JPS5827753B2 - Seiriyu Souchino Dumping Cairo - Google Patents
Seiriyu Souchino Dumping CairoInfo
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- JPS5827753B2 JPS5827753B2 JP49091687A JP9168774A JPS5827753B2 JP S5827753 B2 JPS5827753 B2 JP S5827753B2 JP 49091687 A JP49091687 A JP 49091687A JP 9168774 A JP9168774 A JP 9168774A JP S5827753 B2 JPS5827753 B2 JP S5827753B2
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は整流装置に関し、特に交流電源を匍ｊ御整流
素子（例えば、サイリスタ；以下（ＳＣＲ）によって直
流電源に変換する整流装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a rectifier, and more particularly to a rectifier that converts an AC power source into a DC power source using a controlled rectifier element (for example, a thyristor; hereinafter referred to as (SCR)).
従来から、交流電源を制御整流素子によって９変の直流
電圧に変換する整流装置が用いられ、この直流電圧は平
滑回路を介して、直流−交流変換回路によって、所要の
周波数および電圧の得られる交流電源に変換されること
が知られている。Conventionally, a rectifier has been used that converts an AC power source into a nine-voltage DC voltage using a controlled rectifying element. It is known that it can be converted into power source.
般にこのような直流平滑回路には、リアクトルとコンデ
ンサとの並列接続によるフィルタ回路が用いられる。Generally, such a DC smoothing circuit uses a filter circuit in which a reactor and a capacitor are connected in parallel.
しかし、フィルタ回路のりアクドルおよびコンデンサは
、特定の周波数において共振特。However, the filter circuit's accumulator and capacitor have resonance characteristics at certain frequencies.
性を有し、交流出力電圧を不安定にする問題点が−あっ
た。However, there was a problem in that the AC output voltage became unstable.
このような共振点を除去する簡単な方法として、ダンピ
ング抵抗を挿入する方法がある。A simple method for removing such a resonance point is to insert a damping resistor.
第１図は、この発明の背景となる整流装置にダンピング
抵抗を挿入したブロック図を示す。FIG. 1 shows a block diagram in which a damping resistor is inserted into a rectifier which is the background of the present invention.
第１図の構成と動作について詳細に説明する。The configuration and operation of FIG. 1 will be explained in detail.
このブロック図を要約すれは、三相交流電源をＳ（、Ｒ
コンバータ回路によって任意の電圧の直流電源に変換し
、さらにこの直流電源出力をＳＣＲインパーク回路によ
って任意の周波数の交流電源に変換し得る交流−交流変
換回路である。To summarize this block diagram, the three-phase AC power supply is S(, R
This is an AC-AC conversion circuit that can convert DC power of any voltage using a converter circuit, and further convert this DC power output to AC power of any frequency using an SCR impark circuit.
第１図において、三相交流電源は、ＳＣＲコンバータ回
路１に入力される。In FIG. 1, a three-phase AC power source is input to an SCR converter circuit 1. In FIG.
ＳＣＲコンバーク回路１の出力はダンピング抵抗４およ
びフィルタ回路３を介してＳＣＲインバータ回路２の入
力となる。The output of the SCR converter circuit 1 becomes an input to the SCR inverter circuit 2 via a damping resistor 4 and a filter circuit 3.
ＳＣＲインバータ回路２の出力周波数は、基準出力周流
数信号人力（以下基準周波数信号）ＲＦによって所要の
周波数に制御されるが、その詳細は後述する。The output frequency of the SCR inverter circuit 2 is controlled to a required frequency by a reference output frequency signal RF (hereinafter referred to as reference frequency signal), the details of which will be described later.
またＳＣＲインバータ回路２の出力電圧ＶＡＣは、基準
出力屯圧偏号人力（以下基準電Ｉ３：石号）ＲＶによっ
て所要の電圧に制御されるが、その詳細は後述する。Further, the output voltage VAC of the SCR inverter circuit 2 is controlled to a required voltage by a reference output voltage bias voltage (hereinafter referred to as reference voltage I3) RV, the details of which will be described later.
ＳＣＲインバータ回路２の出力゛電圧ＶＡＣは、出力電
圧検出器１９によって検出される。The output voltage VAC of the SCR inverter circuit 2 is detected by an output voltage detector 19.
比較点２１には、一方の入力として出力電圧検出器１９
の出力が与えられ、他方の入力として基準電圧信号が与
えられる。The comparison point 21 has an output voltage detector 19 as one input.
