JPS59105786A - Preamplifier integrated circuit - Google Patents
Preamplifier integrated circuitInfo
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- JPS59105786A JPS59105786A JP57215405A JP21540582A JPS59105786A JP S59105786 A JPS59105786 A JP S59105786A JP 57215405 A JP57215405 A JP 57215405A JP 21540582 A JP21540582 A JP 21540582A JP S59105786 A JPS59105786 A JP S59105786A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は磁気録画再生装置の再生プリアンプ集積回路(
以後プリアンプICと称す)に係り、特に初段アンプの
負帰還回路に関するものであ・る。[Detailed Description of the Invention] [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a playback preamplifier integrated circuit (
The present invention relates to a preamplifier IC (hereinafter referred to as a preamplifier IC), and particularly to a negative feedback circuit of a first stage amplifier.
ビデオ信号を記録・再生するヘリカルスキャン形磁気録
画再生装置(例えば家庭用VTRなど)においては、磁
気テープから磁気ヘッドを介して再生される信号は極め
て微弱であり、しかも高域がかなり減衰した周波数特性
となっている。このため、再生信号を増幅するプリアン
プには、低雑音であることと周波数特性を捕虫てること
が要求される。この周波数特性の補正を無調整化した回
路の一例が同一出願人より出願の特願昭55−5894
号に記載されている。In helical scan type magnetic recording and reproducing devices that record and reproduce video signals (for example, home VTRs), the signal reproduced from the magnetic tape via the magnetic head is extremely weak and has a frequency whose high frequencies are considerably attenuated. It has become a characteristic. Therefore, the preamplifier that amplifies the reproduced signal is required to have low noise and accurate frequency characteristics. An example of a circuit in which correction of frequency characteristics is not adjusted is disclosed in Japanese Patent Application No. 55-5894 filed by the same applicant.
listed in the number.
第1図にその再生系回路を、第2図にその周波数特性を
示し、フィードバックダンピングについて説明する。FIG. 1 shows the reproduction system circuit, FIG. 2 shows its frequency characteristics, and feedback damping will be explained.
第1同圧おいて、信号源1はビデオヘッドのインダクタ
ンスL1とその抵抗分R1と電圧源einから成り、シ
ールド線2を介してプリアンプIC゛5に継がる。ここ
で、c゛1はシールド線の持つ容量、C’2は共振用コ
ンデンサ、c3はプリアンプ40入力容量である。フィ
ードバック抵抗R2をはずした場合、ロータリトランス
(同図に示さず)を介して見たヘッドのインダクタンス
L1が約8μBであるのに対し、シールド線の容量CE
iJ”−。At the first same voltage, the signal source 1 consists of an inductance L1 of the video head, its resistance R1, and a voltage source ein, and is connected to the preamplifier IC 5 via a shielded wire 2. Here, c'1 is the capacitance of the shield wire, C'2 is the resonance capacitor, and c3 is the preamplifier 40 input capacitance. When the feedback resistor R2 is removed, the inductance L1 of the head seen through the rotary transformer (not shown in the figure) is approximately 8 μB, whereas the capacitance CE of the shield wire is
iJ”-.
約5oPF 、アンプ大刀容量が約7oPFであり。Approximately 5oPF, and the amplifier capacity is approximately 7oPF.
さらに共振用コンデンサc゛1として30PF程度を選
ぶことで共振周波数foを5〜6MHz付近に設置定し
ている。その共振特性を第2図の5に示す、。Furthermore, by selecting approximately 30 PF as the resonance capacitor c1, the resonance frequency fo is set at around 5 to 6 MHz. Its resonance characteristics are shown in 5 in FIG.
このような周波数特性5を有するビデオヘッド出力に対
し、プリアンプ4の出方側がら入力側へフィードバック
抵抗R2により十分な負帰還を施し、第2図の6に示す
ように5M1iz付近までフラットな周波数特性6を持
つプリアンプIc3を構成している。For the video head output having such a frequency characteristic 5, sufficient negative feedback is applied from the output side of the preamplifier 4 to the input side using the feedback resistor R2, and as shown in 6 in Fig. 2, a flat frequency is achieved up to around 5M1iz. It constitutes a preamplifier Ic3 having characteristic 6.
