JPS5886667A - 乗算回路 - Google Patents
乗算回路Info
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- JPS5886667A JPS5886667A JP57180548A JP18054882A JPS5886667A JP S5886667 A JPS5886667 A JP S5886667A JP 57180548 A JP57180548 A JP 57180548A JP 18054882 A JP18054882 A JP 18054882A JP S5886667 A JPS5886667 A JP S5886667A
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- JP
- Japan
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- signal
- circuit
- pulse
- channel
- multiplication
- Prior art date
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/48—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for FM stereophonic broadcast systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、情報信号x(t)を周期信号y(t)で乗算
スる、特にステレオデコーダまたは7エイズロツクルー
ブ(PLL)に用いるに好適な乗算回路に関するもので
ある0 信号を乗算する回路は、例えば振幅変調器および振幅復
調器にしばしば用いられている。説明の便宜上、以下振
幅復調器についてのみ説明する。
スる、特にステレオデコーダまたは7エイズロツクルー
ブ(PLL)に用いるに好適な乗算回路に関するもので
ある0 信号を乗算する回路は、例えば振幅変調器および振幅復
調器にしばしば用いられている。説明の便宜上、以下振
幅復調器についてのみ説明する。
しかし、以下の記載は振幅変調器にも適用することがで
きる◎ 既知のように、振幅復調器の目的は、周波数スペク)ル
が(nfo−f、 )Hzから(nfo+flンHz
(7)周波数帯域に位置する帯域制限信号x(nfo;
t)を、周波数スペクトルがOHzからflH2の1
M波数帯域に位置する信号x(n : t)に変換する
ことにある。後者の周波数帯域はAF帯域(オーディオ
周波数帯域)と称されている。上記周波数帯域において
、foおよP−fuは固定周波数であり、n4i整数で
ある。実際上、帯域制限信号X(nfo:t)4ま、原
理的に無限数の帯域制限信号より成る信号x’(t)の
一部分である。従ってこの信号x’(t)は次式で示す
ように数学的に表わすことができる。
きる◎ 既知のように、振幅復調器の目的は、周波数スペク)ル
が(nfo−f、 )Hzから(nfo+flンHz
(7)周波数帯域に位置する帯域制限信号x(nfo;
t)を、周波数スペクトルがOHzからflH2の1
M波数帯域に位置する信号x(n : t)に変換する
ことにある。後者の周波数帯域はAF帯域(オーディオ
周波数帯域)と称されている。上記周波数帯域において
、foおよP−fuは固定周波数であり、n4i整数で
ある。実際上、帯域制限信号X(nfo:t)4ま、原
理的に無限数の帯域制限信号より成る信号x’(t)の
一部分である。従ってこの信号x’(t)は次式で示す
ように数学的に表わすことができる。
x’(t) = ΣX(nfo:t) −−
−(1)n−。
−(1)n−。
通常のように、これら帯域制限信号の1つのみ(例えば
n=iのときに得られる信号X(fo;t)のみ)をム
F帯域に変換するものとすると、振幅復調器には、通常
前置変調フィルタと称されるフィルタを設け、このフィ
ルタに信号x’(t)を供給し、これによりかかる信号
を、有限数のこれら帯域制限信号のみ、または信号X(
fo:t)のみを具える信号x(t)に変換する0個号
x(t)に対しては次式が成立するものとする。
n=iのときに得られる信号X(fo;t)のみ)をム
F帯域に変換するものとすると、振幅復調器には、通常
前置変調フィルタと称されるフィルタを設け、このフィ
ルタに信号x’(t)を供給し、これによりかかる信号
を、有限数のこれら帯域制限信号のみ、または信号X(
fo:t)のみを具える信号x(t)に変換する0個号
x(t)に対しては次式が成立するものとする。
ここにNは例えば8とする。
また、次式も成立するものとする。
X(nfo *t ) −X(n:t)81n(J*n
fo t”j’ n) −一−(8’この
信号x(t)を、乗算回路で次式 y(t) = 28in(2gfot+#、)
−−−(4)で示される周波数f0の周期搬送波信
号y(t)で乗算すると、乗積信号z(t)が得られる
ようになる。
fo t”j’ n) −一−(8’この
信号x(t)を、乗算回路で次式 y(t) = 28in(2gfot+#、)
−−−(4)で示される周波数f0の周期搬送波信
号y(t)で乗算すると、乗積信号z(t)が得られる
ようになる。
この乗積信号z(t)は、AF帯域に位置する信3号X
(1:t)のほかに周波数f。の倍数付近に位置するN
−2信号をも含んでいる。この乗積信号z(t)を通常
後置変調フィルタと称される変調フィルタに供給すると
周波数f。の倍数付近に位置するこれら信号を抑圧する
ことができ、従ってこのフィルタによって信号X(1;
t)を出力信号として発生させることができる。
(1:t)のほかに周波数f。の倍数付近に位置するN
−2信号をも含んでいる。この乗積信号z(t)を通常
後置変調フィルタと称される変調フィルタに供給すると
周波数f。の倍数付近に位置するこれら信号を抑圧する
ことができ、従ってこのフィルタによって信号X(1;
t)を出力信号として発生させることができる。
この搬送波信号y(りが実際に完全な正弦波として変化
すると共に乗算回路が完全に直線状に作動する場合には
AF帯域に信号x(1;りのみが現われるようになる。
すると共に乗算回路が完全に直線状に作動する場合には
AF帯域に信号x(1;りのみが現われるようになる。
しかし実lK%には完全な直線性増幅回路を簡単且つ廉
価に製造するのは困難である。また完全に正弦波状に変
化する搬送波(m号を簡単に発生させることも困綴であ
る。これがためこの復調処理においてもAF帯域に雑音
信号が導入されるようになり、これは特に不111望で
ある。
価に製造するのは困難である。また完全に正弦波状に変
化する搬送波(m号を簡単に発生させることも困綴であ
る。これがためこの復調処理においてもAF帯域に雑音
信号が導入されるようになり、これは特に不111望で
ある。
かかる雑音信号が発生するのを防止するためには、現在
一般に、正弦波状に変化する搬送波信号” 代すに、
、パルス繰返し比f。の2レベル周期パルス信号の形態
の搬送波信号をステレオ復号器に用いている。この搬送
波信号は例えば次式のように数学的に表わすことができ
る。
一般に、正弦波状に変化する搬送波信号” 代すに、
、パルス繰返し比f。の2レベル周期パルス信号の形態
の搬送波信号をステレオ復号器に用いている。この搬送
波信号は例えば次式のように数学的に表わすことができ
る。
y(t )−bl(’1tfot+1)−Bin(8i
n (3!wf□ を十j’))−−−(5)この場合
乗算回路の出力信号z(t)は次式によって規定する。
n (3!wf□ を十j’))−−−(5)この場合
乗算回路の出力信号z(t)は次式によって規定する。
Z (t ) −X (t )b j (2gfo t
”l ) −−−(7)式(5)で規定された
周期的な2レベルパルス信号は次式゛で示されるように
書換えることができる。
”l ) −−−(7)式(5)で規定された
周期的な2レベルパルス信号は次式゛で示されるように
書換えることができる。
−−−(8)
この2レベルパルス信号がパルス繰返し比f0に等しい
周波数の信号成分を具えることは上式から明らかである
。この信号成分はパルス信号の基本成分を示す。上記2
レベルパルス信号は、この基本成分のほかにパルス繰返
し比の倍数、本画では奇数倍の周波数を有する信号成分
をも具える。以下かかる信号成分を、説明の便宜上1高
調波”として示す0この場合@n次の高調波”°は基本
成分の周波数のn倍に等しい信号成分を示すものとする
O 式(g)に示す信号x(t)を式(8)に示す2レベル
パルス信号で乗算する場合にもAF帯域には、信号X(
1:t)のほかに信号x(a:tL x(b:t)、
+++が発生する。
周波数の信号成分を具えることは上式から明らかである
。この信号成分はパルス信号の基本成分を示す。上記2
