JPS5887979A - Ghost eliminating device - Google Patents
Ghost eliminating deviceInfo
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- JPS5887979A JPS5887979A JP56186280A JP18628081A JPS5887979A JP S5887979 A JPS5887979 A JP S5887979A JP 56186280 A JP56186280 A JP 56186280A JP 18628081 A JP18628081 A JP 18628081A JP S5887979 A JPS5887979 A JP S5887979A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、)・ランスバーサルフィルターヲ用いてテレ
ビジョン受信機に内蔵しつるようにしたゴースト除去装
置に関し、特にそのコースト信号の検出およびトランス
バーザルフィルターの制御部分に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a ghost removal device built into a television receiver using a transversal filter, and particularly relates to the coast signal detection and control portion of the transversal filter. It is something.
近年、テレビジョン放送を受信するにあたり、各種の電
波障害による受信画像の劣化が多くなり問題となってき
ている。特に、都市部における建造物の高層化が主な要
因となって受信画像が二重。In recent years, when receiving television broadcasts, the deterioration of received images due to various radio wave interferences has become a problem. In particular, the main reason for the rise in buildings in urban areas is double received images.
三重となるいわゆるゴースト現象が多発するようになっ
た。この対策としては、これらの建造物による電波の反
射を防止する壁面建材の開発や、受信アンテナの高指向
性化、あるいは水平スタックアンテナによるダイパーシ
ティ受信等々が実施されているが、いずれも操作」−の
複雑さやコスト上昇などの原因で普及するには至ってい
ない。The so-called triple ghost phenomenon has begun to occur frequently. Countermeasures against this problem include the development of wall construction materials that prevent the reflection of radio waves from these buildings, higher directivity of receiving antennas, and diaperity reception using horizontally stacked antennas, but none of these methods are effective. - It has not become widespread due to reasons such as complexity and rising costs.
そこで、テレビ受像機に内蔵することのできる全自動の
ゴースト除去システムを安価に供給する必要性が高まっ
てきた。Therefore, there has been an increasing need to provide a fully automatic ghost removal system that can be built into television receivers at low cost.
壕ず、本発明を実施することのできるテレビジョン受像
機の構成及びゴースト除去装置について説明する。第1
図はそのテレビジョン受像機の構成の一部分を示すもの
である。図において、1は中間増幅映像検波回路であっ
て、チューナーからの中間周波数変調信号を増幅・検波
し、ベースバンドの複合映像信号Aを得る。この複合映
像信号AはNTSC方式では○〜4.2 hhの信号と
なる。Without further ado, the configuration of a television receiver and a ghost removal device in which the present invention can be implemented will be described. 1st
The figure shows a part of the configuration of the television receiver. In the figure, reference numeral 1 denotes an intermediate amplified video detection circuit which amplifies and detects an intermediate frequency modulated signal from a tuner to obtain a baseband composite video signal A. This composite video signal A becomes a signal of ○ to 4.2 hh in the NTSC system.
通常のテレビジョン受像機においては、この複合映像信
号Aは映像信号処理増幅回路3及びクロマ信号処理増幅
回路4の両方に直接供給される。ゴースト除去装置2は
複合映像信号Aを入力しゴースト分の信号を除去した後
、回路3,4にゴーストのない映像信号Bを供給する機
能を有する。図示のCはゴーストのない表示用信号とし
て映像表示装置(CRT等)へ供給される。In a normal television receiver, this composite video signal A is directly supplied to both the video signal processing amplifier circuit 3 and the chroma signal processing amplifier circuit 4. The ghost removal device 2 has a function of inputting the composite video signal A, removing the ghost component signal, and then supplying a ghost-free video signal B to the circuits 3 and 4. C shown in the figure is supplied to a video display device (such as a CRT) as a display signal without ghosts.
第2図は、第1図中のゴースト除去装置2の部分のさら
に詳しいブロック図である。この装置の%徴U、トラン
スバーサルフイ)レター5を使用していることである。FIG. 2 is a more detailed block diagram of the portion of the ghost removal device 2 in FIG. 1. The % characteristic of this device is that it uses a transversal file.
