JPS5828550B2 - レ−ダシンゴウシヨリソウチ - Google Patents
レ−ダシンゴウシヨリソウチInfo
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- JPS5828550B2 JPS5828550B2 JP50092818A JP9281875A JPS5828550B2 JP S5828550 B2 JPS5828550 B2 JP S5828550B2 JP 50092818 A JP50092818 A JP 50092818A JP 9281875 A JP9281875 A JP 9281875A JP S5828550 B2 JPS5828550 B2 JP S5828550B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- target
- supplied
- radar
- Prior art date
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- Expired
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/536—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はレーダ信号処理装置に係り、特にFM−CWレ
ーダ信号処理装置に関する。
ーダ信号処理装置に関する。
一般に使用されているパルスレーダとは異なり特殊なレ
ーダの一種に無変調連続波(CW)レーダが知られてい
る。
ーダの一種に無変調連続波(CW)レーダが知られてい
る。
このCWレーダの原理は、レーダ送信信号が移動目標に
より反射されると受信信号はドプラ効果を受けるので、
このドプラ周波数成分を検出して移動目標の存在や速度
情報を知るものである。
より反射されると受信信号はドプラ効果を受けるので、
このドプラ周波数成分を検出して移動目標の存在や速度
情報を知るものである。
具体的には受信信号を送信信号の一部と混合してヘテロ
ダイン検波またはホモダイン検波すること6どよりドプ
ラ周波数成分を持ったビート信号を検出し、このビート
信号を増幅器により増幅すると共にビート信号の直流成
分を除去することによって固定目標信号成分を除去して
いる。
ダイン検波またはホモダイン検波すること6どよりドプ
ラ周波数成分を持ったビート信号を検出し、このビート
信号を増幅器により増幅すると共にビート信号の直流成
分を除去することによって固定目標信号成分を除去して
いる。
したがって上記ビート信号増幅器の周波数特性としては
、直流成分を充分に除去し、期待されるどんな小さなド
プラ周波数成分を持った信号をも抽出できなければなら
ないために、低周波遮断特性はかなり鋭いものとなるの
が普通である。
、直流成分を充分に除去し、期待されるどんな小さなド
プラ周波数成分を持った信号をも抽出できなければなら
ないために、低周波遮断特性はかなり鋭いものとなるの
が普通である。
また上限の方の周波数遮断特性は、所望の最も高いドプ
ラ周波数を通すように選ばれる。
ラ周波数を通すように選ばれる。
しかしこの周波数特性の帯域幅は無制限に広げることは
できない。
できない。
検出しようとする目標の速度成分が全熱わからないとき
は、予期されるドプラ周波数成分を充分におおうくらい
に帯域幅を広げておけばよいが、帯域を広げることによ
り雑音が増し感度が低下するという弊害が生じる。
は、予期されるドプラ周波数成分を充分におおうくらい
に帯域幅を広げておけばよいが、帯域を広げることによ
り雑音が増し感度が低下するという弊害が生じる。
これを解決するため一般には狭帯域のフィルタをくし状
に並設し、等価的に広帯域幅の特性を持たせている。
に並設し、等価的に広帯域幅の特性を持たせている。
これにより多目標の分離が可能で、その分離可能な目標
の数は、上記フィルタの数と等しい○ しかし上記したCWレーダでは移動目標までの距離の測
定が不可能であり、測定能力を持たせるためには例えば
送信信号に周波数変調(FM)を施して送信信号の周波
数帯域幅を広げてやればよい。
の数は、上記フィルタの数と等しい○ しかし上記したCWレーダでは移動目標までの距離の測
定が不可能であり、測定能力を持たせるためには例えば
送信信号に周波数変調(FM)を施して送信信号の周波
数帯域幅を広げてやればよい。
このようにCWレーダの送信信号にFMを施したFM−
CWレーダにおいて、いまこのFMを例えば三角波で行
なうものとすれば、送信信号の周波数と時間との関係は
第1図aの実線のように示される。
CWレーダにおいて、いまこのFMを例えば三角波で行
