される。端子５６にパスコンＣ’６を接続することで差
動アンプの基準１） Ｃを与えている。At the same time, the I)C bias is also fed back from terminal 62 to terminal 61. By connecting the bypass capacitor C'6 to the terminal 56, the standard 1) C of the differential amplifier is provided.
第１０図に示す具体回路を簡単に説明する。ｌ・ランジ
スタｑ２のベースに入力された再生ＦＭ信号は、トラン
ジスタＱ１．Ｑ２から成るカスコードアンプで増幅され
、いでエミフをロドライブ。The specific circuit shown in FIG. 10 will be briefly explained. The reproduced FM signal input to the base of the transistor Q1. It is amplified by a cascode amplifier consisting of Q2, and the emiff is driven.
１フロでレベルシフトし、再びＣ８でエミフオロドライ
ブされた後、端子３２１３１に接続された外付け＋７）
フィードバック抵抗ノ＜１８’を介してトランジスタＱ
２のベースに交流信号、ＤＣバイアスの双方を帰還する
。パスコンＣ７で交流成分を除去し。External +7 connected to terminal 32131 after level shifting with 1 floor and Emifluoro driving with C8 again
Transistor Q via feedback resistor <18'
Both the AC signal and DC bias are fed back to the base of 2. Remove AC components with bypass capacitor C7.
差動アンプの一方の入力端（Ｃ７０ベース）に基準電位
を与えている。すなわち端子６６は、フィードバンク量
調整には無関係であり、い・Ｃ７がら成る差動アンプの
ゲインを十分得られる。A reference potential is applied to one input terminal (C70 base) of the differential amplifier. In other words, the terminal 66 has no relation to the feedbank amount adjustment, and can sufficiently obtain the gain of the differential amplifier consisting of I/C7.
次に、ダンピング抵抗ＨＤのばらつき妬ついて述べる。Next, the dispersion of the damping resistance HD will be described.
第９区において入力端３４がらアンプ側を見たダンピン
グ抵抗ＨＤは（５）式で表わすことができる。The damping resistance HD viewed from the input terminal 34 to the amplifier side in the ninth section can be expressed by equation (5).
ノイ１７
１イＤ ＝ ｆｓ１
１＋Ｊ
第５図におけるダンピング抵抗は、前述したように次式
の如く表わせる。Neu17 1iD = fs1
1+J The damping resistance in FIG. 5 can be expressed as shown in the following equation as described above.
従来は、ＩＣ内部の抵抗Ｒ３，Ｒ４双方の抵抗値ばらつ
きによりＲＤのばらつき範囲が太きかったのに対し、第
９図に示すように外付けのフィードバック抵抗ノイ１８
′のみにより帰還をかければ。Conventionally, the range of variation in RD was wide due to variations in the resistance values of both resistors R3 and R4 inside the IC, but as shown in Fig.
If we multiply the feedback by ′ only.
（５）式に示すようにダンピング抵抗ＲＤは、外付けの
フィードバック抵抗Ｒ１８′のみのばらつきによってＲ
Ｄがばらつくことになる。外付けの７゜イードバック抵
抗８１８′として絶対値精度±５％のカーボン抵抗を用
いれば、それ単体のばらつきは５％である。アンプゲイ
ンＡのばらつきを無視すれば、ダンピング抵抗ＲＤの抵
抗値ばらつきは５％となる。従来の負帰還アンプ構成で
は、どんなに小さく見積っても３０％以内にばらつき範
囲を抑えられないことを考慮すれば１本発明の負帰還ア
ンプ構成においては１周波数特性ばらつきを十分に抑え
る効果があり、プリアンプＩ Ｃ’の周波数特性補正の
無調整化に適した負帰還アンプ構成であると言える。さ
らに、次段の差動アンプのゲインはフィードバック量と
無関係に設定できる構成である。As shown in equation (5), the damping resistor RD is affected by the variation in only the external feedback resistor R18'.