次に、プリアンプICにおける負帰還アンプ構成の一例
を第6図及び第4図を用いて説明する。Next, an example of the configuration of a negative feedback amplifier in a preamplifier IC will be described with reference to FIGS. 6 and 4.
第6図は負帰還アンプ構成のブロック図、第4図はその
具体回路図である。7はプリアンプIc、8.9はIc
のピン端子、 IQはゲインがAの初段アンプ、11は
差動アンプR3へR16は抵抗%C゛4〜IZ”5はコ
ンデンサ、D1〜D5はダイオード、 Q+〜Q7はト
ランジスタ、 11は電流源である・。FIG. 6 is a block diagram of the configuration of the negative feedback amplifier, and FIG. 4 is its specific circuit diagram. 7 is preamplifier Ic, 8.9 is Ic
pin terminals, IQ is the first stage amplifier with a gain of A, 11 is to the differential amplifier R3, R16 is the resistance %C゛4~IZ''5 is the capacitor, D1~D5 are the diodes, Q+~Q7 are the transistors, 11 is the current source It is.
第6図で、端子9の交流信号e9はRa 、 R5によ
り(1)式で表わされる。In FIG. 6, the AC signal e9 at the terminal 9 is expressed by equation (1) using Ra and R5.
5
7.4+□、(′)
(1)式に示す如く、減衰した初段アンプ1oの出方が
フィードバック抵抗R3を介して入力側へ帰還され、同
時に直流電圧も帰還される。第3図に示すような構成を
持つ負帰還アンプの等制約な同様に、第4図でI(Dを
求めると(3)式となる。57.4+□, (') As shown in equation (1), the attenuated output of the first stage amplifier 1o is fed back to the input side via the feedback resistor R3, and at the same time, the DC voltage is also fed back. Similarly to the equal constraints of the negative feedback amplifier having the configuration shown in FIG. 3, when I(D is determined in FIG. 4), the equation (3) is obtained.
Rlo及び1(14は、IC内部の抵抗であり1周知の
如くそれらの抵抗値は30%程度のばらつきがあり、し
かも、双方とも同一の方向にばらつく。Rlo and 1 (14) are resistors inside the IC, and as is well known, their resistance values vary by about 30%, and moreover, they both vary in the same direction.
すなわち、 R+o 、 l?1aの抵抗値が犬ぎい方
にば。That is, R+o, l? If the resistance value of 1a is in the opposite direction.
らつげば、(6)式において分母が小さくなり1分子は
大きくなるためRDは益々大きい方向に移行し、ダンピ
ングが弱まる。逆に、Rla 、 Rlaの抵抗値が小
さくなれば、RDは小さくなりダンピングが強まり高域
での減衰が大きな周波数特性となる。以上のように、I
C内部の抵抗と外部の抵抗とによりフィードバック量を
決定する第5図及び第4図のような負帰還アンプにおい
ては、端子8に示すクロく1ビンで実現できるメリット
力ある反面、周波数特性はRa(または)<to)及び
Rs(またはR14)の双方の抵抗値ばらつきに大きく
左右されるという欠点がある。As it grows, the denominator in equation (6) becomes smaller and one numerator becomes larger, so RD shifts toward an increasingly larger value and damping becomes weaker. Conversely, if the resistance values of Rla and Rla become smaller, RD becomes smaller and damping becomes stronger, resulting in a frequency characteristic with large attenuation in the high range. As mentioned above, I
In negative feedback amplifiers such as those shown in Figures 5 and 4, in which the amount of feedback is determined by the internal resistance and external resistance of There is a drawback that it is greatly influenced by the resistance value variations of both Ra (or)<to) and Rs (or R14).
端子9は、前記の7口<負帰還アンプ1oの帰還量調整
端子の他に、次段の差動アンプ11の基準DCを与える
ための端子をも兼ねている。従っ。The terminal 9 serves not only as a feedback amount adjusting terminal for the seven negative feedback amplifiers 1o, but also as a terminal for providing a reference DC to the differential amplifier 11 in the next stage. Follow.