なうものとすれば、送信信号の周波数と時間との関係は
第1図aの実線のように示される。
もし距離Rのところに固定反射目標があるとすれば、反
射信号は上記Rに比例した時間だけ遅れて戻ってくる。
射信号は上記Rに比例した時間だけ遅れて戻ってくる。
第1図aの点線は、この反射信号の周波数対時間の関係
を表わしている。
を表わしている。
そしてこの場合の例えばホモダイン検波出力(トド信号
。
。
)の周波数foは、反射目標が固定目標なのでドプラ周
波数偏移を受けず、前記距離R,FM変調周波数fm、
FM最犬偏最大fに比例する。
波数偏移を受けず、前記距離R,FM変調周波数fm、
FM最犬偏最大fに比例する。
このときのビート信号の周波数対時間の関係を第1図す
に示す。
に示す。
また反射目標が移動目標の場合には、送信信号と受信信
号との周波数対時間の関係は、第1図Cに示すようにな
り、ビート信号の周波数は前記固定目標の場合のビート
信号周波数f、からfdなるドプラ周波数分だけ偏移し
、その偏移方向は各変調サイクル毎に交互に変わる。
号との周波数対時間の関係は、第1図Cに示すようにな
り、ビート信号の周波数は前記固定目標の場合のビート
信号周波数f、からfdなるドプラ周波数分だけ偏移し
、その偏移方向は各変調サイクル毎に交互に変わる。
このときのビート信号の周波数対時間の関係は第1図d
に示すようになる。
に示すようになる。
したがってFM変調の各半サイクル毎にビート信号周波
数を測定し、両サイクルの測定周波数の和の1/2をと
って固定目標の場合のビート信号周波数foを算出すれ
ば、これから目標までの距離情報Rを求めることができ
る。
数を測定し、両サイクルの測定周波数の和の1/2をと
って固定目標の場合のビート信号周波数foを算出すれ
ば、これから目標までの距離情報Rを求めることができ
る。
同様にしてドプラ周波数fdのみを取り出し、移動目標
の速度を求めることができる。
の速度を求めることができる。
ところで上記したような従来のFM−CWレーダの信号
処理装置によれば、くシ状フィルタを必要とするので、
構成が複雑である欠点があった。
処理装置によれば、くシ状フィルタを必要とするので、
構成が複雑である欠点があった。
また地面等の大きい固定目標からの大きい不要反射信号
ω)わゆるクラッタ)があり、且つ移動目標反射信号が
小さい場合には、大きいクラッタの中から小さい移動目
標信号のみを抽出することが非常に困難であり、最大探
知距離に制限が生じる欠点があった。
ω)わゆるクラッタ)があり、且つ移動目標反射信号が
小さい場合には、大きいクラッタの中から小さい移動目
標信号のみを抽出することが非常に困難であり、最大探
知距離に制限が生じる欠点があった。
本発明は上記の欠点を除去すべくなされたもので、構成
が簡単でクラッタ抑圧比が高く、所望の距離の移動目標
に対して速度を検出し得るレーダ信号処理装置を提供す
るものである。
が簡単でクラッタ抑圧比が高く、所望の距離の移動目標
に対して速度を検出し得るレーダ信号処理装置を提供す
るものである。
以下図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明する
。
。
第2図において、ハトσ■レーダ信号発生器11は制御
器12から供給される直線変化波例えば鋸歯状波変調波
によりFM変調されたFM−CWレーダ信号を発生する
。
器12から供給される直線変化波例えば鋸歯状波変調波
によりFM変調されたFM−CWレーダ信号を発生する
。
このレーダ信号は方向性結合器13により二分され、一
方はサーキュレータ14へ、他方は例えばホモダイン検
波器15へ供給される。
方はサーキュレータ14へ、他方は例えばホモダイン検
波器15へ供給される。
尚、検波器15は原理的にはホモダイン検波と同種に属
するヘテロダイン検波器で構成してもよい。
するヘテロダイン検波器で構成してもよい。
上記サーキュレータ14に供給されたレーダ信号はアン
テナ16から目標に向けて放射される。
テナ16から目標に向けて放射される。
この放射信号は目標にて反射され前記アンテナ1昨受信
される。
される。
この受信信号はアンテナ16から目標までの距離に対応
した周波数偏差と、目標が移動目標であればFM−CW
レーダに対する相対速度に対応したドプラ周波数偏移を
持っている。
した周波数偏差と、目標が移動目標であればFM−CW
レーダに対する相対速度に対応したドプラ周波数偏移を
持っている。
ここで上記レーダ信号の送信信号の周波数対時間の関係
を第3図aにおいて実線で示し、受信信号について点線
で示す。
を第3図aにおいて実線で示し、受信信号について点線
で示す。