レベルパルス信号は、この基本成分のほかにパルス繰返
し比の倍数、本画では奇数倍の周波数を有する信号成分
をも具える。以下かかる信号成分を、説明の便宜上1高
調波”として示す0この場合@n次の高調波”°は基本
成分の周波数のn倍に等しい信号成分を示すものとする
O 式(g)に示す信号x(t)を式(8)に示す2レベル
パルス信号で乗算する場合にもAF帯域には、信号X(
1:t)のほかに信号x(a:tL x(b:t)、
+++が発生する。
信号x(8;t)がムF帯域に発生するのを防止するた
めには関連する信号x(afo;t)を充分に抑圧する
必要がある。これがため、前置襞間フィルタに課せられ
る要求が実際には著しく大きl/)ため、これらの要求
を満足し得るフィルタは集積化し得ず、しかも高価であ
る。これらの要求を緩和し得るようにするために基本成
分の2つの高調波、例えば第2および第8高調波を発生
しない周波数スペクトルを有する搬送波信号y(t)を
発生させることが米国特許明細書第L96 ’L551
号に提案されている。この目的のため信号y(t)とし
て、2レベル周期パルス信号の代りに、8つの個別の振
幅レベル、例えばレベル+1.0.−1をWtJδレヘ
ル周期信号を用いる。従つ工信号y(t)が周波数gf
oおよび8f0の信号成分を含まないため信号X(2f
o:t)およびX(Jlfo:t)がムF帯域に変換さ
れなくなる。これがため前置変調フィルタがこれら信号
を抑圧する必要は最早やなくなり従ってこのフィルタは
元のフィルタと比較して構成が簡単となる。実際上、か
かる8レベル搬送波信号は、各々がパルス繰返し比f0
を有する第1および第2の2レベルパルス信号を発生さ
せることにより得ることができる。これら2種類のパル
ス信号はこれらを適宜選定してその何れもが例えば第2
高調波を含まず、第8高調波を含み得るようにする。
めには関連する信号x(afo;t)を充分に抑圧する
必要がある。これがため、前置襞間フィルタに課せられ
る要求が実際には著しく大きl/)ため、これらの要求
を満足し得るフィルタは集積化し得ず、しかも高価であ
る。これらの要求を緩和し得るようにするために基本成
分の2つの高調波、例えば第2および第8高調波を発生
しない周波数スペクトルを有する搬送波信号y(t)を
発生させることが米国特許明細書第L96 ’L551
号に提案されている。この目的のため信号y(t)とし
て、2レベル周期パルス信号の代りに、8つの個別の振
幅レベル、例えばレベル+1.0.−1をWtJδレヘ
ル周期信号を用いる。従つ工信号y(t)が周波数gf
oおよび8f0の信号成分を含まないため信号X(2f
o:t)およびX(Jlfo:t)がムF帯域に変換さ
れなくなる。これがため前置変調フィルタがこれら信号
を抑圧する必要は最早やなくなり従ってこのフィルタは
元のフィルタと比較して構成が簡単となる。実際上、か
かる8レベル搬送波信号は、各々がパルス繰返し比f0
を有する第1および第2の2レベルパルス信号を発生さ
せることにより得ることができる。これら2種類のパル
ス信号はこれらを適宜選定してその何れもが例えば第2
高調波を含まず、第8高調波を含み得るようにする。
例えば式(8)から導かれるようにこれら2柚類の2レ
ベルパルス信号を互に推移させて第1の2レヘA/ ハ
ルX 信%jの第8高調波が第2の2レベルパルス信号
の第8高調波と正しく逆位相となり、従ってこれら2種
類の2レベルパルス信号が互に加算される際これら第8
高調波が互に打消され、これにより8レベル信号が得ら
れるようにする。この乗算回路の実際の例では2個のス
イッチング回路を設け、これらスイッチング回路にその
信号入力端子を経て信号x(t)を供給する。ざらに制
御入力端子を経て一方のスイッチング回路に第1の2レ
ベルパルス信号を供給し、他方のスイッチング回路にK
H2の2レベルパルス信号を供給する。両スイッチング
回路により供給される(、1号を加算装置・で互に加算
する。この方法の欠点は、全ての偶数高調波とは無関係
な搬送波信号y(t)を発生するが不所望な奇数高調波
は唯1柚類のみが除去されるだけである。ステレオ復号
器では、この奇数高調波は88 KH2の副搬送波の第
8高調波である。
ベルパルス信号を互に推移させて第1の2レヘA/ ハ
ルX 信%jの第8高調波が第2の2レベルパルス信号
の第8高調波と正しく逆位相となり、従ってこれら2種
類の2レベルパルス信号が互に加算される際これら第8
高調波が互に打消され、これにより8レベル信号が得ら
れるようにする。この乗算回路の実際の例では2個のス
イッチング回路を設け、これらスイッチング回路にその
信号入力端子を経て信号x(t)を供給する。ざらに制
御入力端子を経て一方のスイッチング回路に第1の2レ
ベルパルス信号を供給し、他方のスイッチング回路にK
H2の2レベルパルス信号を供給する。両スイッチング
回路により供給される(、1号を加算装置・で互に加算
する。この方法の欠点は、全ての偶数高調波とは無関係
な搬送波信号y(t)を発生するが不所望な奇数高調波
は唯1柚類のみが除去されるだけである。ステレオ復号
器では、この奇数高調波は88 KH2の副搬送波の第
8高調波である。
前述した米国特許明細書に提案された方決によって、!
1ml!Iの2レベルパルス信号から出発し、例えば全
ての偶数高調波およびlIk類の奇数高調波とは無関係
な、いわゆる1多重レベル”信号y(t)を発生させる
ことができる。2レベルパル。ス信号から出発し、1種
以上の予定の高調波とは無関係な多重レベル信号y(t
)を発生す・る他の方法は次の通りである。多重レベル
信号y(t)の繰返し比がfoであるものとすると、パ
ルス繰返し比foを有し、不所望な高調波を含まない第
1の2レベルパルス信号を発生する(例えばこのパルス
信号は偶数高調波を含まないもの゛とする)0また多重
レベル信号y(t)が奇数n次高調波(゛例えばn−8
)とは無関係である場合暢は除去すべきn次の高調波の
周波数nfoに等しいパルス繰返し比の第2の2レベル
パルス信号を発生スル。この第2のパルス信号の位相を
適宜選定してその基本成分が第1のパルス信号の除去す
べき高調波と正しく逆位相となるようにする。この方法
の実際の例では、かくして発生した2レベルパルス信号
の各々を関連するスイッチング回路の制御入力端子に供
給する。各スイッチング回路は信号入力端子を経て信号
x(t)を受ける。スイッチング回路により発生した信
号は予定の重み係数で乗算された後加算装置で加算され
る。この市み係数の値は式(8)から得ることができる
−と共にiとする0この方法によれば、2レベルパルス
イB号を用いて第2および第8高調′波が除去された多
重レベル信号y(t)を発生させることができるだけで
なく第1および第6高調波等とは無関係な多重レベル信
号y(t)をも得ることができる。近年、この特性がス
テレオ復号器に対し著しく重要なものとなってきた。そ
の理由は、完全な、ステレオ復号器を1個の集積回路に
組込むと共に開動な前li1変−ツーフィルタ用を回避
する傾向が強くなってきた力)らである。また最近ステ
レオ7オニツク#線送倍を行う送信機の数が着しく増大
し、しかもAF帯域に変換される寄生信号の数も著しく
増大してきた。例えば式(7)において数置Nの値を7
また&ま9とすることができる。最後に述べた方法によ
って実際上、簡単な前置変調フィルタを高価なフィルタ
に置換する必要性から回避すること力Sできるが英国特
許出願第22,020,519 A号から明らかなよう
にvI数個の予定高調波を含まない多重レベル信号V(
t)を発生するかかる方法を好適に実行しても極めて複
雑且つ高価な回路を必要とし、この回路は経済的な理由
で通常の装置には使用し得すしかも1個の集積回路に集
積化することもできないO 本発明の目的は、構成が簡単で、集積回路の形態で製造
するに極めて好適で、しかも少くとも周波数スペクトル
が周波数nfo(n−J at 4s 5e −−−N
−1)の近辺に位置する信号を五F帯域に変換せず、従
って前置変調フィルタ(特定の要求を課す必要のない新
規な概念の乗算回路を提供せんとするにある。
1ml!Iの2レベルパルス信号から出発し、例えば全
ての偶数高調波およびlIk類の奇数高調波とは無関係
な、いわゆる1多重レベル”信号y(t)を発生させる
ことができる。2レベルパル。ス信号から出発し、1種
以上の予定の高調波とは無関係な多重レベル信号y(t
)を発生す・る他の方法は次の通りである。多重レベル
信号y(t)の繰返し比がfoであるものとすると、パ
ルス繰返し比foを有し、不所望な高調波を含まない第
1の2レベルパルス信号を発生する(例えばこのパルス
信号は偶数高調波を含まないもの゛とする)0また多重
レベル信号y(t)が奇数n次高調波(゛例えばn−8
)とは無関係である場合暢は除去すべきn次の高調波の
周波数nfoに等しいパルス繰返し比の第2の2レベル
