JPS5821149A - X線分析装置用波高値安定化回路 - Google Patents
X線分析装置用波高値安定化回路Info
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- JPS5821149A JPS5821149A JP56119558A JP11955881A JPS5821149A JP S5821149 A JPS5821149 A JP S5821149A JP 56119558 A JP56119558 A JP 56119558A JP 11955881 A JP11955881 A JP 11955881A JP S5821149 A JPS5821149 A JP S5821149A
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- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- output
- circuit
- addition
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- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05G—X-RAY TECHNIQUE
- H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
- H05G1/08—Electrical details
- H05G1/26—Measuring, controlling or protecting
Landscapes
- Health & Medical Sciences (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Toxicology (AREA)
- Measurement Of Radiation (AREA)
- Analysing Materials By The Use Of Radiation (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、X線分析装置用波高値安定化回路に関するも
のである。
のである。
従来、放射線源を用いて試料厚みの測定或いは試料に含
まれる元素等を分析する場合、放射線源から発せらする
放射線を試料に照射し、その放射線が試料を通して観測
される透過放射線、又は放射線源から発せら詐た放射線
を試料に照射することによ多試料から発せらfる螢光X
線等を放射線検出器にて測定し上記分析を行なうように
したX綜分析装置が用いら扛ている。
まれる元素等を分析する場合、放射線源から発せらする
放射線を試料に照射し、その放射線が試料を通して観測
される透過放射線、又は放射線源から発せら詐た放射線
を試料に照射することによ多試料から発せらfる螢光X
線等を放射線検出器にて測定し上記分析を行なうように
したX綜分析装置が用いら扛ている。
第1図には、この種の在米装置の一例が示されている。
この装置は、試料IK照射放射線2′f:照射し、その
結果試料1より発せらnる螢光X線等の反射放射線32
ii−高電圧が印加さ牡ている比例計数管又はシンチレ
ーション検出器の如きX線検出器4に入力させるように
なっている。X線検出器4からの検出出力信号は、第2
図に示さ牡るように、通常パルス波形をした信号でちっ
て時間軸で離散的に発生し、反射放射線の持つエネルギ
ーは、パルス波高電圧に変換されて観測される。そして
、検出出力信号は前置増幅器5にて増幅さnて取出さ−
nt後、パルス増幅器6にて増幅さし1波高分析器7に
入力さnる。ここで信号パルスの全てについて単位時間
測定を行ない、そのパルス波高電圧毎に分類、集計し、
第3図に例示的に示さnる如き結果がヒストグラムの形
態で得らnる。第3図中においてピークとなって現わ牡
るパルス群が試料中の構成元素から発せらnる元素特有
の放射線を示し、その放射線の強度即ちパルス群の面積
が元素濃度に対応するので、この事実を基に試料に含ま
nる元素を分析することができる。以上は透過放射線の
測定についても同様でちる。分析結果は表示装置8にお
いて表示さする。波高分析器7においては、測定の対象
である特定放射線パルス群G、となるパルス(第3図参
照)だけを発生順に個別に取シ出す時、第3図中の特定
パルス群G1を含みそれ以外のパルス群を除<7’cメ
、第2図に示す様に、■a、Vt、02つの電圧レベル
を設定し、その電圧範囲に入っているパルスだけを計測
すtば第3図中の斜線で示す特定放射線強度だけを測定
することができる。
結果試料1より発せらnる螢光X線等の反射放射線32
ii−高電圧が印加さ牡ている比例計数管又はシンチレ
ーション検出器の如きX線検出器4に入力させるように
なっている。X線検出器4からの検出出力信号は、第2
図に示さ牡るように、通常パルス波形をした信号でちっ
て時間軸で離散的に発生し、反射放射線の持つエネルギ