上記受信信号はサーキュレータ14を通りホモダイン検
波器15に供給されて前記方向性結合器13からの信号
との間でホモダイン検波される。
波器15に供給されて前記方向性結合器13からの信号
との間でホモダイン検波される。
この検波器15の出力信号は、目標の距離およびドプラ
周波数に対応した線スペクトラムに近い周波数成分を持
つ。
周波数に対応した線スペクトラムに近い周波数成分を持
つ。
ここで上記検波出力(ビート信号。
)の周波数対時間の関係を第3図すに示し、周波数スペ
クトラムを第3図Cに示す。
クトラムを第3図Cに示す。
一般に、FM変調された信号の周波数スペクトラムは、
FM変調理論、フーリエ変換の理論から明らかなように
、搬送波の周波数を中心としてFM変調周波数間隔毎に
離散的に与えられる。
FM変調理論、フーリエ変換の理論から明らかなように
、搬送波の周波数を中心としてFM変調周波数間隔毎に
離散的に与えられる。
本発明において、送信信号は第3図aに示す如くFM変
調された信号であんしたがって、この送信信号の周波数
スペクトラへすなわち、実効的にエネルギーをもつ周波
数成分としては、般送波の周波数を中心としてFM変調
周波数間隔毎の離散的な成分しかなC/bまた、目標か
らの反射信号、すなわち、受信信号も送信信号同様にF
M変調された信号であるから、その周波数スペクトラム
は、目標が固定目標であれば、送信信号同様に、搬送波
の周波数を中心としてFM変調周波数間隔毎の離散的な
周波数スペクトラムとなる。
調された信号であんしたがって、この送信信号の周波数
スペクトラへすなわち、実効的にエネルギーをもつ周波
数成分としては、般送波の周波数を中心としてFM変調
周波数間隔毎の離散的な成分しかなC/bまた、目標か
らの反射信号、すなわち、受信信号も送信信号同様にF
M変調された信号であるから、その周波数スペクトラム
は、目標が固定目標であれば、送信信号同様に、搬送波
の周波数を中心としてFM変調周波数間隔毎の離散的な
周波数スペクトラムとなる。
一方、目標が移動目標であれば、受信信号は移動速度に
対応したドプラ周波数だけの周波数偏移を受けるため、
受信信号の周波数スペクトラムは、固定目標の場合の周
波数スペクトラムと比較してドプラ周波数だけ離間した
離散的な周波数スペクトラムとなる。
対応したドプラ周波数だけの周波数偏移を受けるため、
受信信号の周波数スペクトラムは、固定目標の場合の周
波数スペクトラムと比較してドプラ周波数だけ離間した
離散的な周波数スペクトラムとなる。
したがって、ホモダイン検波器15の検波出力、すなわ
ち、送信信号と受信信号とから得られるビート信号の周
波数スペクトラムは、送信信号の離散的な各周波数成分
と受信信号の離散的な各周波数成分とのそれぞれの差の
周波数成分をもつ離散的な周波数スペクトラムになる。
ち、送信信号と受信信号とから得られるビート信号の周
波数スペクトラムは、送信信号の離散的な各周波数成分
と受信信号の離散的な各周波数成分とのそれぞれの差の
周波数成分をもつ離散的な周波数スペクトラムになる。
したがって、このビート信号の周波数スペクトラムは、
目標が固定目標であれcf1pM変調周波数の整数倍の
ところにのみ存在し、目標が移動目標であれば固定目標
の場合の周波数スペクトルすなわちFM変調周波数の整
数倍の周波数値からドプラ周波数だけ離間したところに
存在する。
目標が固定目標であれcf1pM変調周波数の整数倍の
ところにのみ存在し、目標が移動目標であれば固定目標
の場合の周波数スペクトルすなわちFM変調周波数の整
数倍の周波数値からドプラ周波数だけ離間したところに
存在する。
第3図Cにおいて実線は固定目標の場合のビート信号の
周波数スペクトラムを示すもので、レーダ繰り返し周波
数(以下PRFと略する。
周波数スペクトラムを示すもので、レーダ繰り返し周波
数(以下PRFと略する。
)(これはFM変調周波数であって例えば5 kHzで
ある。
ある。
)の整数倍の成分のみを持つ。
このスペクトラムの間隔は距離分解能に相当し、この距
離分解能の値は送信信号の周波数帯域(FM変調の最大
周波数偏移。
離分解能の値は送信信号の周波数帯域(FM変調の最大
周波数偏移。
)により決まる。例えば10MHzの帯域で距離分解能
は約15mである。
は約15mである。
また第3図Cにおいて点線は移動目標の場合のビート信
号の周波数スペクトラムを示すもので、上記固定目標の
場合のビート信号のスペクトラムに対して速度情報に対
応するドプラ周波数分の間隔をあけて沿っている。
号の周波数スペクトラムを示すもので、上記固定目標の
場合のビート信号のスペクトラムに対して速度情報に対
応するドプラ周波数分の間隔をあけて沿っている。