一般によく知られているように、テレビジョン送受信系
において、電波伝播系における伝達関数をH(S)、ゴ
ーストによる伝播系の伝達関数をG (S)とすると、
ゴーストを含むトータルの信号伝播系の伝達関数はH(
S)・(、(S)となる。一方、トランスバーサルフィ
ルター6は任意の伝達関数を持ち得るので、ゴーストに
よる伝播系の逆伝達関数G−’(S)を持つように制御
すれば、ゴーストを除去することができる。As is generally well known, in a television transmitting and receiving system, if the transfer function in the radio wave propagation system is H(S) and the transfer function in the ghost propagation system is G(S), then
The transfer function of the total signal propagation system including ghosts is H(
S)・(, (S).On the other hand, since the transversal filter 6 can have any transfer function, if it is controlled to have the inverse transfer function G-'(S) of the propagation system due to ghosts, the ghost can be removed.
第2図中の他の部分はこのトランス・ぐ−サルフィルタ
−5がその時々のゴーストに応じた逆伝達関数G−’(
S)を持つようにその各タップの加重係数を自動的に制
御するための、ゴースト検出、演算。The other parts in FIG. 2 show that this trans-gusal filter 5 has an inverse transfer function G-'
Ghost detection, operation to automatically control the weighting factor of each tap to have S).
加重係数発生及び記憶等の動作を行なうものである。図
において、Aが入力複合映像信号、Bがコ゛−スト除去
された出力複合映像信号であり、Dは同期信号である。It performs operations such as generating and storing weighting coefficients. In the figure, A is an input composite video signal, B is a cost-removed output composite video signal, and D is a synchronization signal.
受信したテレビジョン信号中におけるゴーストの検出は
、垂直同期信号の始まりの部分(前縁部分)の前後はぼ
1水平期間における信号の平坦性を観測することによっ
て行う。この部分の信号は理想的には単位段関数と見な
せるものであり、ゴーストがある場合にはそれに応じて
単位段関数の否みが検出される。たとえば、各サンプリ
ング点でゴーストの位置と大きさが検知される。8はそ
の制御用のタイミングパルス発生回路で、この部分の信
号を抜出すために水平及び垂直同期信号りを基にして抜
取パルスを発生するものである。A ghost in a received television signal is detected by observing the flatness of the signal in approximately one horizontal period before and after the beginning (leading edge) of the vertical synchronization signal. Ideally, this portion of the signal can be regarded as a unit step function, and if there is a ghost, whether or not it is a unit step function is detected accordingly. For example, the location and size of a ghost is detected at each sampling point. Reference numeral 8 denotes a timing pulse generation circuit for controlling the timing pulse generating circuit, which generates a sampling pulse based on horizontal and vertical synchronizing signals in order to extract the signal of this portion.
トランスバーサルフィルター6で処理をした後の映f象
信号BはクランプA−D変換回路7に加え、クランプし
て直流変動をなくした後、人−り変換回路によって上記
抜取部分をA−D変換してゴースト情報を含むデジタル
映像信号を得、これをデジタルメモリ1oに蓄積する。The image signal B processed by the transversal filter 6 is added to the clamp A-D converter circuit 7, and after being clamped to eliminate DC fluctuations, the sampled portion is A-D converted by the human converter circuit. A digital video signal including ghost information is obtained and stored in the digital memory 1o.
演算回路9はメモリ1oに蓄積されたゴースト情報を含
むデジタル映像信号を処理してトランスバーサルフィル
ター6の各タップからの出力信号を取り出すときの加重
係数を制御するための信号を発生させる。この部分は通
常マイクロコンピュータ−を用いて構成する。加重係数
修正回路6は演算回路9の演算結果に基づいて実際に各
タップの加重係数を発生し、かつ保持するためのもので
あり、通常、この演算回路9の出力はデジタル信号であ
るから、加重係数がアナログ信号であるならばD−A変
換回路が必要となり、その場合はそれも含む。The arithmetic circuit 9 processes the digital video signal containing the ghost information stored in the memory 1o and generates a signal for controlling the weighting coefficient when extracting the output signal from each tap of the transversal filter 6. This part is usually configured using a microcomputer. The weighting coefficient correction circuit 6 is for actually generating and holding a weighting coefficient for each tap based on the calculation result of the calculation circuit 9, and since the output of this calculation circuit 9 is normally a digital signal, If the weighting coefficient is an analog signal, a DA conversion circuit is required, and in that case it is also included.