An output of one is given, and a reference voltage signal is given as the other input.
比較点２１の出力は電圧制御器１１の入力となる。The output of the comparison point 21 becomes the input of the voltage controller 11.
電圧制御器１１の出力は比較点２２の一方の入力として
与えられる。The output of voltage controller 11 is given as one input of comparison point 22 .
ＳＣＲコンバータ回路１の入力電流は、入力電流検出器
１７によって検出される。The input current of the SCR converter circuit 1 is detected by an input current detector 17.
この入力電流検出器１７の出力は、比較点２２の他方の
入力として与えられる。The output of this input current detector 17 is given as the other input of the comparison point 22.
比較点２２の出力は電流制御器１２の入力となる。The output of the comparison point 22 becomes the input of the current controller 12.
Ｓ ＣＲコンパ−タ回路１の出力電圧ＶＤＣは直流電圧
検出器１８によって検出される。The output voltage VDC of the SCR comparator circuit 1 is detected by a DC voltage detector 18.
この直流電圧検出器１８の出力は、比較点２３の一方の
人力として与えられる。The output of this DC voltage detector 18 is given as one of the comparison points 23.
電流制御器１２の出力は、比較点２３の他方の入力とし
て与えられる。The output of current controller 12 is given as the other input of comparison point 23.
比較点２３の出力は電圧制御回路１３の入力となる。The output of the comparison point 23 becomes the input of the voltage control circuit 13.
従って、電圧制御回路１３は電流制御器１２からの入力
を受けて、直流電圧ＶＤＣを制御する所謂電圧マイナー
ループを形成する。Therefore, the voltage control circuit 13 receives input from the current controller 12 and forms a so-called voltage minor loop that controls the DC voltage VDC.
電圧制御回路１３の出力はゲート点弧回路１４の入力と
なる。The output of the voltage control circuit 13 becomes the input of the gate firing circuit 14.
このゲート点弧回路１４の出力は、ＳＣＲコンバータ回
路１のＳＣＲのゲート点弧制御入力として与えられる。The output of this gate firing circuit 14 is given as a gate firing control input of the SCR of the SCR converter circuit 1.
基準周波数信号ＲＦは設定周波数発振器１５の入力とな
り、設定周波数発振器１５の出力はゲート点弧回路１６
の入力となる。The reference frequency signal RF becomes the input of the set frequency oscillator 15, and the output of the set frequency oscillator 15 is the gate firing circuit 16.
becomes the input.
ゲート点弧回路１６の出力は、ＳＣＲインバータ回路２
のＳＣＲのゲート点弧制御入力として与えられる。The output of the gate ignition circuit 16 is connected to the SCR inverter circuit 2.
is given as the gate firing control input of the SCR.
以上のような構成されたものの動作について説明する。The operation of the device configured as described above will be explained.
最初に、所要の周波数および直圧を得るために、基準周
波数信号ＲＦおよび基準電圧信号馬を設定する。First, a reference frequency signal RF and a reference voltage signal are set to obtain the required frequency and direct pressure.
基準電圧信号Ｒｖと出力電圧検出器１９からの入力は、
比較点２１で比較される。The reference voltage signal Rv and the input from the output voltage detector 19 are
Comparison is made at comparison point 21.
比較点２１は、出力電圧ＶＡＣが所要の基準電圧より低
いときは出力′紙圧を上げ、高いときは出力電圧を下げ
るように差の電圧を電圧制御器１１に与える。A comparison point 21 applies a differential voltage to the voltage controller 11 so that when the output voltage VAC is lower than a required reference voltage, the output 'paper pressure' is increased, and when it is higher, the output voltage is lowered.
電圧制御器１１は比較点２１の出力を基準電流に変換し
、比較点２２の電流基準信号となる。The voltage controller 11 converts the output of the comparison point 21 into a reference current, which becomes the current reference signal of the comparison point 22.
比較点２２には、入力電流検出器１７によって検出され
た入力電流が他方の入力として与えられる。The input current detected by the input current detector 17 is given to the comparison point 22 as the other input.
比較点２２はこの入力電流と電圧制御器１１の出力すな
わち電流基準入力とを比較し、両者が一致するように制
御信号を電流制御器１２に与える。A comparison point 22 compares this input current with the output of the voltage controller 11, that is, the current reference input, and provides a control signal to the current controller 12 so that the two match.