D will vary. If a carbon resistor with an absolute value accuracy of ±5% is used as the external 7° feedback resistor 818', the variation of the individual resistor is 5%. If the variation in the amplifier gain A is ignored, the variation in the resistance value of the damping resistor RD is 5%. Considering that the conventional negative feedback amplifier configuration cannot suppress the variation range to within 30% no matter how small it is estimated, the negative feedback amplifier configuration of the present invention has the effect of sufficiently suppressing the variation in frequency characteristics. It can be said that this is a negative feedback amplifier configuration suitable for eliminating the need to adjust the frequency characteristic correction of the preamplifier IC'. Furthermore, the configuration is such that the gain of the next-stage differential amplifier can be set regardless of the amount of feedback.
その反面、ＩＣのビン端子が１ビン増加する欠点がある
が、周波数特性補正の無調整化に際し１周波数特性ばら
つきを大幅に抑えられる効果は、１ビン増加による欠点
を十分補うものである。On the other hand, there is a drawback that the number of IC bin terminals increases by one bin, but the effect of greatly suppressing variations in one frequency characteristic when frequency characteristic correction is made without adjustment sufficiently compensates for the drawback due to an increase in one bin.
本発明によれば、ＩＣ内抵抗の抵抗値ばらつきによる周
波数特性ばらつきを軽減できるとともに、負帰還アンプ
構成を最小のビン数で実現できる。また、プリアンプＩ
ｃの外付は部品点数を減らしコスト低減の効果もある〇
又、本発明はＩＣ外部に設けたフィードバンク抵抗のみ
により、交流信号及びＤ Ｃ，＜イアスを同時に帰還し
、周波数特性補正無調整のプリアンプＩＣの負帰還アン
プを構成できる。According to the present invention, variations in frequency characteristics due to variations in resistance values of resistors within an IC can be reduced, and a negative feedback amplifier configuration can be realized with a minimum number of bins. Also, preamplifier I
The external connection of C reduces the number of parts and has the effect of reducing costs.Also, the present invention uses only a feed bank resistor provided outside the IC to simultaneously feed back the AC signal and DC, and eliminates the need for frequency characteristic correction adjustment. It is possible to configure a negative feedback amplifier for a preamplifier IC.
さらに、カスコードアンプ後段の差動アンプのゲインを
十分に得られるなどの効果もある。Furthermore, there are other effects such as being able to obtain sufficient gain for the differential amplifier downstream of the cascode amplifier.
第１図は、ヘッドからプリアンプＩＣまでの再生回路図
、第２図はその周波数特性、第５図・は負帰還アンプの
ブロック図、第４図はその具・体回路図、第５図は本発
明の第一の実施例を示・す負帰還アンプのブロック図、
第６図はその具体回路図、第７図は本発明の第二の実施
例を示す周波数特性、第８図はその回路構成図、第９図
、第１０図は本発明の他の実施例のブロック図６、具体
回路図である。
１５１１４１２２１２５・・・端子。
Ｃ’６ 、 Ｃ’７ 、 Ｃ９・・・外付はコンデンサ
。
１２．４９・・・再生アンプ。
１７〜２９・・・周波数特性。
１２．２５・・・プリアンプＩＣ％
／＜１８ 、 Ｒ２５、ｌイタ６ ・１．フィードバ
ック抵抗。
Ｃ’Ｓ・・・プリアンプ入力容量
第 １ 図
胃５ ど β也１
ｙｖＩ浅艇竹り・生
第３図
？
Ｔ、＼、４
第 ４−圀
第 ５図
／２
ｖ＝６ ロ
ノＣＣ
１１ｒ図
第８閃Figure 1 is a reproduction circuit diagram from the head to the preamplifier IC, Figure 2 is its frequency characteristics, Figure 5 is a block diagram of the negative feedback amplifier, Figure 4 is its specific circuit diagram, and Figure 5 is A block diagram of a negative feedback amplifier showing a first embodiment of the present invention,
Fig. 6 is a specific circuit diagram thereof, Fig. 7 is a frequency characteristic showing a second embodiment of the present invention, Fig. 8 is a circuit configuration diagram thereof, and Figs. 9 and 10 are other embodiments of the present invention. Block diagram 6 is a specific circuit diagram. 15114122125...Terminal. C'6, C'7, C9... External capacitors. 12.49...Reproduction amplifier. 17-29... Frequency characteristics. 12.25...Preamplifier IC% /<18, R25, lita 6 ・1. feedback resistance. C'S...Preamplifier input capacity 1st figure stomach 5 Do βya 1 yvI shallow boat bamboo fishing/raw 3rd figure? T, ＼, 4 4th - Kuni 5th figure/2 v=6 Rono CC 11r figure 8th flash