捷だ、このような検出−演算−加重はくり返して何回も
行なういわゆる適応等化法で実施するので、加重係数は
何回も次から次へと修正されるものであり、前回の係数
をメモIJ 10に記憶しておく必要がある。また、7
中のA−D変換回路のサンプリング周波数は、映像信号
を扱うからその帯域周波数の少なくとも2倍は必要で、
NTSC方式ではクロマザブキャリア周波数の3 倍(
7) 107■を用いるとよい。そのため、このA−D
変換回路は高速性全要求される。メモリ10も同様に高
速のものを用いる。一方、演算回路9としてマイクロコ
ンピユータを用いる場合には、これはそれほど高速では
ないのでA−D変換回路が垂直同期信号部分を扱ってい
る時のみメモリ1oをマイクロコンピュータから切放す
いわゆるDMA (ダイレクト・メモリー・アクセス)
による動作を行なうとよい。This kind of detection, calculation, and weighting is performed repeatedly using a so-called adaptive equalization method, so the weighting coefficients are modified many times one after another, and the previous coefficients are It is necessary to memorize it in memo IJ10. Also, 7
The sampling frequency of the internal A-D conversion circuit must be at least twice the band frequency since it handles video signals.
In the NTSC system, the frequency is three times the Chromasub carrier frequency (
7) It is recommended to use 107■. Therefore, this A-D
Conversion circuits are required to be high-speed. Similarly, a high-speed memory 10 is used. On the other hand, when a microcomputer is used as the arithmetic circuit 9, the speed is not so high, so the memory 1o is disconnected from the microcomputer only when the A-D conversion circuit is handling the vertical synchronization signal part. memory access)
It is recommended to perform the following actions.
このように、この回路装置はマイクロコンピュータを含
めたデジタル回路を主体に構成でき、l・ランスバーザ
ルフィルター5もまたCOD等の固体化遅延線を用いて
集積化が可変であるから比較的低コストでテレビジョン
受像機に内蔵することが可能である。In this way, this circuit device can be constructed mainly of digital circuits including a microcomputer, and since the L.Lancebarzal filter 5 also has variable integration using a solid-state delay line such as COD, it has a relatively low cost. It can be built into a television receiver at low cost.
次に、A−D変換回路7によってゴースト情報を検出す
る手段を第3図の信号波形に基づいて説明する。第3図
において、乙は第2図中のトランスバー サルフィルタ
ー6の出力でアルベースバンドの複合映像信号であり、
そのうちの垂直同期信号の前縁部分を図示している。ゴ
ースト信号があるか否かの判別は、円印で示した垂直同
期信号の前縁部分を基準として、その前後に発生する歪
の有無を検出することによって行う。Next, the means for detecting ghost information by the A-D conversion circuit 7 will be explained based on the signal waveforms shown in FIG. In Fig. 3, O is the output of the transversal filter 6 in Fig. 2, which is a composite video signal in the al base band.
The leading edge portion of the vertical synchronization signal is illustrated. Determination as to whether or not there is a ghost signal is performed by detecting the presence or absence of distortion occurring before and after the leading edge portion of the vertical synchronization signal, which is indicated by a circle, as a reference.
抜取りパルスbはその検出期間に映像信号を取り出すた
めにサンプリングパルス発生回路8で発生するパルスを
示し、この部分のみA−Di換回路7でデジタル化した
映像信号をDMA動作によってメモリー10に格納する
。ゴースト信号がない場合は、この抜取パルスbの期間
では、垂直同期信号の前縁の立ち上がりを除いて平坦で
ある。The sampling pulse b indicates a pulse generated by the sampling pulse generation circuit 8 to extract the video signal during the detection period, and only this portion of the video signal digitized by the A-Di conversion circuit 7 is stored in the memory 10 by DMA operation. . If there is no ghost signal, the period of this sampling pulse b is flat except for the rising edge of the leading edge of the vertical synchronization signal.
その前縁から±IA水平偏向期間の間にゴースト信号が
ある場合には、抜取パルスbの期間内のどこかに波形の
歪が検出され、それは垂直同期信号の前縁の立ち上がり
のゴースト信号と考えられる。If there is a ghost signal between the leading edge and ±IA horizontal deflection period, waveform distortion will be detected somewhere within the sampling pulse b period, and it will be the ghost signal of the rising edge of the vertical synchronizing signal. Conceivable.