すなわち、入力電流が基準電流入力よりも増加すれば入
力電流を減少させ、入力電流が電流基準入力よりも減少
すれば入力電流を増加させるための信号を電流制御器１
２へ与える。That is, the current controller 1 sends a signal to decrease the input current when the input current increases more than the reference current input, and to increase the input current when the input current decreases more than the current reference input.
Give to 2.
電流制御器１２は比較点２２からの入力を電圧基準信号
に変換し、基準電圧信号入力として比較点２３に与える
。The current controller 12 converts the input from the comparison point 22 into a voltage reference signal and supplies it to the comparison point 23 as a reference voltage signal input.
比較点２３には、直流電圧検出器１８によって検出され
た直流電圧が他方の入力として与えられる。The comparison point 23 receives the DC voltage detected by the DC voltage detector 18 as the other input.
この直流電圧検出器１８の出力（直流電圧）は破線２０
のごとく比較点２１に与えることによって出力電圧検出
器１９を省略できる場合がある。The output (DC voltage) of this DC voltage detector 18 is indicated by the broken line 20
In some cases, the output voltage detector 19 can be omitted by applying the voltage to the comparison point 21 as shown in FIG.
比較点２３は、この直流電圧と電流制御器１２の出力す
なわち電圧基準信号入力とを比較し、電圧基準信号入力
よりも直流電圧が低いときは直流電圧を上げ、逆に高い
ときは直流電圧を下げるような信号を電圧制御回路１３
に写える。The comparison point 23 compares this DC voltage with the output of the current controller 12, that is, the voltage reference signal input, and increases the DC voltage when the DC voltage is lower than the voltage reference signal input, and conversely increases the DC voltage when it is higher. The voltage control circuit 13 outputs a signal that lowers the voltage.
It can be photographed in
この電圧制御す路１３は、直流電圧■。This voltage control path 13 is a DC voltage.
が高くなれは、ゲート点弧のタイミングを遅らせて直流
電圧■。If the voltage becomes high, delay the gate ignition timing and reduce the DC voltage ■.
を下げ、逆に低くなれはゲート点弧のタイミングを早め
て直流電圧ＶＤＣを上げるような制御出力をゲート点弧
回路１４に与える。On the other hand, if it becomes low, a control output is given to the gate firing circuit 14 to advance the gate firing timing and increase the DC voltage VDC.
ゲート点弧回路１４は電圧制御回路１３からの制御出力
をゲート点弧信号に変換し、ＳＣＲコンバーク回路１の
ＳＣＲゲート点弧制御入力として与える。The gate ignition circuit 14 converts the control output from the voltage control circuit 13 into a gate ignition signal and provides it as an SCR gate ignition control input to the SCR converter circuit 1 .
以上のように、交流電源出力電圧■い。As mentioned above, the AC power supply output voltage is.
は基準電圧信号Ｒｖによる設定型出と等しくなるよう自
動制御される。is automatically controlled to be equal to the set value based on the reference voltage signal Rv.
第２図は第１図のフィルタ回路３の入カー出力周、彼数
特性を示す。FIG. 2 shows the input/output frequency and frequency characteristics of the filter circuit 3 of FIG. 1.
第２図において横軸Ｆは周波数および縦軸Ｖｏｕｔ／Ｖ
ｉｎはフィルタ回路入力電圧と出力電圧との比を示し、
実線ａはダンピング抵抗４を挿入しない場合および破線
すはダンピング抵抗４を挿入した場合をそれぞれ表わす
。In Figure 2, the horizontal axis F is frequency and the vertical axis Vout/V.
in indicates the ratio between the filter circuit input voltage and output voltage,
A solid line a represents the case where the damping resistor 4 is not inserted, and a broken line a represents the case where the damping resistor 4 is inserted.
同図から明らかなように、ダンピング抵抗４を挿入する
ことによって共振点がダンピングされて、出力電圧が安
定化されることが理解される。As is clear from the figure, it is understood that by inserting the damping resistor 4, the resonance point is damped and the output voltage is stabilized.
しかし、実用に際しては、大電力用に使用するため、ダ
ンピング抵抗４を挿入すれば、
（１） 発熱量が大きく、そのため放熱器等を必要と
する。However, in practical use, since it is used for high power, if the damping resistor 4 is inserted, (1) the amount of heat generated is large, so a heat sink or the like is required.