パルス信号を発生スル。この第2のパルス信号の位相を
適宜選定してその基本成分が第1のパルス信号の除去す
べき高調波と正しく逆位相となるようにする。この方法
の実際の例では、かくして発生した2レベルパルス信号
の各々を関連するスイッチング回路の制御入力端子に供
給する。各スイッチング回路は信号入力端子を経て信号
x(t)を受ける。スイッチング回路により発生した信
号は予定の重み係数で乗算された後加算装置で加算され
る。この市み係数の値は式(8)から得ることができる
−と共にiとする0この方法によれば、2レベルパルス
イB号を用いて第2および第8高調′波が除去された多
重レベル信号y(t)を発生させることができるだけで
なく第1および第6高調波等とは無関係な多重レベル信
号y(t)をも得ることができる。近年、この特性がス
テレオ復号器に対し著しく重要なものとなってきた。そ
の理由は、完全な、ステレオ復号器を1個の集積回路に
組込むと共に開動な前li1変−ツーフィルタ用を回避
する傾向が強くなってきた力)らである。また最近ステ
レオ7オニツク#線送倍を行う送信機の数が着しく増大
し、しかもAF帯域に変換される寄生信号の数も著しく
増大してきた。例えば式(7)において数置Nの値を7
また&ま9とすることができる。最後に述べた方法によ
って実際上、簡単な前置変調フィルタを高価なフィルタ
に置換する必要性から回避すること力Sできるが英国特
許出願第22,020,519 A号から明らかなよう
にvI数個の予定高調波を含まない多重レベル信号V(
t)を発生するかかる方法を好適に実行しても極めて複
雑且つ高価な回路を必要とし、この回路は経済的な理由
で通常の装置には使用し得すしかも1個の集積回路に集
積化することもできないO 本発明の目的は、構成が簡単で、集積回路の形態で製造
するに極めて好適で、しかも少くとも周波数スペクトル
が周波数nfo(n−J at 4s 5e −−−N
−1)の近辺に位置する信号を五F帯域に変換せず、従
って前置変調フィルタ(特定の要求を課す必要のない新
規な概念の乗算回路を提供せんとするにある。
本発明は、情報信号x(t)を周期1/foの周期信号
y(t)で乗算する乗算回路において、a) N個の
周期パルス信号g(k:t)を発生するパルス発生回路
を具え、ここにkは0.1. g、 a。
y(t)で乗算する乗算回路において、a) N個の
周期パルス信号g(k:t)を発生するパルス発生回路
を具え、ここにkは0.1. g、 a。
−−−、N−1,Nは少くとも8に等しく、且つ(a、
1) 各パルス信号はパルス繰返し比To−”/f
を有し、 0 (a 、 S ) パルス信号g(k:t)のパルス
は瞬時定数、’ ”= −−−−2* −L Gy L
2+ −−−:b) N個のスイッチング回路を具
え、各スイッチング回路は、 (b、x) 前記パルス信号が供給される制御チャン
ネルによって前記パルス発生器に接続された闇御入力端
子と、 (bj) 前記情報信号x(t)を受ける情報信号入
力端子と、 (b8番) 信号チャンネ゛ルに接続された信号出力端
子とを有し; C) 各々が乗積信号を発生する一定の電み位数を有す
るN個の重み付き回路網を具え、この重み付き回路網を
各信号チャンネルに設け:d) 前記信号チャンネルの
各々に接続されnil記乗積信号を互に加算する加算装
置を具え;e) 供給されたパルスを持続幅が整数分の
1倍1/f0に等しいパルスに変換するN個のノぐルス
再成形回路を具え、このパルス再成形回路を、制御チャ
ンネル、関連するスイッチング回路およびこれに接続さ
れた信号チャンネルの縦続接続配置により形成される各
チャンネルに設けるようにしたことを特徴とする。
1) 各パルス信号はパルス繰返し比To−”/f
を有し、 0 (a 、 S ) パルス信号g(k:t)のパルス
は瞬時定数、’ ”= −−−−2* −L Gy L
2+ −−−:b) N個のスイッチング回路を具
え、各スイッチング回路は、 (b、x) 前記パルス信号が供給される制御チャン
ネルによって前記パルス発生器に接続された闇御入力端
子と、 (bj) 前記情報信号x(t)を受ける情報信号入
力端子と、 (b8番) 信号チャンネ゛ルに接続された信号出力端
子とを有し; C) 各々が乗積信号を発生する一定の電み位数を有す
るN個の重み付き回路網を具え、この重み付き回路網を
各信号チャンネルに設け:d) 前記信号チャンネルの
各々に接続されnil記乗積信号を互に加算する加算装
置を具え;e) 供給されたパルスを持続幅が整数分の
1倍1/f0に等しいパルスに変換するN個のノぐルス
再成形回路を具え、このパルス再成形回路を、制御チャ
ンネル、関連するスイッチング回路およびこれに接続さ
れた信号チャンネルの縦続接続配置により形成される各
チャンネルに設けるようにしたことを特徴とする。
図面につき本発明を説明する。
本発明では、振幅復調器、例え―ステレオ復号器または
フェーズロックループに用いる乗算回路の多数の例を説
明する。前述し且つ第1図に示すように一般に振幅復調
器は、前置変調フィルタ1、乗算回路2および後置変調
フィルタδを具える。
フェーズロックループに用いる乗算回路の多数の例を説
明する。前述し且つ第1図に示すように一般に振幅復調
器は、前置変調フィルタ1、乗算回路2および後置変調
フィルタδを具える。
この前置変調フィルタ1には受信情報x’(t)を供給
し、フィルタ1により信号x(t)を発生する。
し、フィルタ1により信号x(t)を発生する。
乗算回路2では、信号x(t)を搬送波信号y(t)で
乗算し、これにより乗積信号z(t) −x(t)・y
(t)を発生する。この乗積信号な後置変調フィルタ8
によりp波して例えば出力信号x(t:t)を発生する
。
乗算し、これにより乗積信号z(t) −x(t)・y
(t)を発生する。この乗積信号な後置変調フィルタ8
によりp波して例えば出力信号x(t:t)を発生する
。
この振幅復調器をステレオ復号器に用いる場合には、こ
れに供給され且つ9式(1)により規定された信号x
/(t)は次式を満足するようになる。
れに供給され且つ9式(1)により規定された信号x
/(t)は次式を満足するようになる。
X(0;t)−L(t )十R(t)
x(’o : t)−(L (t) −R(t) )
81n (2gfo t +1−−− (”)これら信
号の和をステレオ多重信号と称しJ MPX(t)で示
す・これがため、和信号MPX(t)は次式を満足する
。
81n (2gfo t +1−−− (”)これら信
号の和をステレオ多重信号と称しJ MPX(t)で示
す・これがため、和信号MPX(t)は次式を満足する
。
MPX (t )−(L’ (t ) +R(t )
) +(L (t ) −R(t ) ) B in
(2* f o t +j’ )−−−00) 前述したように周波数f0を8.8 KHzとする。こ
のステレオ多重信号を次の一般式、 y(t)−p+q 5in(3!πfot+li)
−−−(1υ(ここにpおよびqは定数)で表わ
される搬送波信号で乗算すると、その乗積信号z(t)
はムF帯域において信号h(t) 、即ちp−1#q−
”の場合、または信号R(t) %即ちp−1*q−−
2の場合、或いは信号L(t)−・R(t)、即ちP
”” 0 * q−”の場合、を含むようになる。後者
の場合には、和信号L(t)+R(t)は低域通過フィ
ルタによってステレオ多重信号MPX(t)から分離す
ることができる。この和信号および差信号を一般にマト
リックス回路と称される回路に供給し、これにより互に
分離された左側信号および右側信号を発生する。
) +(L (t ) −R(t ) ) B in
(2* f o t +j’ )−−−00) 前述したように周波数f0を8.8 KHzとする。こ
のステレオ多重信号を次の一般式、 y(t)−p+q 5in(3!πfot+li)
−−−(1υ(ここにpおよびqは定数)で表わ
される搬送波信号で乗算すると、その乗積信号z(t)
はムF帯域において信号h(t) 、即ちp−1#q−
”の場合、または信号R(t) %即ちp−1*q−−
2の場合、或いは信号L(t)−・R(t)、即ちP
”” 0 * q−”の場合、を含むようになる。後者
の場合には、和信号L(t)+R(t)は低域通過フィ
ルタによってステレオ多重信号MPX(t)から分離す
ることができる。この和信号および差信号を一般にマト
リックス回路と称される回路に供給し、これにより互に
分離された左側信号および右側信号を発生する。
本発明の理論的背景の数学的解析を行うために、次式で
規定された数量&(arg)を導入する。
規定された数量&(arg)を導入する。
本発明は次の記載に基づくものである。搬送波信号y(
t)を速度(−1/Tでサンプリングするものとする。
t)を速度(−1/Tでサンプリングするものとする。
これは、搬送波信号’/<t)を、次式で数学的に表わ