ーは、パルス波高電圧に変換されて観測される。そして
、検出出力信号は前置増幅器5にて増幅さnて取出さ−
nt後、パルス増幅器6にて増幅さし1波高分析器7に
入力さnる。ここで信号パルスの全てについて単位時間
測定を行ない、そのパルス波高電圧毎に分類、集計し、
第3図に例示的に示さnる如き結果がヒストグラムの形
態で得らnる。第3図中においてピークとなって現わ牡
るパルス群が試料中の構成元素から発せらnる元素特有
の放射線を示し、その放射線の強度即ちパルス群の面積
が元素濃度に対応するので、この事実を基に試料に含ま
nる元素を分析することができる。以上は透過放射線の
測定についても同様でちる。分析結果は表示装置8にお
いて表示さする。波高分析器7においては、測定の対象
である特定放射線パルス群G、となるパルス(第3図参
照)だけを発生順に個別に取シ出す時、第3図中の特定
パルス群G1を含みそれ以外のパルス群を除<7’cメ
、第2図に示す様に、■a、Vt、02つの電圧レベル
を設定し、その電圧範囲に入っているパルスだけを計測
すtば第3図中の斜線で示す特定放射線強度だけを測定
することができる。
ところが、通常の放射線測定装置t−構成する放射線検
出器、放射線検出器用高電圧発生器、前置増幅器、パル
ス増幅器等は周囲温度変化によ多出力変動を起し易く、
又あるものは自己の発熱によシ自己の出力が変動する場
合も起シ得る。また、放射線検出器として比例計数検出
器を用いる場合、ガスの圧力変化によ多出力変動を生ぜ
しめることに外る。検出器を除き、その回路構成に高級
で複雑な安定化回路方式を試みれば充分とはいえ表いま
でもおる程度の出力変動の低減化は達せらnるが、検出
器の出力変動を低減させるには、検出器周囲の恒温窒化
及びガス圧力安定化機器の採用を必要とするので、製造
コストを高くし又検出器が大型化し、その配置等に制約
を与えるという問題点を有している。
出器、放射線検出器用高電圧発生器、前置増幅器、パル
ス増幅器等は周囲温度変化によ多出力変動を起し易く、
又あるものは自己の発熱によシ自己の出力が変動する場
合も起シ得る。また、放射線検出器として比例計数検出
器を用いる場合、ガスの圧力変化によ多出力変動を生ぜ
しめることに外る。検出器を除き、その回路構成に高級
で複雑な安定化回路方式を試みれば充分とはいえ表いま
でもおる程度の出力変動の低減化は達せらnるが、検出
器の出力変動を低減させるには、検出器周囲の恒温窒化
及びガス圧力安定化機器の採用を必要とするので、製造
コストを高くし又検出器が大型化し、その配置等に制約
を与えるという問題点を有している。
測定系に以上の様な変動が起ると、前記の設定5−
電圧レベルから測定の対象となるパルス群G、が外れる
ことになシ、測定が正しく行われず分析結果に悪影響を
及ぼす結果となる。そのため、従来よシ、パルス波高の
安定化或いは設定電圧レベルの自動調整法等のための各
種の方式が提案さtている。
ことになシ、測定が正しく行われず分析結果に悪影響を
及ぼす結果となる。そのため、従来よシ、パルス波高の
安定化或いは設定電圧レベルの自動調整法等のための各
種の方式が提案さtている。
次に、この提案されている各種の方式について述べると
、先ず、パルス波高電圧の変動検出は、波高分析により
得られたヒストグラム上のパルス群を表わす特定ビータ
に着目し、第4図の機外2組の電圧レベル帯B1*B!
を設定し、この2mの電圧レベル帯”1*B*によシ分
析さする各々のパルス数を計測し、パルス波高電圧の変
動をとnら2組のパルス計数値の変化として検出する。
、先ず、パルス波高電圧の変動検出は、波高分析により
得られたヒストグラム上のパルス群を表わす特定ビータ
に着目し、第4図の機外2組の電圧レベル帯B1*B!
を設定し、この2mの電圧レベル帯”1*B*によシ分
析さする各々のパルス数を計測し、パルス波高電圧の変
動をとnら2組のパルス計数値の変化として検出する。
そして、この変化に応じて高圧電源9から検出器4に印
加されているバイアス用高電圧を変化させることによシ
出力パルス波高値の安定化を図る事が可能でちる。また
、他の方法として、前述のパルス計数値の変化に応じて
増幅器等に利得制御信号を与え、こnによシ出力パルス
波高値の安定化6一 を図る事も可能である。すなわち、前記の変動検出方法
で得らnた波高値変動に関する情報を測定系を構成する
各要素に対する制御量として使用して負帰還制御を行た
い、これによシ波高値の安定化を図ることができる。
加されているバイアス用高電圧を変化させることによシ
出力パルス波高値の安定化を図る事が可能でちる。また
、他の方法として、前述のパルス計数値の変化に応じて
増幅器等に利得制御信号を与え、こnによシ出力パルス
波高値の安定化6一 を図る事も可能である。すなわち、前記の変動検出方法
で得らnた波高値変動に関する情報を測定系を構成する
各要素に対する制御量として使用して負帰還制御を行た
い、これによシ波高値の安定化を図ることができる。
ところで、ヒストグラム上のパルス群を表わす特定ピー
クが理想的なガウス型波形を示している場合の強度測定
において、一定強度放射線の繰シ返し測定の計測値には