（２）発熱による熱損失が大きく、変換効率が低下する
。(2) Heat loss due to heat generation is large and conversion efficiency is reduced.
（３）抵抗および放熱器等の装置が大型化となる等の問
題点がある。(3) There are problems in that devices such as resistors and heat sinks become larger.
従って、ダンピング抵抗を介挿することなく、出力電圧
を安定化させることが望まれる。Therefore, it is desired to stabilize the output voltage without inserting a damping resistor.
それゆえに、この発明の主たる目的は、上述のごとくの
問題点を解消し得る整流装置を提供することである。Therefore, the main object of the present invention is to provide a rectifier that can solve the above-mentioned problems.
この発明のその他の目的と特徴は、図面を参照して行な
う以下の詳細な説明から一層明らかとなろう。Other objects and features of the present invention will become more apparent from the following detailed description with reference to the drawings.
以下にこの発明の実施例として、上記直流電源を平滑回
路およびインバータ回路により可変電圧可変周波数の交
流に変換する装置へ応用した場合について説明する。In the following, as an embodiment of the present invention, a case will be described in which the present invention is applied to a device that converts the above-mentioned DC power source into AC with variable voltage and variable frequency using a smoothing circuit and an inverter circuit.
この発明の一実施を以下に説明するに先立ち、この発明
の実施例を要約ずれは、整流装置の出力電圧の平滑用に
用いられる。Before describing one implementation of the invention below, an embodiment of the invention will be summarized as follows: An embodiment of the invention is used for smoothing the output voltage of a rectifier.
フィルタ回路３に付随する共振特性を、ダンピング抵抗
を挿入することなく、演算器によって解消し、出力電圧
の安定化を可能とする整流装置である。This is a rectifier that eliminates the resonance characteristics associated with the filter circuit 3 by using an arithmetic unit without inserting a damping resistor, thereby making it possible to stabilize the output voltage.
第３図は、この発明の一実施例のフロック図を示す。FIG. 3 shows a block diagram of one embodiment of the invention.
このブロック図は、第１図のダンピング抵抗４を取除き
、新たに、入力電流検出器１１の出力と比較点２３との
間に演算器３０を挿入したことを特徴とする。This block diagram is characterized in that the damping resistor 4 in FIG. 1 is removed, and a computing unit 30 is newly inserted between the output of the input current detector 11 and the comparison point 23.
ここに比較点２３は第１図の場合における二人力と比較
というよりも寧ろ、三入力を合成する機能を果している
。Here, the comparison point 23 performs the function of synthesizing three inputs, rather than comparing with the two-person input in the case of FIG.
尚、同図では演算器３０からの出力は合成７点として機
能する比較点２３には負１ｍ還的に導かれている。In the same figure, the output from the arithmetic unit 30 is guided to the comparison point 23, which functions as a 7-point compositing point, in a negative 1m circular manner.
従って、第１図と同様の動作についての説明は省略する
。Therefore, description of operations similar to those in FIG. 1 will be omitted.
般にダンピング手段を設けないと、フィルタ回路の入出
力伝達特性は第２図の実線ａのように所定の周波数ＦＲ
でピークを示す共振状の波形となる。Generally, if no damping means is provided, the input/output transfer characteristic of the filter circuit will change at a predetermined frequency FR as shown by the solid line a in FIG.
It becomes a resonant waveform with a peak at .
つまり、基準周波数が周波数Ｆ８の近傍となると、入力
電流は出力電比に対応して増加する。That is, when the reference frequency becomes near frequency F8, the input current increases in accordance with the output electric ratio.
増加した入力電流は入力電流検出器１１で検出されて、
演算器３０の入力となる。The increased input current is detected by the input current detector 11, and
It becomes an input to the computing unit 30.
この演算器３０は、入力電流の増加量に応じて、さらに
ＳＣＲコンバータ１の出力電圧を減少すべく、補ｊ［用
の出力゛電圧を導出し比較点２３の入力として写える。The arithmetic unit 30 derives the output voltage for the compensation j and serves as an input to the comparison point 23 in order to further reduce the output voltage of the SCR converter 1 according to the amount of increase in the input current.
従って、演算器３０は入力電流が増加すれは小さな出力
電圧を導出し、比較点２３を介して電圧制御回路１３の
入力となり、ゲート点弧のタイミングを遅らせて出力電
圧を低下させるように作動する。Therefore, when the input current increases, the arithmetic unit 30 derives a small output voltage, which becomes an input to the voltage control circuit 13 via the comparison point 23, and operates to delay the gate firing timing and lower the output voltage. .