て、第4図において十分なダンピングをかける・ために
端子9に接続された抵抗R16を大きくす・れば、トラ
ンジスタQ6 、 Q7から成る差動アンプゲインが低
下し、逆に抵抗7<16を小さくしすぎるとフィードバ
ック量が少なくなり、十分なダンピングがかからない。Therefore, if the resistor R16 connected to terminal 9 is increased in order to apply sufficient damping in FIG. If it is made too small, the amount of feedback will be small and sufficient damping will not be applied.
R16をR10に較べ非常に小さな値に設定し、第2図
の6と同等の周波数特性を得るためにはフィードバック
抵抗R14もかなり小さな値に選ぶ必要があることが(
3)式より理解できる。一般に、フィードバック抵抗。In order to set R16 to a much smaller value than R10, and to obtain the same frequency characteristics as 6 in Fig. 2, it is necessary to select a much smaller value for the feedback resistor R14 (
3) It can be understood from Eq. Generally, feedback resistance.
R14は、その抵抗値精度を得るために、イオン打ち込
み抵抗(以後BR低抵抗を用いることが多く、3にΩ〜
50にΩの範囲では精度的に問題はない。しかし、フィ
ードバック抵抗は小さすぎるとアンプのNF劣化となり
、ベース電流のばらつきによる利得ばらつきが許せる範
囲で大きい方が良い。R14 is an ion-implanted resistor (hereinafter, BR low resistance is often used, and 3 Ω to
There is no problem with accuracy in the range of 50Ω to Ω. However, if the feedback resistor is too small, it will cause NF deterioration of the amplifier, so it is better to make the feedback resistor as large as possible within a range that allows gain variations due to base current variations.
第3図、第4図に示す負帰還アンプ構成は。The negative feedback amplifier configuration shown in FIGS. 3 and 4 is as follows.
ダンピング量を調整する場合には好適であるがダンピン
グ量を無調整とする場合はかえ−てばらつきが増し、好
ましくない。This is suitable when the amount of damping is adjusted, but when the amount of damping is not adjusted, the variation increases, which is not preferable.
本発明の目的は従来の問題点をなくし、すなわちIC内
部の抵抗ばらつきによる周波数特性のばらつきを軽減し
、ピーキング無調整のプリアンプlCを提供することに
ある。An object of the present invention is to eliminate the conventional problems, that is, to reduce variations in frequency characteristics due to variations in resistance inside an IC, and to provide a preamplifier IC without peaking adjustment.
C発明の概要〕
本発明は、プリアンプIC初段の負帰還アンプにおいて
、フィードバック抵抗のみKよって1負帰還をかけ、周
波数特性ばらつきを小さく抑え、さらに共振周波数を従
来のそれより高いところに設定することで、フィードバ
ック抵抗の抵抗値ばらつき及び温度特性による再生FM
信。C. Summary of the Invention] The present invention provides a negative feedback amplifier in the first stage of a preamplifier IC by applying one negative feedback using only the feedback resistor K, suppressing variations in frequency characteristics, and setting the resonant frequency higher than that of the conventional one. So, the playback FM due to the resistance value variation of the feedback resistor and the temperature characteristics.
Faith.
号帯域内の周波数特性ばらつきを吸収するようなプリア
ンプICを提供する。To provide a preamplifier IC that absorbs variations in frequency characteristics within a signal band.
以下1本発明の一実施例を第5図、第6図を用いて説明
する。第5図は、負帰還アンプ構成を示すブロック図で
、第6図はその具体的な回路図である。12はプリアン
プIC113,14はそのピン端子、15はゲインがA
の初段アンプ、16は差動アンプ、R17〜R25は抵
抗、D6はダイオード、 Q6〜Q8はトランジスタ、
(、’6 、 (、’7はパスコンで、他は全て第4
図と同様である6第6図の回路は、Ql、Q2からなる
初段カスコードアンプ出力がQ5 、 QBでドライブ
されIC内部に内蔵されたフィードバック抵抗R25を
介して入力側に帰還されるもので、Q3でドライブされ
た再生信号は、一方を端子14に接続された外付けのパ
スコンで交流成分を十分に除去した後Q6 、 Q7か
ら成る差動アンプに入力されろものである。ここで、端
子14は負帰還アンプのフィードバック量。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 is a block diagram showing the negative feedback amplifier configuration, and FIG. 6 is a specific circuit diagram thereof. 12 is the preamplifier IC 113, 14 is its pin terminal, 15 is the gain is A
16 is a differential amplifier, R17 to R25 are resistors, D6 is a diode, Q6 to Q8 are transistors,
(,'6, (,'7 is a bypass capacitor, all others are 4th
6 In the circuit shown in Fig. 6, which is similar to the one shown in Fig. 6, the first stage cascode amplifier output consisting of Ql and Q2 is driven by Q5 and QB and fed back to the input side via a feedback resistor R25 built inside the IC. The reproduced signal driven by Q3 is inputted into the differential amplifier consisting of Q6 and Q7 after sufficiently removing the alternating current component with an external bypass capacitor connected to terminal 14 on one side. Here, terminal 14 is the feedback amount of the negative feedback amplifier.