この垂直同期信号の前縁の立ち上がり部分を拡大図示し
たものがCである。NTSC方式のテレビジョン信号の
場合、その映像信号の帯域幅はせいぜい4.21htで
であるから、拡大視すると同部分は図示のようにゆっく
りと立ち上がっている。C is an enlarged view of the rising portion of the leading edge of this vertical synchronization signal. In the case of an NTSC television signal, the bandwidth of the video signal is at most 4.21 ht, so when viewed under magnification, the same portion rises slowly as shown in the figure.
一方、前述のようにこのような信号をデジタル化する場
合、そのサンプリングクロックは帯域の少なくとも2倍
以上必要であるが、ここでは、便宜上クロマサブキャリ
アの3倍の周波数(約107■)のクロック信号を使用
する。このクロックから一定周期毎に抜き出して示した
ものが図示dであり、この図では立ち上がり部分に約3
クロツクが含まれることになる。このサンプリングクロ
ックを図のように左からA−にと番号を付ける。A−D
fi換回路7によって各サンプリング点A−Kにおける
映像信号a、cの垂直同期信号の前縁部分をサンプリン
グしデジタル信号に変換する。今、説明を簡単にするた
め、各サンプリング値′!f−4ビットに変換した結果
のデジタル信号図をeに示す。On the other hand, as mentioned above, when digitizing such a signal, the sampling clock must be at least twice the bandwidth, but here, for convenience, we use a clock with a frequency three times that of the chroma subcarrier (approximately 107 ■). Use signals. Figure d shows a sample extracted from this clock at regular intervals, and in this figure, approximately 3
A clock will be included. These sampling clocks are numbered A- from the left as shown in the figure. A-D
The leading edge portion of the vertical synchronizing signal of the video signals a and c at each sampling point A to K is sampled by the FI conversion circuit 7 and converted into a digital signal. Now, to simplify the explanation, each sampling value ′! The digital signal diagram resulting from the conversion to f-4 bits is shown in e.
このようにA−D変換された信号eは元の映像信号a、
cに対応し、映像信号に含捷れるすべての情報を含む。The A-D converted signal e is the original video signal a,
It corresponds to c and includes all information that can be included in the video signal.
実際には、図示したA−に以外にもそれらの間に多数の
クロックパルスがあり、抜取パルスbの期間すべてに渡
ってそのクロックパルスによりサンプリングされデジタ
ル化された信号が得られる。それらすべてをDMA動作
によシメモリー1oに格納する。このようにサンプリン
グクロックはその周波数が10.”lhであり、演算処
1゜
理回路9用のマイクロコンピュータの動作速度に比べて
速いので、前述のようにDMA動作により直接メモリー
10に格納する。In reality, there are a number of clock pulses in addition to the one shown A- between them, with which a digitized signal is obtained that is sampled over the entire duration of sampling pulse b. All of them are stored in the memory 1o by DMA operation. In this way, the sampling clock has a frequency of 10. 1h, which is faster than the operating speed of the microcomputer for the arithmetic processing circuit 9, so it is directly stored in the memory 10 by DMA operation as described above.
演算回路90マイクロコンピユータは、その後このメモ
リー1oからデジタル映像信号を読み取り、次の順序に
よって処理する。The arithmetic circuit 90 microcomputer then reads the digital video signal from this memory 1o and processes it in the following order.
(1)何回かの抜取パルス期間すの情報を平均化する。(1) Averaging information from several sampling pulse periods.
(2)それらの差分をとる。(2) Take the difference between them.
(3) )ランスバーサルフィルター6の各タップの
重み付けをする。(3)) Weight each tap of the Lanceversal filter 6.
これら(1)〜(3)の動作をくり返し行なうことによ
って途々にゴースト信号を消去してゆく。これは前述し
たようにゴーストによる伝播系の伝達関数G (S)を
適応等化法で求めることに相当する。By repeating these operations (1) to (3), ghost signals are gradually erased. This corresponds to finding the transfer function G (S) of the ghost propagation system using the adaptive equalization method, as described above.