すなわち、この演算器３０は入力電流が増加すれは出）
１７電圧を低く、逆に入力端子が減少すれは出力電圧を
高くするように作動するため、あたかもダンピング抵抗
を挿入したごとく働く。In other words, when the input current increases, this arithmetic unit 30 outputs
17 voltage is lowered, and conversely, as the input terminal decreases, the output voltage is increased, so it works as if a damping resistor was inserted.
尚、ここに演算器３０は入力に対し時間遅れ、進みのな
い出力を送出する所謂比例器である。Note that the arithmetic unit 30 here is a so-called proportional device that sends out an output with no time delay or lead relative to the input.
ところで、自動制商］の分野で周知のように、般に螺還
ループはよりマイナーなループ族その応答性が速くなる
よう構成されており、従って、入力端子検出器１７の検
出値を比較点２３又はその比較点２３よりもよりマイナ
ー側に帰還させることにより充分な連応性を確保できる
。By the way, as is well known in the field of automatic processing, spiral loops are generally configured to have faster response to smaller loops, and therefore, the detection value of the input terminal detector 17 is used as a comparison point. 23 or its comparative point 23 to the minor side, sufficient coordination can be ensured.
すなわち、第１図の従来例でダンピング抵抗４での電圧
降下とそこに流れる電流とは時間な遅れ、進みになく、
所謂比例関係にある。In other words, in the conventional example shown in FIG. 1, the voltage drop across the damping resistor 4 and the current flowing therein are delayed in time and not in advance.
There is a so-called proportional relationship.
このダンピング抵抗４と同等の機能を達成するためには
、上記入力電流検出器１７のフィードバック信号につい
ては上述したような帰還制限（比較点２３又はそれより
もマイナー側に帰還することが必要である。In order to achieve the same function as the damping resistor 4, it is necessary for the feedback signal of the input current detector 17 to be fed back to the comparison point 23 or to the minor side. .
）が定められる。) is determined.
上述のごとく、この実施例によれは、ダンピング抵抗の
かわりに演算器を設けることにより、後述のごとくの特
有の効果が奏される。As described above, in this embodiment, by providing an arithmetic unit in place of the damping resistor, the unique effects described below can be achieved.
（１） フィルタ回路による共振特性を入力端子によ
る帰還制御によって除去し、あたかもダンピング抵抗を
挿入したごとく出力電圧の安定化が可能となる。(1) Resonance characteristics caused by the filter circuit are removed by feedback control using the input terminal, and the output voltage can be stabilized as if a damping resistor were inserted.
（２）入力電流による帰還側聞によるため、従来のよう
なダンピング抵抗に比し発熱が少なく、かつ従って、熱
損失による効率の低下が生じない。(2) Since the feedback circuit is based on the input current, less heat is generated compared to conventional damping resistors, and therefore efficiency does not decrease due to heat loss.
（３）ダンピング抵抗に比べて、入力電流による帰還制
御のための演算器は、整流装置の電力容量にかかわらず
小形化され、全体の制御装置と一体のコンパクトな装置
となる。(3) Compared to the damping resistor, the arithmetic unit for feedback control based on the input current is made smaller regardless of the power capacity of the rectifier, and becomes a compact device integrated with the entire control device.
（４）演算器はダンピング抵抗のように放熱器等を必要
とせず、整流装置の電力容量によってもその構成等は変
わらないため、低価格にできる。(4) The arithmetic unit does not require a heat radiator or the like like a damping resistor, and its configuration does not change depending on the power capacity of the rectifier, so the cost can be reduced.
以上のように、この発明によれは、熱損失をともなわず
、かつフィルタロ路の周；妓数特性に影響されない整流
装置が得られる。As described above, according to the present invention, it is possible to obtain a rectifying device that does not involve heat loss and is not affected by the circumferential force characteristics of the filter flow path.
尚、上記実施例ではＳＣＲコンバータ回路１の入力電流
を検出し、その検出結果を演算器３０に人力せしめてい
るが、ＳＣＲコンバータ回路１の出力電流を検出し、こ
れを演算器３０に人力する構成としても同様の効果を奏
する。In the above embodiment, the input current of the SCR converter circuit 1 is detected and the detection result is inputted to the computing unit 30 manually. The same effect can be achieved as a configuration.