し得る一連のサンプリングパルスg(t)で乗算するこ
とを意味するλ ここにtoは定数である。
し得る一連のサンプリングパルスg(t)で乗算するこ
とを意味するλ ここにtoは定数である。
搬送波信号y(t)のサンプリングされた信号を仝(1
)で表わし、これを次式で示す。
)で表わし、これを次式で示す。
D(t)−、Z’ y(iT+to)Q(t−iT−
to) −−−04)1−一ψ この信号D(t)を信号x(t)と共5乗算器に供給し
て乗積信号z(t)を発生し、これを次式で示す。
to) −−−04)1−一ψ この信号D(t)を信号x(t)と共5乗算器に供給し
て乗積信号z(t)を発生し、これを次式で示す。
全(t) −X(t)釦t)−m−に)上述した所を第
2図に線図的に示す。第2図において符号8は乗算回路
を示す。この乗算回路は、乗算器!a1と、一連のサン
プリングパルスg(t)を発生するクロックパルス発生
器382と、搬送波信号:Y(t)をすンプリングして
出力D<t)を発生するサンプリング回路28とで構成
する0式(8)につき説明したように信号x(t)が多
数の信号を含む場合には上述した考察は極めて不利であ
る。この点を理解するために、信号:Y(t)が式αg
で表わされる場合の被サンプリングfFly(t)の周
波数スペクトル線(t)&:ついて考察する。既波数の
スペクトル線で構成する。
2図に線図的に示す。第2図において符号8は乗算回路
を示す。この乗算回路は、乗算器!a1と、一連のサン
プリングパルスg(t)を発生するクロックパルス発生
器382と、搬送波信号:Y(t)をすンプリングして
出力D<t)を発生するサンプリング回路28とで構成
する0式(8)につき説明したように信号x(t)が多
数の信号を含む場合には上述した考察は極めて不利であ
る。この点を理解するために、信号:Y(t)が式αg
で表わされる場合の被サンプリングfFly(t)の周
波数スペクトル線(t)&:ついて考察する。既波数の
スペクトル線で構成する。
if−fo
if。
if + fo−−−(16)
ここにi −−−−−L −1e Os L 2*δ、
−m−とする。f、 −BfOの場合には、上記スペク
トルam+i次式で示す周波数を有する。
−m−とする。f、 −BfOの場合には、上記スペク
トルam+i次式で示す周波数を有する。
(1B −1)fo
Bf0
(iB + 1)fo−−−(1η
B−5とすると信号Y(f)のスペクトル線は周波数U
s foe 4f0* 5fo、 6foe oro、
++−の個所に位置するようになる。この場合を第8
図に線図的に示す。この信号を搬送波信号として第2図
に示す乗算器に供給すると信号x(t)に存在する多数
の信号x(nfo;t)がム1帯域に変換されるように
なるO 簡単な前置変調フィルタを用いるため信号刈t)は限定
数の信号X(nfo:t)のみを含んでおり、従って所
望の信号以外の信号がムF帯域に変換されるのを簡単←
防止することができ、この場合f8に次式に従って成る
値を割当てるようにする。
s foe 4f0* 5fo、 6foe oro、
++−の個所に位置するようになる。この場合を第8
図に線図的に示す。この信号を搬送波信号として第2図
に示す乗算器に供給すると信号x(t)に存在する多数
の信号x(nfo;t)がム1帯域に変換されるように
なるO 簡単な前置変調フィルタを用いるため信号刈t)は限定
数の信号X(nfo:t)のみを含んでおり、従って所
望の信号以外の信号がムF帯域に変換されるのを簡単←
防止することができ、この場合f8に次式に従って成る
値を割当てるようにする。
f−1f0−−−(ホ)
ここに、Nは、式(2)から明らかなように、信号x(
t)に含まれる信号X(nfo:t)の数とする。被サ
ンプリング信号会(1)のスペクトル線が周波数0゜f
oe (N−”)f□p Hf□* (N+1)f□*
(g)i−1)fo2gNfo。
t)に含まれる信号X(nfo:t)の数とする。被サ
ンプリング信号会(1)のスペクトル線が周波数0゜f
oe (N−”)f□p Hf□* (N+1)f□*
(g)i−1)fo2gNfo。
(gN+1)fo、−−一の個所に位置するため、信号
X(nfo:t) (ここGin −g、 8.4.−
−− N−3! )はム1帯域に変換されなくなる。N
−8の場合の周波数スペクトル仝(f)を第4図6−X
41図的に示す。
X(nfo:t) (ここGin −g、 8.4.−
−− N−3! )はム1帯域に変換されなくなる。N
−8の場合の周波数スペクトル仝(f)を第4図6−X
41図的に示す。
被サンプリング信号+(t)従って乗積信号G、(t)
をパルス幅が極めて狭い一連のパルスによって形成する
ため乗積信号z(t)のエネルギー内容は実際使用する
には不充分な強さとなる。このエネルギー内容を許し得
るレベルまで強めるためには信号全(t)または仝(1
)の何れかを、パルス再成形回路によって、有限幅のパ
ルスより成る信号’y′<t)およびz’(t)に夫々
変換する必要がある。かかる考察を第6および6図に示
す。第5および6図においては、かかるパルス再成形回
路を素子+14で示す。これは数学的に考察すると、被
サンプリング信号釦t)および乗積信号Q(t)が夫々
パルス再成形回路g4のパルス応答h(t)でたたみ込
すれることを意味し、これら信号のたたみ込まれたちの
を次式により夫々示す。
をパルス幅が極めて狭い一連のパルスによって形成する
ため乗積信号z(t)のエネルギー内容は実際使用する
には不充分な強さとなる。このエネルギー内容を許し得
るレベルまで強めるためには信号全(t)または仝(1
)の何れかを、パルス再成形回路によって、有限幅のパ
ルスより成る信号’y′<t)およびz’(t)に夫々
変換する必要がある。かかる考察を第6および6図に示
す。第5および6図においては、かかるパルス再成形回
路を素子+14で示す。これは数学的に考察すると、被
サンプリング信号釦t)および乗積信号Q(t)が夫々
パルス再成形回路g4のパルス応答h(t)でたたみ込
すれることを意味し、これら信号のたたみ込まれたちの
を次式により夫々示す。
針<t)−f仝(w)h(t−w)dw−m−(ロ)
信号’;)′<t>の周波数スペクトルをtif>、信
号)ttt^ の周波数スペク)ルをY(f) 、信号z’(t)の周
波数スペクトルをQ’(f) 、信号会(1)の周波数
スペクトルをz(f)で夫々示し、且つパルス再成形回
路24の伝達関数をHば)で示すと、次式が成立! する。
号)ttt^ の周波数スペク)ルをY(f) 、信号z’(t)の周
波数スペクトルをQ’(f) 、信号会(1)の周波数
スペクトルをz(f)で夫々示し、且つパルス再成形回
路24の伝達関数をHば)で示すと、次式が成立! する。
従って伝達関数HCf)の零点は夫々周波数スペク^
^ トルY’(f)およびZ/(f)の零点となる。
^ トルY’(f)およびZ/(f)の零点となる。
パルス再成形回路24のパルス応答には第7図に示すパ
ルスを選定する。このパルスのパルス幅をτとすると、
この応答h(t)は次式で表わされるように数学的に示
すことができる。
ルスを選定する。このパルスのパルス幅をτとすると、
この応答h(t)は次式で表わされるように数学的に示
すことができる。
既知のように信号h(t)の周波数スペクトルH(f)
は次式で示すように規定する。
は次式で示すように規定する。
H(f) −1”” ”” ” exp(−ggjf’
r/5)−−−@’j4wf ゛この周波数スペクトルの振幅特性I H(f) lを
第8図に示す。第8図から明らかなようにこの振幅特性
はその周波数fに対し零点を有し、これを次式1示す。
r/5)−−−@’j4wf ゛この周波数スペクトルの振幅特性I H(f) lを
第8図に示す。第8図から明らかなようにこの振幅特性
はその周波数fに対し零点を有し、これを次式1示す。
r 、、 r、 1 <ここにr−1,2,δ# 4y
−−一)τ 制御一 パルス再成形回路24を、第9図に線図的に示すように
パルス応答り、(t)およびり、(t)を夫々有する縦
続接続の2個のパルス再成形回路3B41および3B4
2とする場合には異るパルス応答を得ることができる。
−−一)τ 制御一 パルス再成形回路24を、第9図に線図的に示すように
パルス応答り、(t)およびり、(t)を夫々有する縦
続接続の2個のパルス再成形回路3B41および3B4
2とする場合には異るパルス応答を得ることができる。
この場合パルス応答り、(t)は例えば式(21)によ
り規定し、パルス応答り、(t)は次式のように規定す
る。
り規定し、パルス応答り、(t)は次式のように規定す
る。
hg(t) −g(t−IIn)4(t) −
” HここにtTnは予定の数量とする。このパルス応
答は第10図に示すように、次式で規定される周波数ス
ペクトルH,(f)を有する・ [1(f )−gj 5in(Igf’tm)exp(