このように、上記したビート信号の周波数スペクトラム
は離散的なものとなる一方、各周波数成分の振幅(レベ
ル)は、第3図Cの実線で示す如く目標までの距離に対
応した所定の周波数のところで最大値をとり、それ以外
の周波数成分のレベルは小さいものとなる。
は離散的なものとなる一方、各周波数成分の振幅(レベ
ル)は、第3図Cの実線で示す如く目標までの距離に対
応した所定の周波数のところで最大値をとり、それ以外
の周波数成分のレベルは小さいものとなる。
これは第3図aに示すFM変調された送信及び受信信号
とから得られるビート信号(検波器15の検波出力)が
、目標までの距離に比例した一部の周波数のところで、
エネルギー的に集中されたものとなるからである。
とから得られるビート信号(検波器15の検波出力)が
、目標までの距離に比例した一部の周波数のところで、
エネルギー的に集中されたものとなるからである。
したがって、目標の距離情報は、目標が固定目標であれ
ば上記したビート信号の周波数スペクトラムにおいてレ
ベルが最大となる同波数スペクトラム(これはPRFの
整数倍の周波数である。
ば上記したビート信号の周波数スペクトラムにおいてレ
ベルが最大となる同波数スペクトラム(これはPRFの
整数倍の周波数である。
)の検出により知ることができ、移動目標の場合は、レ
ベルの最大値を検出したときの同波数スペクトラムに近
接するPRFの整数倍の同波数の検出により知ることが
できる。
ベルの最大値を検出したときの同波数スペクトラムに近
接するPRFの整数倍の同波数の検出により知ることが
できる。
また、目標の速度情報は、レベルの最大値を検出したと
きの周波数スペクトラムとこれに近接する最寄りのPR
Fの整数倍の同波数との同波数偏差(すなわちドプラ周
波数)の検出により知ることができる。
きの周波数スペクトラムとこれに近接する最寄りのPR
Fの整数倍の同波数との同波数偏差(すなわちドプラ周
波数)の検出により知ることができる。
以下具体例を述べる。
前記ホモダイン検波出力は増幅器11により増幅された
のち同期検波器18に導かれ、ここへ位相同期発振器1
9から供給される距離ゲート信号との間で同期検波され
る。
のち同期検波器18に導かれ、ここへ位相同期発振器1
9から供給される距離ゲート信号との間で同期検波され
る。
この位相同期発振器19は、前記制御器12から供給さ
れる変調信号を基準として制御され、前記PRFの整数
倍になるような高安定コヒーレント信号である上記距離
ゲート信号を発振する。
れる変調信号を基準として制御され、前記PRFの整数
倍になるような高安定コヒーレント信号である上記距離
ゲート信号を発振する。
この場合、任意の距離に対応するゲート信号を発生させ
るためには、例えば前記位相同期発振器19として位相
同期ループを用い、このループ内の可変分局器の分周数
を可変制御してループ内の発振器の周波数を基準となる
前記制御器12の出力周波数の任意の整数倍に位相同期
させればよい。
るためには、例えば前記位相同期発振器19として位相
同期ループを用い、このループ内の可変分局器の分周数
を可変制御してループ内の発振器の周波数を基準となる
前記制御器12の出力周波数の任意の整数倍に位相同期
させればよい。
したがって同期検波器18からは、距離情報および速度
情報を有する入力信号に対して同じ距離情報を表わす距
離ゲート信号、すなわち、距離に対応した所定のPRF
の整数倍の距離ゲート信号が導かれたときに最大検波出
力が得られる。
情報を有する入力信号に対して同じ距離情報を表わす距
離ゲート信号、すなわち、距離に対応した所定のPRF
の整数倍の距離ゲート信号が導かれたときに最大検波出
力が得られる。
この最大検波出力の周波数対レベルの関係は第3図dに
示すようになり、零ビート周波数成分である固定目標反
射成分を実線で示し、この零ビート周波数成分からドプ
ラ同波数だけ偏移した移動目標反射成分を点線で示す。
示すようになり、零ビート周波数成分である固定目標反
射成分を実線で示し、この零ビート周波数成分からドプ
ラ同波数だけ偏移した移動目標反射成分を点線で示す。
そこで第3図dに一点鎖線で示すように固定目標のとき
のホモダイン検波器15の検波出力の周波数スペクトラ
ムの間隔、即ちPRFより狭い帯域を有し且つ直流成分
を阻止するような特性を有する狭帯域ドプラフィルタ2
0を同期検波器18の出力側に設けておけ(玉移動目標
距離に対応する所定同波数(PRFの整数倍)の距離ゲ
ート信号が同期検波器18に供給されたとき同期検波出
力中より、レベルが最大となる同波数成分すなわちドプ
ラ周波数成分のみを抽出することができ、固定目標反射
成分を完全に抑圧することができる。