第3図fはeのデジタル化した信号θの各サンプリング
点B−Kにおいて1つ前の信号を引いた差分化信号であ
る。本来は、信号eを前述の(1)の平均化をした後に
行なうものであるが、ここでは便宜上平均化せずに示し
た。fに示した差分化信号において、負値は2′の補数
表示で示している。これを見ると、F点とG点では正の
大きな値を示し、前縁の立ち上がり部分であると認識で
きる。またB点の52′ 、0点の′″−2′ 、E点
の’1’、■点の’−2’、J点の5+2′ 、に点の
′−3pはすべて波形歪すなわちゴースト信号と認識で
きる。そこで、これら各点に対応したトランスバーサル
フィルター6の各タップの加重係数を歪をなくする方向
に制御すればよい。FIG. 3f is a differential signal obtained by subtracting the previous signal at each sampling point B-K of the digitized signal θ of e. Originally, this is done after the signal e is averaged as described in (1) above, but for the sake of convenience, it is shown here without being averaged. In the differential signal shown in f, negative values are shown in 2' complement representation. Looking at this, points F and G show large positive values, which can be recognized as rising portions of the leading edge. In addition, 52' at point B, '''-2' at point 0, '1' at point E, '-2' at point ■, 5+2' at point J, and '-3p at point J are all waveform distortions, that is, ghost signals. Therefore, the weighting coefficient of each tap of the transversal filter 6 corresponding to each of these points may be controlled in a direction that eliminates the distortion.
第4図にフィードバック構成のトランスバーサルフィル
ター6の一例とその対応を示す。本フィルター6は、加
算器51と単位遅延素子62と、各加重器63とを有し
ている。例えばに点における差分化信号の′″−3′に
対応して歪をなくする方向に5+3′を加重係数とする
ならば、K点の加重器63が動作し、歪を打ち消す信号
を出力して加算器61へ加え、入力信号と加算してゴー
スト信号を除去して出力する。このような動作をくり返
すことによって、ゴースト信号による伝播系゛の伝達関
数G (S)をl・ランスバーサルフィルター5に持た
せることができる。加重器63は通常乗算器で構成され
、単位遅延素子62を経由した映像信号と加重係数信号
との積を計算し出力する。このトランスバーサルフィル
ター6はフィードフォード型であり、この場合、F点が
立ち上がりと認識されたならば、Fの加重器53の加重
信号を最大ゲインとする。また差分化信号が′o#のタ
ップは加重信号も0′で、加重器63の出力は嘩0#で
ある。FIG. 4 shows an example of the transversal filter 6 with a feedback configuration and its correspondence. The filter 6 includes an adder 51, a unit delay element 62, and weighters 63. For example, if 5+3' is used as a weighting coefficient in the direction of eliminating distortion corresponding to '''-3' of the differential signal at point K, the weighter 63 at point K operates and outputs a signal that cancels out the distortion. is added to the adder 61, added to the input signal, removes the ghost signal, and outputs it. By repeating this operation, the transfer function G (S) of the propagation system due to the ghost signal is The transversal filter 6 can be provided in the filter 5.The weighter 63 is usually composed of a multiplier, and calculates and outputs the product of the video signal passed through the unit delay element 62 and the weighting coefficient signal. In this case, if point F is recognized as a rising edge, the weighted signal of weighter 53 of F is set to the maximum gain.Furthermore, in the tap where the difference signal is 'o#', the weighted signal is also 0', The output of weighter 63 is 0#.
このような加重係数の演算回路9及び修正回路6、さら
にはトランスバーサルフィルター5においては、信号の
時間基準を明確に知ることが重要となってくる。すなわ
ち、前述の例において差分化信号fはF点では値が6′
、G点では14′であり、F点の方がより大きな値を示
すのでそれを立ち上がりと判断した。しかし、垂直同期
信号の前縁はその立ち上がりがいつも一定とは限らず。In such a weighting coefficient calculation circuit 9 and correction circuit 6, as well as in the transversal filter 5, it is important to clearly know the time reference of the signal. That is, in the above example, the differential signal f has a value of 6' at point F.
, 14' at point G, and a larger value at point F, which was determined to be a rising point. However, the rising edge of the vertical synchronization signal is not always constant.
各チャンネルでの受信状態や映像検波回路の特性に大き
く左右され得る。さらには非常に近接したゴースト信号
によってもその立ち上がりは影響を3
受ける。このように映像信号を入力してそのゴーストを
除去するような装置においては実用上、どのような立ち
一ヒが9を持った映像信号が入力されても安定にゴース
トが除去されるようにする必要がある。This can be greatly influenced by the reception conditions of each channel and the characteristics of the video detection circuit. Furthermore, its rise is also affected by ghost signals that are very close to each other. In a device like this that inputs a video signal and removes its ghost, it is practical to ensure that the ghost is removed stably no matter what kind of video signal with 9 is input. There is a need.