調整には無関係であり、差動アンプのゲインも十分にと
ることができる。It has nothing to do with adjustment, and the gain of the differential amplifier can be set sufficiently.
第5図の如く構成された負帰還アンプの等測的なダンピ
ング抵抗HDは、(4)式で表わされる。The isometric damping resistance HD of the negative feedback amplifier configured as shown in FIG. 5 is expressed by equation (4).
(41式は、ダンピング抵抗がアンプゲインlとフィー
ドバック抵抗81Bで決定されることを示す°。(Equation 41 indicates that the damping resistance is determined by the amplifier gain l and the feedback resistance 81B.
一般に、現在の半導体技術では初段アンプゲインAのば
らつきを5%以内に抑えることは十分可能であり、ダン
ピング抵抗RDのばらつきはIC内部に内蔵されたフィ
ードバック抵抗Rh+に依存する。第6図に示した従来
の負帰還アンプ10においては、RDのばらつきがR5
,R4双方のばらつきに依存していたのに対し1本発明
ではばらつき要因が抵抗R18のみとなり、周波数特性
ばらつきを緩和することができる。また、フィードバッ
クダンピングに要するICのビン数も従来同様1ビン(
端子15)で済ませることができる。フィードバック量
を後段の差動アンプのゲインとは独立に設定できる。Generally, with current semiconductor technology, it is sufficiently possible to suppress the variation in the first stage amplifier gain A to within 5%, and the variation in the damping resistor RD depends on the feedback resistor Rh+ built inside the IC. In the conventional negative feedback amplifier 10 shown in FIG. 6, the variation in RD is R5
, R4, whereas in the present invention, the only factor contributing to the variation is the resistor R18, making it possible to alleviate the frequency characteristic variation. In addition, the number of IC bins required for feedback damping is 1 bin (
Terminal 15) can be used. The amount of feedback can be set independently of the gain of the differential amplifier at the subsequent stage.
フィードバンク抵抗R25を介してQ2のベースに帰還
される交流成分の帰還量は、 Q5. QBによるエミ
ッタフォロワの損失を無視すれば、初段アンプ出力(Q
lのコレクタ出力)そのものであ。The amount of feedback of the AC component fed back to the base of Q2 via the feed bank resistor R25 is as follows: Q5. If we ignore the emitter follower loss due to QB, the first stage amplifier output (Q
collector output of l) itself.
す、従来同様の周波数特性を得るには、フィードバック
抵抗R25の抵抗値を十分太きく(十にΩ〜数十XΩ程
度)する必要がある。このような値を持つ抵抗R25は
イオン打ち込み法により、IC′内部に絶対値精度のか
なり良好な抵抗として形成できる。In order to obtain frequency characteristics similar to the conventional one, it is necessary to make the resistance value of the feedback resistor R25 sufficiently large (about 10 ohms to several tens of ohms). The resistor R25 having such a value can be formed as a resistor with fairly good absolute value accuracy inside the IC' by ion implantation.
以上のように負帰還アンプを構成することで、従来以上
の性能を確保できる。さらに輝度FM信号帯域内の周波
数特性ばらつきを軽減する方法について、以下本発明の
第二の実施例を第7図、第8図を用いて説明する。By configuring the negative feedback amplifier as described above, it is possible to ensure better performance than before. Furthermore, a second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 7 and 8 as to a method of reducing frequency characteristic variations within the luminance FM signal band.
第7図は、プリアンプの周波数特性を示す。FIG. 7 shows the frequency characteristics of the preamplifier.