尚、演算援路３０は所謂比例器を用いたが、例えは演′
算回路３０として積ｆ＋器を用いかつゲート点弧回路１
４に点弧信号を与えるにあたり上記演算回路３０の積分
動作を補償すべく微分動作を、例えば電圧制御回路１３
にて行なわしめ、結果的に第３図の実施例と同等の動作
を行なわせることも可能である。Note that the calculation aid 30 uses a so-called proportional device;
A product f+ is used as the arithmetic circuit 30, and the gate ignition circuit 1
4, the voltage control circuit 13 performs a differential operation to compensate for the integral operation of the arithmetic circuit 30.
It is also possible to perform the same operation as in the embodiment of FIG. 3 as a result.
第１図はこの発明の背景となる可変電圧交直変換装置に
ダンピング抵抗を挿入したブロック図を示す。
第２図は第１図のフィルタ回路の入力−出力の周波数特
性を示す図、第３図はこの発明の−・実施例のブロック
図を示す。
図において、１はＳＣＲコンバータ回路、２はＳＣＲＣ
フィンバー路、１１は電圧制御器、１２は電流制御器、
１３は電圧制御回路、１４はゲート点弧回路、１５は周
波数設定発振器、１６はゲート点弧回路１７は交流電流
検出器、１８は直流電圧検出器、１９は出力電圧検出器
、ＲＦは出力周波数基準伝号入力、坊、は出力電圧基準
信号入力、３０は演算器を示す。
尚、凶中同−符号は同−或いは相当部分を示す。FIG. 1 shows a block diagram in which a damping resistor is inserted into a variable voltage AC/DC converter which is the background of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing the input-output frequency characteristics of the filter circuit of FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of the present invention. In the figure, 1 is an SCR converter circuit, 2 is an SCRC
Finbar path, 11 is a voltage controller, 12 is a current controller,
13 is a voltage control circuit, 14 is a gate ignition circuit, 15 is a frequency setting oscillator, 16 is a gate ignition circuit 17 is an AC current detector, 18 is a DC voltage detector, 19 is an output voltage detector, RF is an output frequency The reference signal input, BO, is an output voltage reference signal input, and 30 is an arithmetic unit. Note that the same symbols in the middle indicate the same or equivalent parts.
Claims (1)
て９変の直流電圧に変換し、前記直流電圧をＬＣ平滑回
路を介して負荷に供給するための整流装置において、前
記変換器の入力電流又は出力電流を検出する電流検出手
段；前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段；および
前記直？Ｍ奄圧検出手段からの信号を帰還信号とする直
流電圧制御マイナーループを備え、前記直流電圧制御マ
イナーループ入力に前記電流検出手段の出力を補正信号
として与え、それによって前記ＬＣ平滑回路の振動特性
を除去することを特徴とする整流装置１、1. In a rectifier for converting an AC power input into a 9-volt DC voltage by a converter comprising a controlled rectifying element and supplying the DC voltage to a load via an LC smoothing circuit, the input current or output of the converter Current detection means for detecting current; DC voltage detection means for detecting the DC voltage; and the DC voltage detection means for detecting the DC voltage. A DC voltage control minor loop is provided which uses the signal from the M-force pressure detection means as a feedback signal, and the output of the current detection means is applied as a correction signal to the input of the DC voltage control minor loop, thereby controlling the vibration characteristics of the LC smoothing circuit. A rectifying device 1 characterized in that it removes
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49091687A JPS5827753B2 (en) | 1974-08-09 | 1974-08-09 | Seiriyu Souchino Dumping Cairo |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49091687A JPS5827753B2 (en) | 1974-08-09 | 1974-08-09 | Seiriyu Souchino Dumping Cairo |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5120534A JPS5120534A (en) | 1976-02-18 |
| JPS5827753B2 true JPS5827753B2 (en) | 1983-06-11 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP49091687A Expired JPS5827753B2 (en) | 1974-08-09 | 1974-08-09 | Seiriyu Souchino Dumping Cairo |
Country Status (1)
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Families Citing this family (2)
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4841874A (en) * | 1971-09-27 | 1973-06-19 |
-
1974
- 1974-08-09 JP JP49091687A patent/JPS5827753B2/en not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4841874A (en) * | 1971-09-27 | 1973-06-19 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5120534A (en) | 1976-02-18 |
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