そこで本装置においては、たとえば上述のF点を垂面同
期信号の前縁の立ち上がりと判別してそれぞわのタップ
に加重係数修正動作を施し、その結果を基にして次の加
重係数修正動作を実施するという、くり返しの手順の中
で、ゴースト信号による波型型が回を追うごとに減少し
て行く場合はよいとして何回行っても歪がある一定の限
度以下に減少しなくなる場合には、今度は、F点ではな
くG点を立ち上がりと判別して加重係数修正動作をやり
直すというように、トランスバーサルフィルターの各タ
ップの加重係数とその出力状態とを変化させるようにす
ることができるようにすることを特徴とする。Therefore, in this device, for example, the above-mentioned point F is determined as the rising edge of the leading edge of the vertical synchronization signal, a weighting coefficient correction operation is performed on each tap, and the next weighting coefficient correction operation is performed based on the result. It is okay if the waveform caused by the ghost signal decreases each time the process is repeated, but if the distortion does not decrease below a certain limit no matter how many times it is performed, then Now, the weighting coefficient of each tap of the transversal filter and its output state can be changed, such as determining the G point instead of the F point as a rising edge and redoing the weighting coefficient correction operation. It is characterized by doing so.
これらの一連の手順は、演算回路9および加重係数修正
回路6としてマイクロコンピュータを用4
いて、デジタル化した映像信号をメモリー10から読み
出して処理し加重係数を修正するようにした本装置のよ
うなゴースト除去装置においては簡単に実施できる。す
なわち、第3図に示したような差分化信号fを基にして
加重係数信号を出力する場合1例えばl・ランスバーサ
ルフィルター6のB〜にの各加重器630入力端子をマ
イクロコンピュータの出力端子として、1点における加
重係数を工の加重器53に入力するかわりにスイッチ1
1の切換えによってマイクロコンピユータラ制御して一
つずらせてJの加重器63に入力するようにすればよく
、これは、ハードウェア上で結線を変更せずにソフトウ
ェアによって実施できる。These series of steps are performed in a device such as the present device, which uses a microcomputer as the arithmetic circuit 9 and the weighting coefficient correction circuit 6 to read the digitized video signal from the memory 10, process it, and correct the weighting coefficient. This can be easily implemented in the ghost removal device. That is, when outputting a weighting coefficient signal based on the differential signal f as shown in FIG. , instead of inputting the weighting coefficient at one point to the mechanical weighter 53, switch 1
It is sufficient to control the microcomputer by switching 1 to input the shift by 1 to the weighter 63 of J, and this can be done by software without changing the wiring on the hardware.
もちろん一点でずらせることによってすべての加重係数
と加重器の対応がずれることになる。もちろん、加重器
53への係数信号の切換をもソフトウェアで行うことも
できる。Of course, by shifting at one point, the correspondence between all weighting coefficients and weighters will be shifted. Of course, the switching of the coefficient signal to the weighter 53 can also be performed by software.
さらに別の手段は、前述のようにF点を立ち上がりと判
別した場合に、Fの加重器63を最大ゲインにするかわ
りに、工の加重器53を最大ゲイ16
ンにするようにしても同様である。すなわち、最大ゲイ
ンとした加重器53の出方が主要映像信号となり、それ
と各歪点の加重器53の出力(これはゴースト補正信号
となる)の相対関係を変化させていることになる。Still another means is to set the weighter 53 of the machine to the maximum gain of 16 instead of setting the weighter 63 of F to the maximum gain when the F point is determined to be a rising edge as described above. It is. That is, the output of the weighter 53 with the maximum gain becomes the main video signal, and the relative relationship between it and the output of the weighter 53 at each distortion point (which becomes a ghost correction signal) is changed.