−ggjftm) +++ Hこ(にj −−1と
する。この周波数スペクトルの車輻特性1 H,<r>
lを第11図に示す0式に)から明らかなように周波
数スペクトルH,(f)はその次式で示される周波数f
で零点を有する。
” HここにtTnは予定の数量とする。このパルス応
答は第10図に示すように、次式で規定される周波数ス
ペクトルH,(f)を有する・ [1(f )−gj 5in(Igf’tm)exp(
−ggjftm) +++ Hこ(にj −−1と
する。この周波数スペクトルの車輻特性1 H,<r>
lを第11図に示す0式に)から明らかなように周波
数スペクトルH,(f)はその次式で示される周波数f
で零点を有する。
制御−
f−rr曜
パルス再成形回路84のパルス応答h(t)は次式に示
すようにパルス応答り、(t)およびり、(t)のたた
み込み(コンポリューシ″ヨン)により得ることができ
る◎ このパルス応答h(t)を第11図に示すO第10゜と
するものとする。このパルス応答h(t)の周波数スペ
クトルH(f)は周波数r (y to )および周波
数r(ofo)で零点を有する。
すようにパルス応答り、(t)およびり、(t)のたた
み込み(コンポリューシ″ヨン)により得ることができ
る◎ このパルス応答h(t)を第11図に示すO第10゜と
するものとする。このパルス応答h(t)の周波数スペ
クトルH(f)は周波数r (y to )および周波
数r(ofo)で零点を有する。
第6図に示す考察から出発し、式(19)および(14
)から、乗算器3!1により発生する信号z’(t)は
次式で規定することができるO ′−x(t) Σ y(iT−to)、h(t−iT−
to) −−−611−一ω 信号y(t)がtの周期関数であり特に式(11)を満
足するものとすると、Tはこれを適宜選定して信号y(
iT+t0)が1の周期関数となるようにする。
)から、乗算器3!1により発生する信号z’(t)は
次式で規定することができるO ′−x(t) Σ y(iT−to)、h(t−iT−
to) −−−611−一ω 信号y(t)がtの周期関数であり特に式(11)を満
足するものとすると、Tはこれを適宜選定して信号y(
iT+t0)が1の周期関数となるようにする。
これはf8(−”/T )が式(18)を満足する場合
であり、これにより次式を得ることができる。
であり、これにより次式を得ることができる。
y(kT+to)−y(kT+iNT+t0)
”−−−f14ここにk −0,i、 2.8.−−
− ト1とする。次式、即ちy(kT+t0)−W(に
)−−−HyK C,It、f 仁’3 G、:書換え
ることができる。
”−−−f14ここにk −0,i、 2.8.−−
− ト1とする。次式、即ちy(kT+t0)−W(に
)−−−HyK C,It、f 仁’3 G、:書換え
ることができる。
とす 、式■は次
例えばNを8とするとY(f)は第4図に示す周波微ス
ペクトルを有するようになる。式(21)に従ってパル
ス応答を選定すると、Y(f)の周波数成分を更ゝ抑圧
することが1きる・即ち・’ = 7f、−とすると、
第8図から明らかなようにH(f’)の第1零点は周波
数f −?f0の個所に位置する。式(2σ)から明ら
かなようにY/(f)は周波数f −7f0の個所に零
点を有する。これがため信号Dtt>が周波数3!fo
。
ペクトルを有するようになる。式(21)に従ってパル
ス応答を選定すると、Y(f)の周波数成分を更ゝ抑圧
することが1きる・即ち・’ = 7f、−とすると、
第8図から明らかなようにH(f’)の第1零点は周波
数f −?f0の個所に位置する。式(2σ)から明ら
かなようにY/(f)は周波数f −7f0の個所に零
点を有する。これがため信号Dtt>が周波数3!fo
。
Bfot ifo、 if。、 6fos 7foの周
波数成分の何れも含んでおらず、従ってこれら周波数の
付近に位置する信号x (nf(1: t )は五r帯
域に変換することができない。これは、簡単且つ轡めて
廉価な前置変調フィルターのみを必要とすることを意味
する。
波数成分の何れも含んでおらず、従ってこれら周波数の
付近に位置する信号x (nf(1: t )は五r帯
域に変換することができない。これは、簡単且つ轡めて
廉価な前置変調フィルターのみを必要とすることを意味
する。
第18図は式(81)により作動が説明される乗算回路
の1例を示し、この回路は次式のように定義することが
できる。
の1例を示し、この回路は次式のように定義することが
できる。
h(t−w)dw −−−
(a幻h(t)は式(21)により定義される。N−8
,τ−竜。
(a幻h(t)は式(21)により定義される。N−8
,τ−竜。
本例乗算回路はりpツクパルス発生器23!1を具え、
これにより周波数が、 −f8− Nfo−atoのサ
ンプリングパルスg(t)のパルス列を発生する。
これにより周波数が、 −f8− Nfo−atoのサ
ンプリングパルスg(t)のパルス列を発生する。
これらサンプリングパルスをパルス分配回路gs’aに
供給する。このパルス分配回路にはN個の制御チャンネ
ル25(k)を接続する口このパルス分配回路222に
よって制御チャンネル2B(k)に次式で定義されるパ
ルス信号g(k;t)を供給する。
供給する。このパルス分配回路にはN個の制御チャンネ
ル25(k)を接続する口このパルス分配回路222に
よって制御チャンネル2B(k)に次式で定義されるパ
ルス信号g(k;t)を供給する。
次いでこのパルス信号をパルス再成形回路ハ(k)に供
給する0このパルス再成形回路24’(’k )はパル
ス応答h(t)を有すると共に次式で定義されるパルス
信号a(k;t)を発生する@ a(k:t)−E h(t−1c’l’−11T−t
o) −−−(δ嶋)土−ω 幅値が1のパルスの列より成り、且つスイッチング回路
!1(k)の制御入力端子ム(k)に供給する。また、
スイッチング回路giは情報信号x(t)が供給される
情報信号入力端子B(k)と、信号出力端子D(k)と
を具えここの出力端子に次式で定義される信号z’(k
:t)を発生し得るようにするO!’(k:t)−X(
t)8(k:t) −−−(86)出力端
子D(k)を信号チャンネルg6(k)に接続する。こ
のチャンネルは一定の重み係数W(k)を有する重み付
き回路網g?(k)を具える。この信号チャンネルを更
に加算装置88の入力端子に接続する◎重み付き回路網
g?(k)によって次式で定義される乗積信号z(k:
t)を発生する。
給する0このパルス再成形回路24’(’k )はパル
ス応答h(t)を有すると共に次式で定義されるパルス
信号a(k;t)を発生する@ a(k:t)−E h(t−1c’l’−11T−t
o) −−−(δ嶋)土−ω 幅値が1のパルスの列より成り、且つスイッチング回路
!1(k)の制御入力端子ム(k)に供給する。また、
スイッチング回路giは情報信号x(t)が供給される
情報信号入力端子B(k)と、信号出力端子D(k)と
を具えここの出力端子に次式で定義される信号z’(k
:t)を発生し得るようにするO!’(k:t)−X(
t)8(k:t) −−−(86)出力端
子D(k)を信号チャンネルg6(k)に接続する。こ
のチャンネルは一定の重み係数W(k)を有する重み付
き回路網g?(k)を具える。この信号チャンネルを更
に加算装置88の入力端子に接続する◎重み付き回路網
g?(k)によって次式で定義される乗積信号z(k:
t)を発生する。
z(k:t) −W(k)z’(k;t)
−−−(86)これら舅個の乗積信号Z(k:t)を加
算装置28で加算して乗積信′号z’(t)を発生する
。
−−−(86)これら舅個の乗積信号Z(k:t)を加
算装置28で加算して乗積信′号z’(t)を発生する
。
上述した所では第す図に示す考察を実行し得る手段rt
lIIi!明した。また、第6図に示す考察に対しても
特定の実施例が可能となる。本例を実施するために式(
19)、 (14)、 (1B)および(11)から次
式を導出する。
lIIi!明した。また、第6図に示す考察に対しても
特定の実施例が可能となる。本例を実施するために式(
19)、 (14)、 (1B)および(11)から次
式を導出する。
サンプリング速度f8が式(18)を満足する場合には
y(iT+tli)も周゛期TNを有する土の周期関数
となり従って式(29)が再び有効となる。式(8o)
が有効になると、式(δ7)は次式のように書換えるこ
とができる。
y(iT+tli)も周゛期TNを有する土の周期関数
となり従って式(29)が再び有効となる。式(8o)
が有効になると、式(δ7)は次式のように書換えるこ
とができる。
式(88)において数量X(kT◆iN? + to)
は、信号x(t)のサンプルを表わし、これらサンプル
は騎時(k÷1ll)T+toに抜き出される。例えば