17は従来プリアンプの共振特性でその共振周波。17 is the resonance characteristic of the conventional preamplifier and its resonance frequency.
数j1は輝度/”M信号帯域の上限であるところの5M
Ez付近に設定し、それにダンピングをかけ19の如<
5 ME Z付近1でフラットな特性を確保。The number j1 is luminance/5M, which is the upper limit of the M signal band.
Set it near Ez and apply damping to it as shown in 19.
5 ME Ensures flat characteristics at 1 near Z.
しているが、ダンピング抵抗RDのほらつきに1より周
波数特性19が上下しフラットな帯域の確保が若干問題
となる。本発明は、18のように共9振周波数12を従
来に較べ高い周波数(第7図で。However, due to the fluctuation of the damping resistor RD, the frequency characteristic 19 goes up and down from 1, making it somewhat problematic to secure a flat band. In the present invention, the resonance frequency 12 is set to a higher frequency (as shown in FIG. 7) than the conventional one, such as 18.
は約7 M E z付近)K設定し、 20121の如
く輝度b’ M信号帯域内でほぼフラットな周波数特性
となるように設計する。(approximately 7 M E z), and is designed to have a substantially flat frequency characteristic within the luminance b' M signal band, such as 20121.
第8図は、周波数特性20を実現する際のビデオヘッド
からプリアンプIcまでの再生系のブロック構成図であ
る。第1図と異なる点は、ピ・−キング調整用のコンデ
ンサC“2がないことと。FIG. 8 is a block diagram of the reproduction system from the video head to the preamplifier Ic when realizing the frequency characteristic 20. The difference from FIG. 1 is that there is no capacitor C"2 for peaking adjustment.
プリアンプIC5がIC25に変ったことである・。The preamplifier IC5 has been changed to IC25.
C”8はアンプ入力容量、R26はフィードバック抵抗
、24は再生アンプである。従来、 L1キ8μHに対
し、C’1キ5Q PF 、 C’2.:i:30 P
F e C’5中70PF’で合計15(3PF程度の
容量により共振周波数を約5MJ1z に設定してい
た。プリアンプ/ C5の入力容量C’sは約70PF
と非常に大きかったため、ビーキンギ調整用の容量3Q
PFをはずしても、共振周波数は56MHz程度まで
しか上げることができない。ところが、最近の半導体技
術で)」。C"8 is the amplifier input capacitance, R26 is the feedback resistor, and 24 is the regeneration amplifier. Conventionally, for L1 key 8μH, C'1 key 5Q PF, C'2.:i:30 P
F e C'5 has 70PF', totaling 15 (the resonance frequency was set to about 5MJ1z with a capacitance of about 3PF.The input capacitance C's of preamplifier/C5 is about 70PF
Because it was very large, the capacity for adjusting the beaking force was 3Q.
Even if the PF is removed, the resonant frequency can only be raised to about 56 MHz. However, with recent semiconductor technology).
微細化プロセスの発展が目覚しくプリアンプ入力容量も
3QPF前後まで小さくすることが可能となっている。With remarkable progress in miniaturization processes, it is now possible to reduce the preamplifier input capacitance to around 3QPF.
そこで、こうしたプロセスを用いた低入力容量プリアン
プIC25(第8図)を用い、さらにピーキング請整用
コンデンサ(、’2を散り除くことにより、全容量を約
60 PF ((、’1キ50 PI” 、 C’S中
307’7’lまで減らすことができ、 LI中8μH
とによる共振周波数は、7.3MH2とかなり高い周波
数に設定できる。したがって、第7図の周波数特性18
が得られ、フィードバック抵抗R26によりダンピング
をかけることで、周波数特性間を得ることができるわけ
である。また、抵抗/<26の抵抗値ばらつきにより1
7の如く高域で持ち上がった周波数特性となった場合で
も5MHz付近での特性ばらつきにはあまり影響せず、
基本性能の確保ができる。Therefore, by using a low input capacitance preamplifier IC25 (Fig. 8) using such a process and removing the peaking compensation capacitor (, '2), the total capacitance was reduced to approximately 60 PF ((, '1, 50 PI). ”, can be reduced to 307'7'l in C'S, 8μH in LI
The resonant frequency can be set to a fairly high frequency of 7.3 MH2. Therefore, the frequency characteristic 18 in FIG.
is obtained, and by applying damping using the feedback resistor R26, it is possible to obtain a range of frequency characteristics. Also, due to the resistance value variation of resistance/<26, 1
Even if the frequency characteristics are lifted in the high range like 7, it does not affect the characteristic variation around 5MHz much,
Basic performance can be ensured.