Claims (1)
ンダクタンスと容量との共振特性をもたせて取り出す手
段と、該共振により取り出された信号を増幅し、出力か
ら入力に負帰還し共振特性をダンピングする手段を有す
る再生回路を。 具備する磁気録画再生装置において、負帰還回路の帰還
率をほぼ１となしかつ該負帰還回路の出力の周波数特性
を再生ＦＭ信号の最高キャリア周波数付近までほぼフラ
ットにするダンピング抵抗を該帰還ループ内に直列接続
したことを特徴とするプリアンプ集積回路。 ２、 上記負帰還回路を集積回路の内部、又は外部に設
けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のプリ
アンプ集積回路。 ３ その入力容量を小さくし、共振周波数を該最高キャ
リア周波数よりも高く設定したことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のプリアンプ集積回路。[Claims] 1. A means for extracting a signal reproduced by a magnetic head with resonance characteristics between the inductance and capacitance of the magnetic head, amplifying the signal extracted by the resonance, and connecting a negative signal from the output to the input. A regeneration circuit that has means for feedback and damping the resonance characteristics. In the magnetic recording and reproducing apparatus, a damping resistor is provided in the feedback loop to make the feedback rate of the negative feedback circuit almost 1 and to make the frequency characteristics of the output of the negative feedback circuit almost flat to around the highest carrier frequency of the reproduced FM signal. A preamplifier integrated circuit characterized by being connected in series with a preamplifier integrated circuit. 2. The preamplifier integrated circuit according to claim 1, wherein the negative feedback circuit is provided inside or outside the integrated circuit. 3. The preamplifier integrated circuit according to claim 1, wherein the input capacitance is made small and the resonant frequency is set higher than the highest carrier frequency.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57215405A JPS59105786A (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Preamplifier integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57215405A JPS59105786A (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Preamplifier integrated circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59105786A true JPS59105786A (en) | 1984-06-19 |
| JPH0156592B2 JPH0156592B2 (en) | 1989-11-30 |
Family
ID=16671775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57215405A Granted JPS59105786A (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Preamplifier integrated circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59105786A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63129204U (en) * | 1987-02-12 | 1988-08-24 | ||
| US6181501B1 (en) | 1997-05-26 | 2001-01-30 | Fujitsu Limited | Information recording and reproducing apparatus having an improved high frequency characteristic for a reproduction signal |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3513267A (en) * | 1966-05-16 | 1970-05-19 | Ampex | Low input impedance playback preamplifier for swamping out head resonance in a video tape reproducing system |
| JPS5652986A (en) * | 1979-10-08 | 1981-05-12 | Hitachi Ltd | Video signal regenerative circuit |
| JPS57109110A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Hitachi Ltd | Magnetic recording and reproducing device |
-
1982
- 1982-12-10 JP JP57215405A patent/JPS59105786A/en active Granted
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| US3513267A (en) * | 1966-05-16 | 1970-05-19 | Ampex | Low input impedance playback preamplifier for swamping out head resonance in a video tape reproducing system |
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| US6181501B1 (en) | 1997-05-26 | 2001-01-30 | Fujitsu Limited | Information recording and reproducing apparatus having an improved high frequency characteristic for a reproduction signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0156592B2 (en) | 1989-11-30 |
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