次の様々統計的変動誤差が存在する。即ち測定値の平均
値を;とすると統計量1σで表現さ牡る変動誤差は、 ム 1 σ= X で示さ扛、σ/三 の値は測定値(l f、大きくすれ
ば減少する。したがって、第4図の様表従米技術の変動
検出方法ではピークの両側の微小面積を測定するため測
定値(2)ガ小さく、かつ測定領域の形状が理想的なガ
ウス型形状から外するため、その測定値に含ま牡る誤差
は増大する。この誤差は安定化の制御量に影響し、系の
安定度を失わせる方向に寄与するので、その対策として
回路上次の2方式に類別さする計測回路の採用が一般的
である。
クが理想的なガウス型波形を示している場合の強度測定
において、一定強度放射線の繰シ返し測定の計測値には
次の様々統計的変動誤差が存在する。即ち測定値の平均
値を;とすると統計量1σで表現さ牡る変動誤差は、 ム 1 σ= X で示さ扛、σ/三 の値は測定値(l f、大きくすれ
ば減少する。したがって、第4図の様表従米技術の変動
検出方法ではピークの両側の微小面積を測定するため測
定値(2)ガ小さく、かつ測定領域の形状が理想的なガ
ウス型形状から外するため、その測定値に含ま牡る誤差
は増大する。この誤差は安定化の制御量に影響し、系の
安定度を失わせる方向に寄与するので、その対策として
回路上次の2方式に類別さする計測回路の採用が一般的
である。
その1つはアナログ積分方式による計測回路であシ、抵
抗とコンデンサーで構成さする積分回路で計測を行ない
、時間軸上を離散的に入力する放射線パルスを直流電圧
に変換して取シ出す方法である。上記の統計変動誤差は
直流電圧上のリップル電圧になシ、積分時定数を増大す
ることによシリツブルミ圧は圧縮を受けるが、閉回路制
御系の応答速度は低速化するという欠点を有している。
抗とコンデンサーで構成さする積分回路で計測を行ない
、時間軸上を離散的に入力する放射線パルスを直流電圧
に変換して取シ出す方法である。上記の統計変動誤差は
直流電圧上のリップル電圧になシ、積分時定数を増大す
ることによシリツブルミ圧は圧縮を受けるが、閉回路制
御系の応答速度は低速化するという欠点を有している。
また、この方式では、メルフ1個尚シの信号量が電荷と
して積分回路のコンデンサに貯えられるため、積分回路
前段のパルス整形回路或いは周波数−電圧変換回路等に
非常に高精度な回路が要求されるほか、入カバルスの平
均周期に対する広い範囲をカバーするためには、応答速
度全犠牲にして時定数を大き(取る必要があシ、他方安
定化制御系に発振現象を起させないための帰還利得調整
の困難さがある等の問題点を有している。
して積分回路のコンデンサに貯えられるため、積分回路
前段のパルス整形回路或いは周波数−電圧変換回路等に
非常に高精度な回路が要求されるほか、入カバルスの平
均周期に対する広い範囲をカバーするためには、応答速
度全犠牲にして時定数を大き(取る必要があシ、他方安
定化制御系に発振現象を起させないための帰還利得調整
の困難さがある等の問題点を有している。
もう一つはディジタル積分方式による計測回路であシ、
ディジタル計数回路をタイマー回路で制御しパルス数計
測を行ない、計測終了後にディジタル計数回路よシ計測
値を取シ出すものである。
ディジタル計数回路をタイマー回路で制御しパルス数計
測を行ない、計測終了後にディジタル計数回路よシ計測
値を取シ出すものである。
上記の統計変動誤差は、タイマー回路による計測時間を
長く設定し計測値を大きな値にすることによシ除去する
ことができる。この方式においては、統計変動誤差はデ
ィジタル計数回路で圧縮された信号を用いるため前者の
様な欠点は無いが、タイマー回路及び計測データを制御
量に演算処理する回路が必要なため、複雑、高価な回路
を必要とし、さらに収束するという構造上の欠陥を有し
ている。
長く設定し計測値を大きな値にすることによシ除去する
ことができる。この方式においては、統計変動誤差はデ
ィジタル計数回路で圧縮された信号を用いるため前者の
様な欠点は無いが、タイマー回路及び計測データを制御
量に演算処理する回路が必要なため、複雑、高価な回路
を必要とし、さらに収束するという構造上の欠陥を有し
ている。
以上の次第で、放射線測定の安定化法が古くから提唱さ
しているにもかかわらず、広く実用化さするに到ってい
ない。
しているにもかかわらず、広く実用化さするに到ってい
ない。
本発明の目的は、従って、波高値のレベル安定化の連続
制御が可能で、制御方式が簡易であシ、且つ統計変動を
ディジタル処理によシ安定に処理することができるX線
分析装置用波高値安定化回路を提供することにある。
制御が可能で、制御方式が簡易であシ、且つ統計変動を
ディジタル処理によシ安定に処理することができるX線
分析装置用波高値安定化回路を提供することにある。
9−
以下、図示の実施例によυ本発明の詳細な説明する。
第5図には、本発明による波高値安定化回路を設けた波
高分析器の一実施例が示さしている。この波高分析器1
0は、第1図に示すX線分析装置の従来の波高分析器7
の代シに用いらnるものであシ、その入力端子11には