N−8とするとY(f)は周波数f −0,f−f’0
. f−7f0およびf −8f0で周波数成分を有す
る。情報信号x(t)が例えば6f0よりも高い周波数
の信号を含んでりない場合にはH(f)が周波数f −
fO士、零点を有するようにパルス再成形回路6のパル
ス応答h(t)を選択することができ、従ってz(t)
に存在し且pf14波数スペクトルが周波数f0の付近
に位置する信号をかかるパルス再成鯵回路によって充分
に抑圧することができる。この目的のため(はパルス応
答を式(81)に従って選定し且つパル第14図は作動
が式(88)により説明される乗算回路の例を示し、こ
の条件は以下に示す−通りである。
は、信号x(t)のサンプルを表わし、これらサンプル
は騎時(k÷1ll)T+toに抜き出される。例えば
N−8とするとY(f)は周波数f −0,f−f’0
. f−7f0およびf −8f0で周波数成分を有す
る。情報信号x(t)が例えば6f0よりも高い周波数
の信号を含んでりない場合にはH(f)が周波数f −
fO士、零点を有するようにパルス再成形回路6のパル
ス応答h(t)を選択することができ、従ってz(t)
に存在し且pf14波数スペクトルが周波数f0の付近
に位置する信号をかかるパルス再成鯵回路によって充分
に抑圧することができる。この目的のため(はパルス応
答を式(81)に従って選定し且つパル第14図は作動
が式(88)により説明される乗算回路の例を示し、こ
の条件は以下に示す−通りである。
X(kT+iNT+t6 )−xtt))(t−kT−
iNT−t、 )11(t)は式(21)により定義す
る。
iNT−t、 )11(t)は式(21)により定義す
る。
−8
f。
本例乗算回路と第18図に示す乗算回路との相違点はス
イッチング回路21(k)の出力端子D (k)と重み
付き回路網27(kρの入力端子との闇にパルス再成形
回路1(k)を設けたことである。この場合にはかかる
パルス再成形回路24(k)によって次式で定義される
信号z (kit)を発生する。
イッチング回路21(k)の出力端子D (k)と重み
付き回路網27(kρの入力端子との闇にパルス再成形
回路1(k)を設けたことである。この場合にはかかる
パルス再成形回路24(k)によって次式で定義される
信号z (kit)を発生する。
△l
z (kit)、、Σ(X (kT+iNT+to)h
(t−kT−iNT−to))−(89)1=噌 第18及び14図はパルス再成形回路のパルス応答が式
(21)により説明される乗算回路の2例を示す。第5
図に示す基本的な考察においてh□(1)が式(21)
で定義され、h、(t)が弐°(ハ)で定義される式(
27)によってパルス応答を説明する場合にはh(t)
は次式で定義することができる。
(t−kT−iNT−to))−(89)1=噌 第18及び14図はパルス再成形回路のパルス応答が式
(21)により説明される乗算回路の2例を示す。第5
図に示す基本的な考察においてh□(1)が式(21)
で定義され、h、(t)が弐°(ハ)で定義される式(
27)によってパルス応答を説明する場合にはh(t)
は次式で定義することができる。
h(t)=f輝、(W ) hm (t−w )dw−
h、(t−gtm)−h、(t) −−−
(40)乗算器21により生ずる信号z’(t)は・次
式で示すことができる。
h、(t−gtm)−h、(t) −−−
(40)乗算器21により生ずる信号z’(t)は・次
式で示すことができる。
=a x(t)Σ y(iT十t。)fi、(t−g
tln−iT−to)1冨−ψ 十x(t) Σ y(iT+t。)h、(t−iT−
to) −−−(41)1−o。
tln−iT−to)1冨−ψ 十x(t) Σ y(iT+t。)h、(t−iT−
to) −−−(41)1−o。
式(41)と式(8B)とを比較した所から明らかなよ
うに乗算回路は、各々が第18図に示すように構成され
、出力信号が互に減算される2個の乗算回路によって構
成する必要がある。これら2個の乗算回路は、これに同
一の信号x(t)が供給され力)つ同一の数1ty(i
T−to)を用いるので、これら両乗算回路は部分的に
共用することができる。第15図はかようにして得られ
た例を示し、従って周波数応答11.(t−1tm)は
周波数応答り、(−t)の遅延を示す。第15図に示す
ように本9例乗算回路は、チャンネル25(k)におい
てパルス再成形回路24(k)の出力信号8(k;t)
をスイッチング回路21(k)に供給すると共に遅延装
置80(k)を経て第2スイッチング回路21’(k)
に供給する点で第18図に示す例の乗算回路とは相違す
る。両スイッチング回路1(k)及び21’(k)の出
力端子を差発生器89(k)の入力端子に接続し、差発
生器g9(k)の出力端子を重み付き回路網27(k)
の入力端子に接続する。遅延装置80(k)の遅延時間
をstmとする。スイッチング回路21’(、k)はス
イッチング回路21(k)と同一構成とす葛と共に情報
信号x(t)を受けるようにする。パルス再成形回路g
4(k)のパルス応答をho(1)とす°ると共に例え
ば式(21)に定義する。
うに乗算回路は、各々が第18図に示すように構成され
、出力信号が互に減算される2個の乗算回路によって構
成する必要がある。これら2個の乗算回路は、これに同
一の信号x(t)が供給され力)つ同一の数1ty(i
T−to)を用いるので、これら両乗算回路は部分的に
共用することができる。第15図はかようにして得られ
た例を示し、従って周波数応答11.(t−1tm)は
周波数応答り、(−t)の遅延を示す。第15図に示す
ように本9例乗算回路は、チャンネル25(k)におい
てパルス再成形回路24(k)の出力信号8(k;t)
をスイッチング回路21(k)に供給すると共に遅延装
置80(k)を経て第2スイッチング回路21’(k)
に供給する点で第18図に示す例の乗算回路とは相違す
る。両スイッチング回路1(k)及び21’(k)の出
力端子を差発生器89(k)の入力端子に接続し、差発
生器g9(k)の出力端子を重み付き回路網27(k)
の入力端子に接続する。遅延装置80(k)の遅延時間
をstmとする。スイッチング回路21’(、k)はス
イッチング回路21(k)と同一構成とす葛と共に情報
信号x(t)を受けるようにする。パルス再成形回路g
4(k)のパルス応答をho(1)とす°ると共に例え
ば式(21)に定義する。
第1δ及び14図に示す例ではN−8とする。
この場合にはt。−0となるように選定でき、従つて重
み係数W (k)の値は第16図の表に示すようになる
。
み係数W (k)の値は第16図の表に示すようになる
。
パルス分配回路222の例を第17図に示す。
この分配回路は、モジュo−N−計算器222.1と、
これに接続されたN−8出力端子2228〜2230を
有する復号回路網2222とを具える。この場合、脣に
、計数位置が000となる度毎に出力端子gB28に1
個のクロックパルスを発生させる。計数位置001では
出力端子2224に1個のクロックパルスを発生するが
計数器2221が計数位置010等となる度毎に出力端
子2225に1個のクロックパルスを発生させる。これ
がため復号回路網2212のこれら出力をクロックパル
ス信号g(Oit)、g(lit)、−−−g(7it
)として用いることができる。
これに接続されたN−8出力端子2228〜2230を
有する復号回路網2222とを具える。この場合、脣に
、計数位置が000となる度毎に出力端子gB28に1
個のクロックパルスを発生させる。計数位置001では
出力端子2224に1個のクロックパルスを発生するが
計数器2221が計数位置010等となる度毎に出力端
子2225に1個のクロックパルスを発生させる。これ
がため復号回路網2212のこれら出力をクロックパル
ス信号g(Oit)、g(lit)、−−−g(7it
)として用いることができる。
第1δ図の例に用いられるパルス再成形回路ハ(k)を
単安定マルチバイブレータの形態とすることができる。
単安定マルチバイブレータの形態とすることができる。
第14図に示す例ではスイッチング回路21(k)は主
としてサンプリング装置として用い、7マルス再成形回
路z+(k)は主としてホールドスイッチとして用いる
。これがため、かかる縦続接続配置の機能は実際にはサ
ンプル−ホールド回路によって達成することができる。
としてサンプリング装置として用い、7マルス再成形回
路z+(k)は主としてホールドスイッチとして用いる
。これがため、かかる縦続接続配置の機能は実際にはサ
ンプル−ホールド回路によって達成することができる。
第18図は、サンプル−ホールド回路によって構成され
、時に集積回路として形成するに有利な乗算回路の例を
示す。・本例乗算回路は第14図に示す例の乗算回路か
ら導出する。この目的のため第14図の各信号チャンネ