次に、本発明の他の実施例を第9図、第10図を用いて
説明する。第9図にそのプo7り構成。Next, another embodiment of the present invention will be described using FIGS. 9 and 10. Figure 9 shows its configuration.
図を、第10図に具体回路を示す。60はプリアンプI
C,s1〜65はピン端子、15は初段カスコードアン
プ、16は差動アンプである。第9図において考えると
、端子31からの入力信号がゲインAのアンプ15で増
幅された後、端子52と31の間に接続された外部抵抗
!718′を介してアンプ150入力側へ帰還される。Figure 10 shows a specific circuit. 60 is preamplifier I
C, s1 to 65 are pin terminals, 15 is a first stage cascode amplifier, and 16 is a differential amplifier. Considering FIG. 9, after the input signal from the terminal 31 is amplified by the amplifier 15 with a gain of A, an external resistor is connected between the terminals 52 and 31! It is fed back to the input side of the amplifier 150 via 718'.
同時に、I)Cバイアスも端子62から端子61へ帰還
される。端子56にパスコンC’6を接続することで差
動アンプの基準1) Cを与えている。At the same time, the I)C bias is also fed back from terminal 62 to terminal 61. By connecting the bypass capacitor C'6 to the terminal 56, the standard 1) C of the differential amplifier is provided.
第10図に示す具体回路を簡単に説明する。l・ランジ
スタq2のベースに入力された再生FM信号は、トラン
ジスタQ1.Q2から成るカスコードアンプで増幅され
、いでエミフをロドライブ。The specific circuit shown in FIG. 10 will be briefly explained. The reproduced FM signal input to the base of the transistor Q1. It is amplified by a cascode amplifier consisting of Q2, and the emiff is driven.
1フロでレベルシフトし、再びC8でエミフオロドライ
ブされた後、端子32131に接続された外付け+7)
フィードバック抵抗ノ<18’を介してトランジスタQ
2のベースに交流信号、DCバイアスの双方を帰還する
。パスコンC7で交流成分を除去し。External +7 connected to terminal 32131 after level shifting with 1 floor and Emifluoro driving with C8 again
Transistor Q via feedback resistor <18'
Both the AC signal and DC bias are fed back to the base of 2. Remove AC components with bypass capacitor C7.
差動アンプの一方の入力端(C70ベース)に基準電位
を与えている。すなわち端子66は、フィードバンク量
調整には無関係であり、い・C7がら成る差動アンプの
ゲインを十分得られる。A reference potential is applied to one input terminal (C70 base) of the differential amplifier. In other words, the terminal 66 has no relation to the feedbank amount adjustment, and can sufficiently obtain the gain of the differential amplifier consisting of I/C7.
次に、ダンピング抵抗HDのばらつき妬ついて述べる。Next, the dispersion of the damping resistance HD will be described.
第9区において入力端34がらアンプ側を見たダンピン
グ抵抗HDは(5)式で表わすことができる。The damping resistance HD viewed from the input terminal 34 to the amplifier side in the ninth section can be expressed by equation (5).
ノイ17
1イD = fs1
1+J
第5図におけるダンピング抵抗は、前述したように次式
の如く表わせる。Neu17 1iD = fs1
1+J The damping resistance in FIG. 5 can be expressed as shown in the following equation as described above.
従来は、IC内部の抵抗R3,R4双方の抵抗値ばらつ
きによりRDのばらつき範囲が太きかったのに対し、第
9図に示すように外付けのフィードバック抵抗ノイ18
′のみにより帰還をかければ。Conventionally, the range of variation in RD was wide due to variations in the resistance values of both resistors R3 and R4 inside the IC, but as shown in Fig.
If we multiply the feedback by ′ only.