パルス増幅器6から第2図に示す如きパルス信号Sが入
力さ詐、波高分析さ扛た結果の出力が出力端子12から
取出さ牡、図示しない演算回路においてデータ処理さ詐
る。また、制御信号出力端子13からは、後で詳しく述
べるようにして、波高値安定化のための制御信号が取出
され、AGO信号として高圧電源9(第1図参照〕に印
加さnlこれによシ、測定系内において生ずるパルス波
高値の変動成分が除去さ牡るようその出力高電圧の値が
制御される。
高分析器の一実施例が示さしている。この波高分析器1
0は、第1図に示すX線分析装置の従来の波高分析器7
の代シに用いらnるものであシ、その入力端子11には
パルス増幅器6から第2図に示す如きパルス信号Sが入
力さ詐、波高分析さ扛た結果の出力が出力端子12から
取出さ牡、図示しない演算回路においてデータ処理さ詐
る。また、制御信号出力端子13からは、後で詳しく述
べるようにして、波高値安定化のための制御信号が取出
され、AGO信号として高圧電源9(第1図参照〕に印
加さnlこれによシ、測定系内において生ずるパルス波
高値の変動成分が除去さ牡るようその出力高電圧の値が
制御される。
既に述べたように、パルス増幅器6から出力されるパル
スは、第2図に示す如く、入力螢光X線の波長に従って
高さの異なるパルスから成るパルス列であシ、このパル
ス列に含まれるパルスのう−10ア ち、層目した元素に因って生ずるパルスを波高弁別する
ため、波高分析器10は、3つの電圧比較器14 、1
5 、16を有しており、各電圧比較器14 、 I5
゜16の十入力端子は入力端子11に接続さn1各−入
力端子には比較レベル発生器17からの基準電圧VH,
VM、VLが夫々印加さnている。こ肚らの電圧’VH
、VM 、VLのレベルは、第2図及び第3図に示さn
る電圧レベルV’H,vM、VLに夫々対応してシシ、
電圧源+■1に接続さtている可変抵抗器18 、19
を夫々調整することによシ設定される。従って、入力端
子11から入力さnるパルスの波高値のレベルLがVH
>L>’VMの場合にのみ電圧比較器14の出力は低レ
ベルで電圧比較器15の出力は高レベルとなる。これら
の電圧比較器14 、15の出力は上半クリ逆同時計数
回路加に入力されておp、V H)L’) V Mの条
件のパルスが入力されたときにこの計数回路20はこの
パルスを出力側にとシ出す。一方、入力端子11から入
力さ牡るパルスの波高値のレベルLがV r、 (L
(V Wの場合にのみ電圧比較器15の出力は低レベル
で電圧比較器16の出力は高レベルとなる。これらの電
圧比較器15 、16の出力は下手側逆開時計数回路2
1に入力さnてお1)、V L<L<V Mの条件のパ
ルスが入力されたときに計数回路21はこのパルスを出
力側にとり出す。即ち、上半側逆同時計数回路加は第3
図に示さnる領域Xに属するパルスの入力に応答してパ
ルスを発生し、一方、下半側逆回時計数回路21は第3
図に示される領域YK属するパルスの入力に応答してパ
ルスを発生する。尚、この場合、両計数回路加、21は
、電圧比較器15を共有しているので、ある1つの入カ
バルスに対し両方の計数回路が同時に応答してパルスを
出力することは皆無であシ、従って、両計数回路加、2
1の出力をオア回路22を介して出力端子12から取り
出すことによ)、第3図に示す領域X、Yに属するパル
スの合計発生数を容易に知ることが可能である各計数回
路加、21からの出力パルスは、夫々、上側周波数平滑
益田及び下側周波数平滑器夙に入力されている。これら
の周波数平滑益田、24は、除数信号Rによって定めら
牡る分周比の分局器として働く回路であシ、例えば、プ
ログラマブルカウンタを用いて構成することができる。
スは、第2図に示す如く、入力螢光X線の波長に従って
高さの異なるパルスから成るパルス列であシ、このパル
ス列に含まれるパルスのう−10ア ち、層目した元素に因って生ずるパルスを波高弁別する
ため、波高分析器10は、3つの電圧比較器14 、1
5 、16を有しており、各電圧比較器14 、 I5
゜16の十入力端子は入力端子11に接続さn1各−入
力端子には比較レベル発生器17からの基準電圧VH,
VM、VLが夫々印加さnている。こ肚らの電圧’VH
、VM 、VLのレベルは、第2図及び第3図に示さn
る電圧レベルV’H,vM、VLに夫々対応してシシ、
電圧源+■1に接続さtている可変抵抗器18 、19
を夫々調整することによシ設定される。従って、入力端
子11から入力さnるパルスの波高値のレベルLがVH
>L>’VMの場合にのみ電圧比較器14の出力は低レ
ベルで電圧比較器15の出力は高レベルとなる。これら
の電圧比較器14 、15の出力は上半クリ逆同時計数
回路加に入力されておp、V H)L’) V Mの条
件のパルスが入力されたときにこの計数回路20はこの
パルスを出力側にとシ出す。一方、入力端子11から入
力さ牡るパルスの波高値のレベルLがV r、 (L
(V Wの場合にのみ電圧比較器15の出力は低レベル
で電圧比較器16の出力は高レベルとなる。これらの電