のホモダイン検波器15の検波出力の周波数スペクトラ
ムの間隔、即ちPRFより狭い帯域を有し且つ直流成分
を阻止するような特性を有する狭帯域ドプラフィルタ2
0を同期検波器18の出力側に設けておけ(玉移動目標
距離に対応する所定同波数(PRFの整数倍)の距離ゲ
ート信号が同期検波器18に供給されたとき同期検波出
力中より、レベルが最大となる同波数成分すなわちドプ
ラ周波数成分のみを抽出することができ、固定目標反射
成分を完全に抑圧することができる。
この狭帯域ドプラフィルタ20の出力は最大値検出器2
1に導かれてフィルタ出力レベルの最大値が検出され、
この最大値検出時の距離ゲート信号の周波数(PRFの
整数倍)から移動目標の距離を知ることができる。
1に導かれてフィルタ出力レベルの最大値が検出され、
この最大値検出時の距離ゲート信号の周波数(PRFの
整数倍)から移動目標の距離を知ることができる。
同時に上記フィルタ出力は同波数測定器22に導かれて
このフィルタ出力信号のもつ同波数(これは第3図dの
実線と点線との差の周波数すなわちドプラ周波数である
。
このフィルタ出力信号のもつ同波数(これは第3図dの
実線と点線との差の周波数すなわちドプラ周波数である
。
)が測定され、この周波数から移動目標の速度を知るこ
とができる。
とができる。
なお、最大値検出器21は、例えば同効のピークホール
ド回路で構成され、距離ゲート信号周波数すなわち位相
同期発振器19の出力周波数が変わる毎に狭帯域フィル
タ20の出力レベルが変わるが、このフィルタ出力レベ
ルの最大値を検出するようにした回路である。
ド回路で構成され、距離ゲート信号周波数すなわち位相
同期発振器19の出力周波数が変わる毎に狭帯域フィル
タ20の出力レベルが変わるが、このフィルタ出力レベ
ルの最大値を検出するようにした回路である。
また、同波数測定器22は、例えば単なるカウンタで構
成できるものである。
成できるものである。
上述したように直線状FM変調が施されたFM−CWレ
ーダ信号の目標反射信号を受信処理する装置においては
、受信信号をホモダイン検波またはヘテロダイン検波し
、この検波出力を前記FM変調用変調波に位相同期し且
つFM変調周波数の整数倍の周波数を有する距離ゲート
信号との間で同期検波し、この同期検波出力を狭帯域ド
プラフィルタによって取り出している。
ーダ信号の目標反射信号を受信処理する装置においては
、受信信号をホモダイン検波またはヘテロダイン検波し
、この検波出力を前記FM変調用変調波に位相同期し且
つFM変調周波数の整数倍の周波数を有する距離ゲート
信号との間で同期検波し、この同期検波出力を狭帯域ド
プラフィルタによって取り出している。
したがって従来の装置で必要とされたくし状フィルタを
使用しないので構成が簡単になり、且つ同期検波出力か
ら狭帯域ドプラフィルタにより移動目標信号のみを抽出
するのでクラッタ抑圧比が高い。
使用しないので構成が簡単になり、且つ同期検波出力か
ら狭帯域ドプラフィルタにより移動目標信号のみを抽出
するのでクラッタ抑圧比が高い。
しかも狭帯域ドプラフィルタにより受信機帯域幅が狭く
探知距離が増大する。
探知距離が増大する。
又距離ゲート信号の周波数を所定周波数にすることによ
り所望距離の移動目標を検出することができる。
り所望距離の移動目標を検出することができる。
本発明は上述したように構成が簡単でクラッタ抑圧比が
高く、所望の距離の移動目標に対して速度を瞬時に検出
し得るレーダ信号処理装置を提供できる。
高く、所望の距離の移動目標に対して速度を瞬時に検出
し得るレーダ信号処理装置を提供できる。
第1図a乃至dは従来のFM−CWレーダに係る信号を
説明するために示すタイミング図、第2図は本発明に係
るレーダ信号処理装置の一実施例を示すブロックダイヤ
グラム、第3図a乃至dは第2図の動作を説明するため
に示すタイミング図である。 11・・・FM−CWレーダ信号発生器、12・・・制
御器、13・・・方向性結合器、14・・・サーキュレ
ータ、15・・・ホモダイン検波器、18・・・同期検
波器、19・・・位相同期発振器、20・・・狭帯域ド
プラフィルタ、21・・・最大値検出器、22・・・周
波数測定器。
説明するために示すタイミング図、第2図は本発明に係
るレーダ信号処理装置の一実施例を示すブロックダイヤ
グラム、第3図a乃至dは第2図の動作を説明するため
に示すタイミング図である。 11・・・FM−CWレーダ信号発生器、12・・・制
御器、13・・・方向性結合器、14・・・サーキュレ
ータ、15・・・ホモダイン検波器、18・・・同期検
波器、19・・・位相同期発振器、20・・・狭帯域ド
プラフィルタ、21・・・最大値検出器、22・・・周