ル86(k)のパルス゛再成形回路24(k)を、容量
0 (k)を有するコンデンサの形態とする必要がある
。又、加算装置28は演算増幅器281によって構成す
る必要がある。演算増幅器の1−′入°力端子をコンデ
ンサO(k)の各々に接続すると共に1+“入力端子を
接地する。
、時に集積回路として形成するに有利な乗算回路の例を
示す。・本例乗算回路は第14図に示す例の乗算回路か
ら導出する。この目的のため第14図の各信号チャンネ
ル86(k)のパルス゛再成形回路24(k)を、容量
0 (k)を有するコンデンサの形態とする必要がある
。又、加算装置28は演算増幅器281によって構成す
る必要がある。演算増幅器の1−′入°力端子をコンデ
ンサO(k)の各々に接続すると共に1+“入力端子を
接地する。
増幅器281の出力側は信号Z’(t)を発生すると共
に容量Oのコンデンサを経て1−“入力端子に接続する
。本例乗算回路の作動は次の通りである。
に容量Oのコンデンサを経て1−“入力端子に接続する
。本例乗算回路の作動は次の通りである。
g(k;t)にサンプリングパルスが発生しているため
、サンプリング装置1(k)が閉成すると、コンデンサ
O(k)−の両端の電圧V (k)が信号x(t)の瞬
時1i1[X(kT+iNT+to) 4C等L <
ナルi! テ:t > f ンサ0(k)に次式で定義
さnる電荷Q(k)が供給される。
、サンプリング装置1(k)が閉成すると、コンデンサ
O(k)−の両端の電圧V (k)が信号x(t)の瞬
時1i1[X(kT+iNT+to) 4C等L <
ナルi! テ:t > f ンサ0(k)に次式で定義
さnる電荷Q(k)が供給される。
Q (k) = O(k) V (k)
−−−(421演算項幅器1181を用いているため
電荷−Q(k)はコンデンサ0から差引かれ、従ってこ
のコンデンサの両端間には次式で示される電圧−Vか存
在するようになる。
−−−(421演算項幅器1181を用いているため
電荷−Q(k)はコンデンサ0から差引かれ、従ってこ
のコンデンサの両端間には次式で示される電圧−Vか存
在するようになる。
”Q(k) −−eV −−−(4
δ1式(4B)及び(48)赤ら次式が導出される。
δ1式(4B)及び(48)赤ら次式が導出される。
0(k)
V = −V(k) −−−(44)
これがため重み係数W(k)は両コンデンサの割合によ
って決まるようになる。この所望の割合は集積回路では
極めて槽密に決めることができる。
これがため重み係数W(k)は両コンデンサの割合によ
って決まるようになる。この所望の割合は集積回路では
極めて槽密に決めることができる。
第18図に示す例の籍に有利な構成を第19図に示す。
本例では各制御チャンネルj!5(k)%ノぐルス再成
形回路14(k)を具えるが、各スイッチング回路81
(k)を8位置スイッチの形態とする点において、本例
乗算回路は第18図の例の乗算回路とは相違する。この
スイッチング回路21(k)は制御回路gin(k)を
具え、これに信号s(k;t)及びその遅延信号s(k
;t−τ′)を供給゛する。1この遅延信号は、少くと
もτに等しi遅延時間τ′を有する遅延装置11 (k
)を用いて得ることができる。上記制御回路の作動は次
の通りである。信号s(k;t)=1の場合にはスイッ
チング回路の出力端子D (k)をその(1号入力熾子
B (k)に接続するためコンデンサ0の両端間の電圧
は信号x(t)に追従し、従って次式で示される関係が
成立する。
形回路14(k)を具えるが、各スイッチング回路81
(k)を8位置スイッチの形態とする点において、本例
乗算回路は第18図の例の乗算回路とは相違する。この
スイッチング回路21(k)は制御回路gin(k)を
具え、これに信号s(k;t)及びその遅延信号s(k
;t−τ′)を供給゛する。1この遅延信号は、少くと
もτに等しi遅延時間τ′を有する遅延装置11 (k
)を用いて得ることができる。上記制御回路の作動は次
の通りである。信号s(k;t)=1の場合にはスイッ
チング回路の出力端子D (k)をその(1号入力熾子
B (k)に接続するためコンデンサ0の両端間の電圧
は信号x(t)に追従し、従って次式で示される関係が
成立する。
0(k)
Z’(t)=□・x(t) −−−(45
)信号s (kit ) ”= s (kit−τ′)
零〇の場合にはスイッチは中性位置に在り、コンデンサ
O(k)の電圧は保持δれる。従って、これを保持効果
とみなすことができる。信号a(k;t)=0及び遅延
信号s(k;t−灼=1の場合には出力端子D(k)が
接地され、これによりコンデンサ0(k)を放電し、同
一量の電荷なコンデンサOから取出すようになる。
)信号s (kit ) ”= s (kit−τ′)
零〇の場合にはスイッチは中性位置に在り、コンデンサ
O(k)の電圧は保持δれる。従って、これを保持効果
とみなすことができる。信号a(k;t)=0及び遅延
信号s(k;t−灼=1の場合には出力端子D(k)が
接地され、これによりコンデンサ0(k)を放電し、同
一量の電荷なコンデンサOから取出すようになる。
上述した保持効果のため、フィルタ8により達成すべき
フィルタ作用の1部分を乗算回路自体によって簡単に行
うことができ、従ってこの後置変調フィルタ8も簡単−
構成とすることができる。
フィルタ作用の1部分を乗算回路自体によって簡単に行
うことができ、従ってこの後置変調フィルタ8も簡単−
構成とすることができる。
上述した諸例に対する一般的な注意事項1、 第16図
の表から明らかなように、p=0及びq=1の場合には
W(O1=0 、 W(4)=0となる。
の表から明らかなように、p=0及びq=1の場合には
W(O1=0 、 W(4)=0となる。
この場合には、関連する制御チャンネル、信号チャンネ
ル、及びスイッチング回路は物理的に存在させる必要は
ない。
ル、及びスイッチング回路は物理的に存在させる必要は
ない。
2、重み係数W (k)は重へN%補S栂傷炙(覧)・
檀重み付き回路網27(k)例えば抵抗回路網によって
得られるだけでなく、増幅器によって得ることもできる
。
檀重み付き回路網27(k)例えば抵抗回路網によって
得られるだけでなく、増幅器によって得ることもできる
。
8.2つの信号チャンネルにおいて四−の重み係数を用
いると共に関連する制御チャンネルに生ずる制御パルス
が同時に存在しない場合にはこれらチャンネルを組合せ
ることかできる。こわがため21m1のパルス信号な同
一制御チャンネルに供給する仁とができる。従ってスイ
ッチング回路及び重み付き回路網を夫々1個宛省略する
ことができる。
いると共に関連する制御チャンネルに生ずる制御パルス
が同時に存在しない場合にはこれらチャンネルを組合せ
ることかできる。こわがため21m1のパルス信号な同
一制御チャンネルに供給する仁とができる。従ってスイ
ッチング回路及び重み付き回路網を夫々1個宛省略する
ことができる。
4、 第16図の例えば第8行及び第4行から明らかな
ように、重み係数又は多数の重み係数を基本重み係数と
称される多数の係数の和(又は差)、(第16図の重み
係数1及びVlは例えば基本重み係数とする)とみなす
ことができる。この場合には重み付き回路網を、各々が
基米重み係数を有する複数の基本重み付き回路網の並列
配置の形態とすることができる。同一の基本重み係数を
2つ以上の信号チャンネルに用いると共に関連する制御
チャンネルに生ずる制御パルスが同時に存在しない場合
には同一の基本重み係数を有する信号チャンネルのこれ
らの部分を組合せることができる。これがため重み付き
回路網の数を著しく減少させることができる。
ように、重み係数又は多数の重み係数を基本重み係数と
称される多数の係数の和(又は差)、(第16図の重み
係数1及びVlは例えば基本重み係数とする)とみなす
ことができる。この場合には重み付き回路網を、各々が
基米重み係数を有する複数の基本重み付き回路網の並列
配置の形態とすることができる。同一の基本重み係数を
2つ以上の信号チャンネルに用いると共に関連する制御
チャンネルに生ずる制御パルスが同時に存在しない場合
には同一の基本重み係数を有する信号チャンネルのこれ
らの部分を組合せることができる。これがため重み付き
回路網の数を著しく減少させることができる。
第1図は振幅復調器の構成を示す概略図、第2図は第1
図の振幅復調器に用いる乗算回路を実施する第1の概念
を示す概略図、 第8及び4図は時間ディスクリート信号゛の周波数スペ
クトル図、 第5及び6図はパルス再成形回路を用いて乗算回路を構
成する第2及び第8の概念を示す概略図、第7図はパル
ス再成形回路のパルス応答を示す特性図、 第8図はパルス応答の周波数スペクトル図、第9図は2
つのパルス応答のたたみ込みしこよる。<ルス再成形回
路の構成を示す概略図、 filO図は第9図に示す回路の、<ルス応答を示す特
性図、 第11図はパルス応答の周波数スペクトル図、第1j!