圧比較器15 、16の出力は下手側逆開時計数回路2
1に入力さnてお1)、V L<L<V Mの条件のパ
ルスが入力されたときに計数回路21はこのパルスを出
力側にとり出す。即ち、上半側逆同時計数回路加は第3
図に示さnる領域Xに属するパルスの入力に応答してパ
ルスを発生し、一方、下半側逆回時計数回路21は第3
図に示される領域YK属するパルスの入力に応答してパ
ルスを発生する。尚、この場合、両計数回路加、21は
、電圧比較器15を共有しているので、ある1つの入カ
バルスに対し両方の計数回路が同時に応答してパルスを
出力することは皆無であシ、従って、両計数回路加、2
1の出力をオア回路22を介して出力端子12から取り
出すことによ)、第3図に示す領域X、Yに属するパル
スの合計発生数を容易に知ることが可能である各計数回
路加、21からの出力パルスは、夫々、上側周波数平滑
益田及び下側周波数平滑器夙に入力されている。これら
の周波数平滑益田、24は、除数信号Rによって定めら
牡る分周比の分局器として働く回路であシ、例えば、プ
ログラマブルカウンタを用いて構成することができる。
従って、これらの周波数平滑益田、24は、対応する計
数回路20 ) 21からパルスがR個人力さfる毎に
出力パルスが1つ発生し、加減算カウンタ%の加・貫入
力端子U又は減算入力端子りに入力さnる。このように
、周波数平滑器23.24を設けたことによシ、第3図
に示した様な個々のパルス間隔のバラツキに比し、平滑
器n、24の出力パルスの発生間隔は周期性を帯びて来
る。この動作は統計変動誤差の圧縮動作に他ならないも
のである。加減算カウンタ冗の出力値は1個の那算パル
スの入力で出力値が1だけ増大し、又1個の減算パルス
の入力で出力値が1だけ減少する。又、両チャンネルの
弁別器が同時に動作することは無いので、加減算カウン
タ加の2つの入力端子に同時に信号が入ることも無い。
数回路20 ) 21からパルスがR個人力さfる毎に
出力パルスが1つ発生し、加減算カウンタ%の加・貫入
力端子U又は減算入力端子りに入力さnる。このように
、周波数平滑器23.24を設けたことによシ、第3図
に示した様な個々のパルス間隔のバラツキに比し、平滑
器n、24の出力パルスの発生間隔は周期性を帯びて来
る。この動作は統計変動誤差の圧縮動作に他ならないも
のである。加減算カウンタ冗の出力値は1個の那算パル
スの入力で出力値が1だけ増大し、又1個の減算パルス
の入力で出力値が1だけ減少する。又、両チャンネルの
弁別器が同時に動作することは無いので、加減算カウン
タ加の2つの入力端子に同時に信号が入ることも無い。
加減算カウンタ%は以上の様な動作をするために、2つ
の入力端子に印加するパルス数に差異がちnはその出力
は変化し、差異が減少して13− 来るに従って出力の変化も減少し、2つの入力端子に印
加するパルス数に差がなくlxnば自動的に出力変化が
停止する。そして加減算カウンタ26の計数出力の大き
さは、各平滑器%、24から単位時間aB発生するパル
スの個数の差に応じて定まる。第3図に示すように、あ
る層目したピークにおいては、その広がシの形状はガウ
ス分布に従うものと考えられるので、測定系内での変動
がなければ、レベルVMがピークの中心に一致し1.V
L 。
の入力端子に印加するパルス数に差異がちnはその出力
は変化し、差異が減少して13− 来るに従って出力の変化も減少し、2つの入力端子に印
加するパルス数に差がなくlxnば自動的に出力変化が
停止する。そして加減算カウンタ26の計数出力の大き
さは、各平滑器%、24から単位時間aB発生するパル
スの個数の差に応じて定まる。第3図に示すように、あ
る層目したピークにおいては、その広がシの形状はガウ
ス分布に従うものと考えられるので、測定系内での変動
がなければ、レベルVMがピークの中心に一致し1.V
L 。
VMがレベル−vMよシ同一の所定の値だけずれるよう
に設定されてい肚ば、統計的に、加減算カウンタ26の
出力はほぼ零となっている。又、除数信号R金、各々R
’z 、 RYとに独立設定をし、Rπ=Ryの時はガ
ウス分布に対応するが、Rτ\RYと設定す牡ばガウス
分布が崩1f”したピークにも対応で鳶る。
に設定されてい肚ば、統計的に、加減算カウンタ26の
出力はほぼ零となっている。又、除数信号R金、各々R
’z 、 RYとに独立設定をし、Rπ=Ryの時はガ
ウス分布に対応するが、Rτ\RYと設定す牡ばガウス
分布が崩1f”したピークにも対応で鳶る。
一加減算カウンタ26から出力さする計数データはv/
ムコンバータnによシ出力値に応じたレベルのア・ナロ
グ電圧信号を発生する。この電圧信号は帰還制御利得を
調整する抵抗減衰器28を経て演算14− 増@器29の一入力端子に印加さ几る。演算増幅器29
の十入力端子には、電圧源+V、に接続さnている可変
抵抗器30によシ股定さした基準電圧が印加さ牡ておシ
、両入力電圧の和に従ったレベルの電圧が制御電圧信号
V eとして工しシタフォロア回路31ヲ介して制御出
力端子13に表わnる。この制御電圧信号veは、上記
実施例では、高圧電源9にバイアス電圧として印加さt