(5)式に示すようにダンピング抵抗RDは、外付けの
フィードバック抵抗R18′のみのばらつきによってR
Dがばらつくことになる。外付けの7゜イードバック抵
抗818′として絶対値精度±5%のカーボン抵抗を用
いれば、それ単体のばらつきは5%である。アンプゲイ
ンAのばらつきを無視すれば、ダンピング抵抗RDの抵
抗値ばらつきは5%となる。従来の負帰還アンプ構成で
は、どんなに小さく見積っても30%以内にばらつき範
囲を抑えられないことを考慮すれば1本発明の負帰還ア
ンプ構成においては1周波数特性ばらつきを十分に抑え
る効果があり、プリアンプI C’の周波数特性補正の
無調整化に適した負帰還アンプ構成であると言える。さ
らに、次段の差動アンプのゲインはフィードバック量と
無関係に設定できる構成である。As shown in equation (5), the damping resistor RD is affected by the variation in only the external feedback resistor R18'.
D will vary. If a carbon resistor with an absolute value accuracy of ±5% is used as the external 7° feedback resistor 818', the variation of the individual resistor is 5%. If the variation in the amplifier gain A is ignored, the variation in the resistance value of the damping resistor RD is 5%. Considering that the conventional negative feedback amplifier configuration cannot suppress the variation range to within 30% no matter how small it is estimated, the negative feedback amplifier configuration of the present invention has the effect of sufficiently suppressing the variation in frequency characteristics. It can be said that this is a negative feedback amplifier configuration suitable for eliminating the need to adjust the frequency characteristic correction of the preamplifier IC'. Furthermore, the configuration is such that the gain of the next-stage differential amplifier can be set regardless of the amount of feedback.
その反面、ICのビン端子が1ビン増加する欠点がある
が、周波数特性補正の無調整化に際し1周波数特性ばら
つきを大幅に抑えられる効果は、1ビン増加による欠点
を十分補うものである。On the other hand, there is a drawback that the number of IC bin terminals increases by one bin, but the effect of greatly suppressing variations in one frequency characteristic when frequency characteristic correction is made without adjustment sufficiently compensates for the drawback due to an increase in one bin.
本発明によれば、IC内抵抗の抵抗値ばらつきによる周
波数特性ばらつきを軽減できるとともに、負帰還アンプ
構成を最小のビン数で実現できる。また、プリアンプI
cの外付は部品点数を減らしコスト低減の効果もある〇
又、本発明はIC外部に設けたフィードバンク抵抗のみ
により、交流信号及びD C,<イアスを同時に帰還し
、周波数特性補正無調整のプリアンプICの負帰還アン
プを構成できる。According to the present invention, variations in frequency characteristics due to variations in resistance values of resistors within an IC can be reduced, and a negative feedback amplifier configuration can be realized with a minimum number of bins. Also, preamplifier I
The external connection of C reduces the number of parts and has the effect of reducing costs.Also, the present invention uses only a feed bank resistor provided outside the IC to simultaneously feed back the AC signal and DC, and eliminates the need for frequency characteristic correction adjustment. It is possible to configure a negative feedback amplifier for a preamplifier IC.
さらに、カスコードアンプ後段の差動アンプのゲインを
十分に得られるなどの効果もある。Furthermore, there are other effects such as being able to obtain sufficient gain for the differential amplifier downstream of the cascode amplifier.
第1図は、ヘッドからプリアンプICまでの再生回路図
、第2図はその周波数特性、第5図・は負帰還アンプの
ブロック図、第4図はその具・体回路図、第5図は本発
明の第一の実施例を示・す負帰還アンプのブロック図、
第6図はその具体回路図、第7図は本発明の第二の実施
例を示す周波数特性、第8図はその回路構成図、第9図
、第10図は本発明の他の実施例のブロック図6、具体
回路図である。
15114122125・・・端子。
C’6 、 C’7 、 C9・・・外付はコンデンサ
。
12.49・・・再生アンプ。
17〜29・・・周波数特性。
12.25・・・プリアンプIC%
/<18 、 R25、lイタ6 ・1.フィードバ
ック抵抗。
C’S・・・プリアンプ入力容量
第 1 図
胃5 ど β也1
yvI浅艇竹り・生
第3図
?