図は第7.9及び10図の7</レス応答の組合せを示
す特性図、 第18.14及び15図は乗算回路の実際的な例を示す
構成図、 1116図1ti#11B、14及び15図に示−t
fAJ K用いる重み係数の1直を示す説明図、 第17図は第18.14、■5.18及び19図に示す
例に用いるクロックパルス発生器を示す構成図、 第18及び19図はM08技術を用いる集積回路に組込
むに好適な乗算回路を示す構成図である。 1・・・前置変調フィルタ 2・・・乗算回路 δ・・・後置変調フィルタ2
1・・・乗算器(スイッチング回路)22・・・クロッ
クパルス発生器 23・・・サンプリング−路 24・・・パルス再成形回路 25・・・制御チャンネル 26・・・信号チャンネル 27・・・重み付き回路網 28・・・加算装置 29・・・差発生器30・・
・遅延装置。 FlO,10Fl()、11 第1頁の続き 1− 明 者 アーサー・ヘルマヌス・マリア・ファ
ン・ルールムンド オランダ国5621ベーアー・アイ ンドーフエン・フルウネヮウド セウエツヒ1
図の振幅復調器に用いる乗算回路を実施する第1の概念
を示す概略図、 第8及び4図は時間ディスクリート信号゛の周波数スペ
クトル図、 第5及び6図はパルス再成形回路を用いて乗算回路を構
成する第2及び第8の概念を示す概略図、第7図はパル
ス再成形回路のパルス応答を示す特性図、 第8図はパルス応答の周波数スペクトル図、第9図は2
つのパルス応答のたたみ込みしこよる。<ルス再成形回
路の構成を示す概略図、 filO図は第9図に示す回路の、<ルス応答を示す特
性図、 第11図はパルス応答の周波数スペクトル図、第1j!
図は第7.9及び10図の7</レス応答の組合せを示
す特性図、 第18.14及び15図は乗算回路の実際的な例を示す
構成図、 1116図1ti#11B、14及び15図に示−t
fAJ K用いる重み係数の1直を示す説明図、 第17図は第18.14、■5.18及び19図に示す
例に用いるクロックパルス発生器を示す構成図、 第18及び19図はM08技術を用いる集積回路に組込
むに好適な乗算回路を示す構成図である。 1・・・前置変調フィルタ 2・・・乗算回路 δ・・・後置変調フィルタ2
1・・・乗算器(スイッチング回路)22・・・クロッ
クパルス発生器 23・・・サンプリング−路 24・・・パルス再成形回路 25・・・制御チャンネル 26・・・信号チャンネル 27・・・重み付き回路網 28・・・加算装置 29・・・差発生器30・・
・遅延装置。 FlO,10Fl()、11 第1頁の続き 1− 明 者 アーサー・ヘルマヌス・マリア・ファ
ン・ルールムンド オランダ国5621ベーアー・アイ ンドーフエン・フルウネヮウド セウエツヒ1
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 t 情報信号x(t)を周期1/f の周期信号y(
t)で乗算する乗算回路において、 a) 1個の周期パルス信号g(k:t)を発生する
パルス発生回路を具え、ここにkは0,1゜2、δ、
−−−、N−1、N゛は少くともδに等しく、且つ (a、1) 各パルス信号はパルス繰返し比To/(
oを有し、 (a、1) パルス信号g(k;t)のパルスは−に
t。は定数、i −−−−−2,−1,0゜1、 !!
、 −−−: b)Haのスイッチング回路gt(k)を具工、各スイ
ッチング回路は、 (b、l) 前記パルス信号が供給される制御チャン
ネルas(k)’によって前記パルス発生器に接続され
た制御入力端子 A(k)と、 (bog) 前記情報信号x(t)を受ける情報(+
4号入力端子B(k)と、 (b・8) 信号チャンネル26(k)に接続された信
号出力端子D(k)とを有し: C) 各々が乗積信号を発生する次式W(k) −数W
(k)を有するN個の重み付き回路網を具え、この重み
付き回路網を各信号チャンネルに設け; d) 前記信号チャンネルの各々に接続され前記乗積
信号を互に加算する加算装置28を具え; e)供給されたパルスを持続幅τが整数分の14a ”
/(に等しいパルスに変換するN個のパルス再成形回路
g+(k)を具え、このパルス再成形回路を、制御チャ
ンネル、関連するスイッチング回路およびこれに接続さ
れた信号チャンネルの縦接続接配置により形成される各
チャンネルに設けるようにしたことを特徴とする乗算回
路。 龜 重み付き回路網27(k)の各々が、次式ここにp
、qおよびグは定数、により規定された重み係数W(k
)を有することを特徴とする特許請求の範囲第1項記載
の乗算回路。 龜 パルス再成形回路24(k)は、前記信号チャンネ
ル内に設けると共に関連するスイッチング回路!!1(
k)と相俟ってサンプル−ホールド回路を構成すること
を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の乗算回路。 表 パルス再成形回路ハ(k)を、前記信号チャンネル
内に設けると共に2個の電極を有するコンデンサにより
構成し、このコンデンサの一方の電極を関連するスイッ
チング回路21(k)の信号出力端子D(k)に接続し
、他方の′電極を全部のコンデンサに共通の接続点に接
続するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第1
項記載の乗算回路。 4 パルス再成形回路!4(k)を前記信号チャンネル
内に設けると共に関連する信号チャンネルは2個の電極
を有するコンデンサを具え、このコンデンサの一方の電
極を関連するスイッチング回路211(k)の信号出力
端子D(k)に接続し、他方の電極を全部のコンデンサ
に共通の接続点に接続するようにしたことを特徴とする
特許請求の範囲第1項記載の乗算回路。 a 加算装置28は、前記共通接″続点に接続すると共
にコンデンサによりバイパスされた増幅回路により構成
するよう、にしたことを特徴とする特許請求の範囲第4
項または第す項記載の乗算回路。 マ 信号チャンネル内の重み係数W(k)は信号チャン
ネル内のコンデンサ0(k)と増幅回路をバイパスする
コンデンサ0との比によって決めるようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第6項記載の乗算回路〇
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL8104668A NL8104668A (nl) | 1981-10-14 | 1981-10-14 | Vermenigvuldigschakeling voor stereo-decoders. |
NL8104668 | 1981-10-14 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5886667A true JPS5886667A (ja) | 1983-05-24 |
JPS612990B2 JPS612990B2 (ja) | 1986-01-29 |
Family
ID=19838217
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57180548A Granted JPS5886667A (ja) | 1981-10-14 | 1982-10-14 | 乗算回路 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4517655A (ja) |
EP (1) | EP0077091B1 (ja) |
JP (1) | JPS5886667A (ja) |
AU (1) | AU557132B2 (ja) |
DE (1) | DE3268437D1 (ja) |
NL (1) | NL8104668A (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59182626A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-17 | Toshiba Corp | スイッチング回路 |
NL8302591A (nl) * | 1983-07-20 | 1985-02-18 | Philips Nv | Vermenigvuldigschakeling met geschakelde capaciteiten circuits. |
NL8401277A (nl) * | 1984-04-19 | 1985-11-18 | Philips Nv | Fasevergrendelde lus met omschakelbare fasedetektor. |
NL8502071A (nl) * | 1985-07-18 | 1987-02-16 | Philips Nv | Vermenigvuldigschakeling van het geschakelde capaciteiten type. |
US4727333A (en) * | 1986-06-30 | 1988-02-23 | Rca Corporation | Circuitry for multiplying a PCM signal by a sinusoid |
US5182521A (en) * | 1987-08-28 | 1993-01-26 | The University Of Melbourne | Time-multiplexed switched capacitor circuit having reduced capacitance |
WO1989006069A1 (en) * | 1987-12-24 | 1989-06-29 | The University Of Melbourne | Switched capacitor circuits |
DE3838872A1 (de) * | 1988-11-17 | 1990-05-23 | Olympia Aeg | Modulationsverfahren und anordnung zum durchfuehren des verfahrens |
DE69611768T2 (de) * | 1995-04-26 | 2001-05-31 | Sharp Kabushiki Kaisha, Osaka | Multiplizierschaltung |
EP1515430A1 (en) * | 2003-09-15 | 2005-03-16 | IEE INTERNATIONAL ELECTRONICS & ENGINEERING S.A. | Mixer for the conversion of radio frequency signals into baseband signals |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL154082B (nl) * | 1968-07-09 | 1977-07-15 | Philips Nv | Inrichting voor overdracht van rechthoekige synchrone informatiepulsen. |
US3517298A (en) * | 1968-07-09 | 1970-06-23 | Peter L Richman | Harmonic-insensitive gated a.c.-to-d.c. converter |
AT325115B (de) * | 1972-05-16 | 1975-10-10 | Siemens Ag | Anordnung zur übertragung eines amplitudenmodulierten amplitudensignals |
US3962551A (en) * | 1974-03-28 | 1976-06-08 | Motorola, Inc. | Methods and systems for providing stereo decoding signals |
US4142241A (en) * | 1977-10-19 | 1979-02-27 | North Atlantic Industries, Inc. | Harmonic insensitive phase sensitive demodulator |
IT1159657B (it) * | 1978-05-05 | 1987-03-04 | Rai Radiotelevisione Italiana | Codificatore stereofonico utilizzante un sistema di commutazione multilivello per la formazione del segnale stereofonico |
US4194161A (en) * | 1978-10-25 | 1980-03-18 | Harris Corporation | Switching modulators and demodulators utilizing modified switching signal |
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