lこ扛によシ負帰還回路か構成さ詐、加減算カウンタあ
の出力内容が零となるように測定系の利得が制御される
。
ムコンバータnによシ出力値に応じたレベルのア・ナロ
グ電圧信号を発生する。この電圧信号は帰還制御利得を
調整する抵抗減衰器28を経て演算14− 増@器29の一入力端子に印加さ几る。演算増幅器29
の十入力端子には、電圧源+V、に接続さnている可変
抵抗器30によシ股定さした基準電圧が印加さ牡ておシ
、両入力電圧の和に従ったレベルの電圧が制御電圧信号
V eとして工しシタフォロア回路31ヲ介して制御出
力端子13に表わnる。この制御電圧信号veは、上記
実施例では、高圧電源9にバイアス電圧として印加さt
lこ扛によシ負帰還回路か構成さ詐、加減算カウンタあ
の出力内容が零となるように測定系の利得が制御される
。
従って、上記説明からすぐ判るように、制御電圧信号V
、を、高圧電源9に帰還させる代シに、高電圧電源9i
一定のバイアス電圧を与え、D/Aコンバータ27の出
力を例えばパルス増幅器6の利得調整信号としてパルス
増幅器6に印加することによシ測定系の利得を制するよ
うにしてもよい。
、を、高圧電源9に帰還させる代シに、高電圧電源9i
一定のバイアス電圧を与え、D/Aコンバータ27の出
力を例えばパルス増幅器6の利得調整信号としてパルス
増幅器6に印加することによシ測定系の利得を制するよ
うにしてもよい。
尚、第5図の回路においては、装置の起動時に、検出器
4に高電圧が印加さnず検出器出力が発生していなくて
も、演算回路29から可変抵抗器間の調節によシ定まる
所定の電圧が出力され、中心実施例においては、中心バ
イアス電圧とD / Aコンバータ27の出力との加算
は、上側チャンネルのパルス数が多く加減算カウンタ2
6の出力が増大する時に、最終出力が減する様に演算回
路29による力ロ算器で制御量の極性を整合している。
4に高電圧が印加さnず検出器出力が発生していなくて
も、演算回路29から可変抵抗器間の調節によシ定まる
所定の電圧が出力され、中心実施例においては、中心バ
イアス電圧とD / Aコンバータ27の出力との加算
は、上側チャンネルのパルス数が多く加減算カウンタ2
6の出力が増大する時に、最終出力が減する様に演算回
路29による力ロ算器で制御量の極性を整合している。
この最終出力が高電圧電源を経て検出器にフィードバッ
クするため、本安定化回路は最終的には、周波数平滑器
によシ圧縮され、抵抗減衰器で縮少された統計変動によ
るリップル相当分を除いて自動的に停止する。
クするため、本安定化回路は最終的には、周波数平滑器
によシ圧縮され、抵抗減衰器で縮少された統計変動によ
るリップル相当分を除いて自動的に停止する。
尚、符号32で示さnているのは状態表示回路でアシ、
加減算カウンタ26がオーバーフロー等ヲ起した際、カ
ウンタ出力が反転する前にD/Aコンバータ27の出力
電圧をホールドし、オーバーフロー等の状態を取扱者に
示すと共に、周波数平滑器の演算途中の信号域いは、出
力信号を表示し、或いは合成パルスを分周し表示灯点滅
等の手段により目測型の簡易計数率計の機能を与えるも
のである。
加減算カウンタ26がオーバーフロー等ヲ起した際、カ
ウンタ出力が反転する前にD/Aコンバータ27の出力
電圧をホールドし、オーバーフロー等の状態を取扱者に
示すと共に、周波数平滑器の演算途中の信号域いは、出
力信号を表示し、或いは合成パルスを分周し表示灯点滅
等の手段により目測型の簡易計数率計の機能を与えるも
のである。
第5図に示した波高分析器10による制御特性を実測し
た一例が第6図(ロ)に示さ牡ている。この測定データ
は、1500パルス/秒のX線を比例計数管に入力し、
−20係の波高値変動を人為的に発生させ、最適値に復
帰する様子を検出器のバイアス電圧ΔVHの変化として
捉えたものである。この図から判るように、波高分析器
10は連続的制御を行なうので、スイッチON後X線検
出器用のバイアス電圧ΔI(Vは直ちに上昇し、所定の
中央バイアス値にまで達すると、帰還ループが作動しは
じめ、極めて良好な応管速度でバイアス電圧△■■の制
御動作を行なう。この場合、除数設定器部の設定値Rを
16,128,256と設定した場合を比較してみると
、Rの値が大きくなるにつ牡て平滑器13 、24の平
滑動作が良好に行なわnるように奄シ、滑らかな制御が
行なわれる。こ扛に対し、第6図ω)には、第6図ω)
の測定状況゛と同一の状況で抗折とコンデンサとから成
る積分回路を用いた従来のアナログ方式の場合の実測例
が示さnている。この場合には、時定数7を相当大きく
しな17− いと円滑な制御を行左うことができないが、時定数を大
きくすると立上シ特性に悪影響を与えるという欠点を有
している。又、第6図(C)にはディジタル方式の場合
の実測データが示されている。この場合には、約加秒間
の不感帯を有すると共に間欠制御であるから整定するま
での時間が他の方式に比して著しく長いという欠点を有
している。
た一例が第6図(ロ)に示さ牡ている。この測定データ
は、1500パルス/秒のX線を比例計数管に入力し、