以上のように、本発明のごとく加重係数とトラスバーサ
ルフィルターの加重器との相対関係を可変にできる構成
にすることによって、どのように立ち上がりがな捷った
映像信号が入力されてもやり直し制御を行なうことによ
って実用上効果の大きいゴースト除去装置を得ることが
できる。また、本発明はマイクロコンピュータ−の制御
プログラムを変更することによって対応でき、ハードウ
ェア上の変更を伴なうことがなく、従来と同程度のコス
トで実施することができる。As described above, by configuring the relative relationship between the weighting coefficient and the weighting device of the traversal filter to be variable as in the present invention, it is possible to perform redo control no matter how slow the rise of the video signal is input. By doing so, a ghost removal device with great practical effects can be obtained. Furthermore, the present invention can be implemented by changing the control program of the microcomputer, does not involve any change in hardware, and can be implemented at a cost comparable to that of the prior art.
第1図は本発明の一実施例におけるゴースト除去装置を
用いることのできるテレビジョン受f[のブロック図、
第2図はそのゴースト除去装置の部分のブロック図、第
3図はその動作を説明するだめの波形図および信号図、
第4図は同装置に用イル−例のトラスバーサルフィルタ
ーの回路図である。
6・・・・・トラスバーサルフィルター、6・川・・加
重係数修正回路、7・・・・クランプ・A−D変換回路
、8・・・・・タイミングパルス発生回路、9・・・・
・・演算回路、10・・・・・メモIJ−111・山・
・スイッチ。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図
第3図FIG. 1 is a block diagram of a television receiver in which a ghost removal device according to an embodiment of the present invention can be used;
FIG. 2 is a block diagram of the ghost removal device, and FIG. 3 is a waveform diagram and signal diagram for explaining its operation.
FIG. 4 is a circuit diagram of an example traversal filter used in the same device. 6... Traversal filter, 6... Weighting coefficient correction circuit, 7... Clamp/A-D conversion circuit, 8... Timing pulse generation circuit, 9...
...Arithmetic circuit, 10...Memo IJ-111・Mountain・
·switch. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person No. 1
Figure 3
Claims (1)
ドの映像信号と各タップの加重係数信号とが入力されて
ゴースト除去した映像信号を出力スルトランスバーサル
フィルタート、前記ゴースト除去された映像信号と少な
くとも前記ベースバンドの映像信号の帯域の2倍以上の
クロックと前記映像信号中の垂直同期信号の前縁位置を
中心としてその前後の部分を抜き取るだめのパルスとが
入力されてデジタル映像信号を出力するアナログ−デジ
タル変換器と、前記デジタル映像信号を一時記憶するメ
モリーと、前記デジタル映像信号が入力されて前記トラ
ンスバーザルフィルターの各タップの加重係数信号を計
算して出力する演算回路とを有し、前記演算回路の出力
である各タップの加重係数信号とトランスバーサルフィ
ルターの有する各タップからの出力状態との相対関係を
変化させることによってゴースト除去状態を選択できる
ようにしたことを特徴とするゴースト除去装置。A transversal filter receives a baseband video signal extracted from a received television signal and a weighting coefficient signal of each tap and outputs a video signal from which ghosts have been removed, the video signal from which ghosts have been removed and at least the baseband signal are input. An analog device that outputs a digital video signal by inputting a clock that is twice the bandwidth of the video signal of the band and pulses for extracting the portions before and after the leading edge position of the vertical synchronization signal in the video signal as the center. a digital converter, a memory that temporarily stores the digital video signal, and an arithmetic circuit that receives the digital video signal and calculates and outputs a weighting coefficient signal for each tap of the transversal filter; A ghost removal device characterized in that a ghost removal state can be selected by changing the relative relationship between the weighting coefficient signal of each tap, which is an output of an arithmetic circuit, and the output state from each tap of a transversal filter. .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56186280A JPS5887979A (en) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | Ghost eliminating device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56186280A JPS5887979A (en) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | Ghost eliminating device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5887979A true JPS5887979A (en) | 1983-05-25 |
JPH0218637B2 JPH0218637B2 (en) | 1990-04-26 |
Family
ID=16185533
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56186280A Granted JPS5887979A (en) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | Ghost eliminating device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5887979A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6226390A (en) * | 1985-07-25 | 1987-02-04 | Kayaba Ind Co Ltd | Tandem type vane pump |
-
1981
- 1981-11-19 JP JP56186280A patent/JPS5887979A/en active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6226390A (en) * | 1985-07-25 | 1987-02-04 | Kayaba Ind Co Ltd | Tandem type vane pump |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0218637B2 (en) | 1990-04-26 |
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