波数測定器。
Claims (1)
- 1 変調信号を出力する制御器と、この制御器からの変
調信号が供給され周波数変調されたFM−CWレーダ信
号を発生する信号発生器と、この信号発生器の出力信号
を分岐する分岐手段と、この分岐手段により分岐された
一方の信号がサーキュレータを介して供給されFM’−
CWレーダ送信波を放射するとともに目標からの反射波
を受信する空中線と、この空中線からの受信信号が前記
サーキュレータを介して供給されかつ前記分岐手段によ
り分岐された他方の信号が供給されホモダイン検波また
はヘテロダイン検波する第1の検波手段と、前記制御器
からの変調信号を導入しこの変調信号を基準として制御
され変調周波数の任意の整数倍に対応した周波数の距離
ゲート信号を発生する位相同期発振器と、この位相同期
発振器からの距離ゲート信号及び前記第1の検波手段の
出力信号が供給され同期検波する第2の検波手段と、前
記変調周波数より狭い帯域を有しこの第2の検波手段の
出力信号中よりドプラ周波数成分のみを抽出する狭帯域
ドプラフィルタと、この狭帯域トブラフイルタの出力信
号が供給され最大レベルのフィルタ出力信号を検出する
最大値検出器と、前記狭帯域ドプラフィルタの出力信号
が供給されフィルタ出力信号周波数を測定する周波数測
定器とを具備し、前記最大レベル検出時における前記距
離ゲート信号周波数から目標の距離を検出し前記周波数
測定器の測定周波数から目標の速度を検出することを特
徴とするレーダ信号処理装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50092818A JPS5828550B2 (ja) | 1975-07-30 | 1975-07-30 | レ−ダシンゴウシヨリソウチ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50092818A JPS5828550B2 (ja) | 1975-07-30 | 1975-07-30 | レ−ダシンゴウシヨリソウチ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5216994A JPS5216994A (en) | 1977-02-08 |
JPS5828550B2 true JPS5828550B2 (ja) | 1983-06-16 |
Family
ID=14064995
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP50092818A Expired JPS5828550B2 (ja) | 1975-07-30 | 1975-07-30 | レ−ダシンゴウシヨリソウチ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5828550B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS54121774U (ja) * | 1978-02-14 | 1979-08-25 | ||
JP2802671B2 (ja) * | 1990-05-14 | 1998-09-24 | 本田技研工業株式会社 | ミリ波レーダ送受信機 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS51135489A (en) * | 1975-04-04 | 1976-11-24 | Int Standard Electric Corp | Device for simultaneously measuring distance and relative speed by reflecting method |
-
1975
- 1975-07-30 JP JP50092818A patent/JPS5828550B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS51135489A (en) * | 1975-04-04 | 1976-11-24 | Int Standard Electric Corp | Device for simultaneously measuring distance and relative speed by reflecting method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5216994A (en) | 1977-02-08 |
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