−20係の波高値変動を人為的に発生させ、最適値に復
帰する様子を検出器のバイアス電圧ΔVHの変化として
捉えたものである。この図から判るように、波高分析器
10は連続的制御を行なうので、スイッチON後X線検
出器用のバイアス電圧ΔI(Vは直ちに上昇し、所定の
中央バイアス値にまで達すると、帰還ループが作動しは
じめ、極めて良好な応管速度でバイアス電圧△■■の制
御動作を行なう。この場合、除数設定器部の設定値Rを
16,128,256と設定した場合を比較してみると
、Rの値が大きくなるにつ牡て平滑器13 、24の平
滑動作が良好に行なわnるように奄シ、滑らかな制御が
行なわれる。こ扛に対し、第6図ω)には、第6図ω)
の測定状況゛と同一の状況で抗折とコンデンサとから成
る積分回路を用いた従来のアナログ方式の場合の実測例
が示さnている。この場合には、時定数7を相当大きく
しな17− いと円滑な制御を行左うことができないが、時定数を大
きくすると立上シ特性に悪影響を与えるという欠点を有
している。又、第6図(C)にはディジタル方式の場合
の実測データが示されている。この場合には、約加秒間
の不感帯を有すると共に間欠制御であるから整定するま
での時間が他の方式に比して著しく長いという欠点を有
している。
このように、本発明による装置の場合には、従来の2方
式に比べていずれも制御特性が優牡ており、連続制御に
よシ、極めて短い時間で測定等を最適制御状態とするこ
とができる。
式に比べていずれも制御特性が優牡ており、連続制御に
よシ、極めて短い時間で測定等を最適制御状態とするこ
とができる。
第7図には、本発明による波高値安定化回路を設けた波
高分析器の他の実施例が示されている。
高分析器の他の実施例が示されている。
この波高分竺器40は、パルス増幅器6(第1図参照)
から入力端子41を介して供給さ扛るパルスの波高分析
を行なうため、上側チャンネルパルス波高分析器42と
下側チャンネルパルス波高析器43とを有している。こ
れらのパルス波高分析器42.43の構成は、第5図に
示した電圧比較器14 、15 、16及び逆同時計数
回路加、21とを含ん18− で成る回路と同一であシ、各パルス波高分析器42,4
3の出力0IsO!は、夫々第5図の逆同時計数回路加
、21の出力に相応する。第7図に示す実施例では、こ
牡らの出力Of 、0!は、夫々加減算カウンタ44
の加算入力端子U及び減算入力端子りに直接人力さnて
いる。加減算カウンタ44は、比較的大きな容量のカウ
ンタでアシ、プリセット値設定回路45からのプリセッ
ト信号PSによシ予め定めら牡た所足の値にセットされ
、以後、出力0、としてパルスが入力される毎に計数内
容を1増加させ、一方、出力O3としてノ;ルスが入力
さ牡る毎に計数内容を1減少せしめるように動作する。
から入力端子41を介して供給さ扛るパルスの波高分析
を行なうため、上側チャンネルパルス波高分析器42と
下側チャンネルパルス波高析器43とを有している。こ
れらのパルス波高分析器42.43の構成は、第5図に
示した電圧比較器14 、15 、16及び逆同時計数
回路加、21とを含ん18− で成る回路と同一であシ、各パルス波高分析器42,4
3の出力0IsO!は、夫々第5図の逆同時計数回路加
、21の出力に相応する。第7図に示す実施例では、こ
牡らの出力Of 、0!は、夫々加減算カウンタ44
の加算入力端子U及び減算入力端子りに直接人力さnて
いる。加減算カウンタ44は、比較的大きな容量のカウ
ンタでアシ、プリセット値設定回路45からのプリセッ
ト信号PSによシ予め定めら牡た所足の値にセットされ
、以後、出力0、としてパルスが入力される毎に計数内
容を1増加させ、一方、出力O3としてノ;ルスが入力
さ牡る毎に計数内容を1減少せしめるように動作する。
このように大容量のカウンタを用いると、計数内容がオ
ーバーフローする虞nが極めて少なく々シ、波高分析器
からの出力を分局器を介することなく直接加減算カウン
タ44に入力することり;できる。加減算カライタ44
からの出力D0は、高分解能のD/Aコンバータ46に
入力さtlここでアナログ出力A。に変授さnlこのア
ナログ出力A。は制御量を示す信号として所要の被制御
回路、例えば高圧電源9、に印加することができる。上
記説明から判るように、この波高分析器40は、大きな
容量の加減算カウンタを用いて周波数平滑器を除去した
こと以外は、第5図に示した波高析器と同じであシ、こ
の波高分析器40もまた第5図の波高分析器10と同じ
効果を奏するものである。
ーバーフローする虞nが極めて少なく々シ、波高分析器
からの出力を分局器を介することなく直接加減算カウン
タ44に入力することり;できる。加減算カライタ44
からの出力D0は、高分解能のD/Aコンバータ46に
入力さtlここでアナログ出力A。に変授さnlこのア
ナログ出力A。は制御量を示す信号として所要の被制御
回路、例えば高圧電源9、に印加することができる。上
記説明から判るように、この波高分析器40は、大きな
容量の加減算カウンタを用いて周波数平滑器を除去した
こと以外は、第5図に示した波高析器と同じであシ、こ