T、\、4
第 4−圀
第 5図
/2
v=6 ロ
ノCC
11r図
第8閃Figure 1 is a reproduction circuit diagram from the head to the preamplifier IC, Figure 2 is its frequency characteristics, Figure 5 is a block diagram of the negative feedback amplifier, Figure 4 is its specific circuit diagram, and Figure 5 is A block diagram of a negative feedback amplifier showing a first embodiment of the present invention,
Fig. 6 is a specific circuit diagram thereof, Fig. 7 is a frequency characteristic showing a second embodiment of the present invention, Fig. 8 is a circuit configuration diagram thereof, and Figs. 9 and 10 are other embodiments of the present invention. Block diagram 6 is a specific circuit diagram. 15114122125...Terminal. C'6, C'7, C9... External capacitors. 12.49...Reproduction amplifier. 17-29... Frequency characteristics. 12.25...Preamplifier IC% /<18, R25, lita 6 ・1. feedback resistance. C'S...Preamplifier input capacity 1st figure stomach 5 Do βya 1 yvI shallow boat bamboo fishing/raw 3rd figure? T, \, 4 4th - Kuni 5th figure/2 v=6 Rono CC 11r figure 8th flash
Claims (1)
ンダクタンスと容量との共振特性をもたせて取り出す手
段と、該共振により取り出された信号を増幅し、出力か
ら入力に負帰還し共振特性をダンピングする手段を有す
る再生回路を。 具備する磁気録画再生装置において、負帰還回路の帰還
率をほぼ1となしかつ該負帰還回路の出力の周波数特性
を再生FM信号の最高キャリア周波数付近までほぼフラ
ットにするダンピング抵抗を該帰還ループ内に直列接続
したことを特徴とするプリアンプ集積回路。 2、 上記負帰還回路を集積回路の内部、又は外部に設
けたことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載のプリ
アンプ集積回路。 3 その入力容量を小さくし、共振周波数を該最高キャ
リア周波数よりも高く設定したことを特徴とする特許請
求の範囲第1項記載のプリアンプ集積回路。[Claims] 1. A means for extracting a signal reproduced by a magnetic head with resonance characteristics between the inductance and capacitance of the magnetic head, amplifying the signal extracted by the resonance, and connecting a negative signal from the output to the input. A regeneration circuit that has means for feedback and damping the resonance characteristics. In the magnetic recording and reproducing apparatus, a damping resistor is provided in the feedback loop to make the feedback rate of the negative feedback circuit almost 1 and to make the frequency characteristics of the output of the negative feedback circuit almost flat to around the highest carrier frequency of the reproduced FM signal. A preamplifier integrated circuit characterized by being connected in series with a preamplifier integrated circuit. 2. The preamplifier integrated circuit according to claim 1, wherein the negative feedback circuit is provided inside or outside the integrated circuit. 3. The preamplifier integrated circuit according to claim 1, wherein the input capacitance is made small and the resonant frequency is set higher than the highest carrier frequency.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57215405A JPS59105786A (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Preamplifier integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57215405A JPS59105786A (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Preamplifier integrated circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59105786A true JPS59105786A (en) | 1984-06-19 |
JPH0156592B2 JPH0156592B2 (en) | 1989-11-30 |
Family
ID=16671775
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57215405A Granted JPS59105786A (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Preamplifier integrated circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59105786A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63129204U (en) * | 1987-02-12 | 1988-08-24 | ||
US6181501B1 (en) | 1997-05-26 | 2001-01-30 | Fujitsu Limited | Information recording and reproducing apparatus having an improved high frequency characteristic for a reproduction signal |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US3513267A (en) * | 1966-05-16 | 1970-05-19 | Ampex | Low input impedance playback preamplifier for swamping out head resonance in a video tape reproducing system |
JPS5652986A (en) * | 1979-10-08 | 1981-05-12 | Hitachi Ltd | Video signal regenerative circuit |
JPS57109110A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Hitachi Ltd | Magnetic recording and reproducing device |
-
1982
- 1982-12-10 JP JP57215405A patent/JPS59105786A/en active Granted
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US3513267A (en) * | 1966-05-16 | 1970-05-19 | Ampex | Low input impedance playback preamplifier for swamping out head resonance in a video tape reproducing system |
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US6181501B1 (en) | 1997-05-26 | 2001-01-30 | Fujitsu Limited | Information recording and reproducing apparatus having an improved high frequency characteristic for a reproduction signal |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0156592B2 (en) | 1989-11-30 |
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