の波高分析器40もまた第5図の波高分析器10と同じ
効果を奏するものである。
第8図には、本発明による波高値安定化回路を設けた波
高分析器の更に他の実施例が示されている。この波高分
析器50は、加減算カウンタ44の各出カニ〜N’((
シフトするピットシフト回路514有し、ビットシフト
回路51から出力されるMビット(M<N)の出力デー
タ−iD/Aコンバータ52においてアナログ信号に変
換するように構成し、加減算カウンタ44の計数内容が
大きい場合には上位Mビットー4D/Aコンバータ52
でD / A変換し、一方、加減算カウンタ44の計数
内容か小さい場合には下位Mビット’i D / Aコ
ンバータ52でD/A変換し精密なデータを出力するこ
とによ多桁数の多い高分解能D/Aコンバータを用いる
ことなく、小規模のD/Aコンバータで高精度の制御上
行なうようKした点で第7図の実施例と異なる。
高分析器の更に他の実施例が示されている。この波高分
析器50は、加減算カウンタ44の各出カニ〜N’((
シフトするピットシフト回路514有し、ビットシフト
回路51から出力されるMビット(M<N)の出力デー
タ−iD/Aコンバータ52においてアナログ信号に変
換するように構成し、加減算カウンタ44の計数内容が
大きい場合には上位Mビットー4D/Aコンバータ52
でD / A変換し、一方、加減算カウンタ44の計数
内容か小さい場合には下位Mビット’i D / Aコ
ンバータ52でD/A変換し精密なデータを出力するこ
とによ多桁数の多い高分解能D/Aコンバータを用いる
ことなく、小規模のD/Aコンバータで高精度の制御上
行なうようKした点で第7図の実施例と異なる。
本発明によnば、上述の如く、大規模3回路を用いるこ
となく、波高値のレベル安定化を連続的に、且つ速い応
答速度で制御することができるので、種々の原因による
波高レベルの変動を良好に抑えることができる。
となく、波高値のレベル安定化を連続的に、且つ速い応
答速度で制御することができるので、種々の原因による
波高レベルの変動を良好に抑えることができる。
第1図は従来用いらnているX線分析装置の概略ブロッ
ク図、第2図は第1図に示さ牡るXff1J検出器から
の出力信号の波形図、第3図、&I4図はパルスの波高
レベルLと発生頻度との関係を示すグラフ、第5図は本
発明による波高値安定化回路の一実施を示す回路図、第
6図砂)は第5図に示した回路によシバルス波高値の安
定化制御を行なった場合の制御特性の一実測例を示す特
性図、第6図ψ)、第6図(C)は従来の安定化回路に
よシバルス波高値の安定化制御を行なった場合の制御特
性の21− 一実測例を示す特性図、第7図、第8図は本発明の他の
実施例のブロック図である。 1゜。試料 2、。照射放射線 300反射放射線 40.X線検出器 5゜、前置増幅器 66.パルス増幅器 7゜。波高分析器 8゜。表示装置 9、。高圧電源 10 、。波高分析器 14 、1.5 、16゜。電圧比較器17゜。比較レ
ベル発生器 旬。。上半制逆同時計数回路 21゜。下半側逆回時計数回路 n。。上側周波数平滑器 冴0.下側周波数平滑器 26゜。加減算カウンタ 27、。D/Aコンバータ 40.50゜。波高分析器 420.上側チャンネルパルス波高分析器43゜。下側
チャンネルパルス波高分析器44、.7JO減算カウン
タ 45、。プリセット値設定回路 46、、D/Aコンバータ 510.ビットシフト回路 52、。D / Aコンバータ 以上 出願人 株式会社第二精工舎 代理人 弁理士最上 務 −23=
ク図、第2図は第1図に示さ牡るXff1J検出器から
の出力信号の波形図、第3図、&I4図はパルスの波高
レベルLと発生頻度との関係を示すグラフ、第5図は本
発明による波高値安定化回路の一実施を示す回路図、第
6図砂)は第5図に示した回路によシバルス波高値の安
定化制御を行なった場合の制御特性の一実測例を示す特
性図、第6図ψ)、第6図(C)は従来の安定化回路に
よシバルス波高値の安定化制御を行なった場合の制御特
性の21− 一実測例を示す特性図、第7図、第8図は本発明の他の
実施例のブロック図である。 1゜。試料 2、。照射放射線 300反射放射線 40.X線検出器 5゜、前置増幅器 66.パルス増幅器 7゜。波高分析器 8゜。表示装置 9、。高圧電源 10 、。波高分析器 14 、1.5 、16゜。電圧比較器17゜。比較レ
ベル発生器 旬。。上半制逆同時計数回路 21゜。下半側逆回時計数回路 n。。上側周波数平滑器 冴0.下側周波数平滑器 26゜。加減算カウンタ 27、。D/Aコンバータ 40.50゜。波高分析器 420.上側チャンネルパルス波高分析器43゜。下側
チャンネルパルス波高分析器44、.7JO減算カウン
タ 45、。プリセット値設定回路 46、、D/Aコンバータ 510.ビットシフト回路 52、。D / Aコンバータ 以上 出願人 株式会社第二精工舎 代理人 弁理士最上 務 −23=
Claims (1)
- (1)試料に放射線を照射した際に該試料から得らnる
X iJのエネルギーに応じた波高値のパルスを発生せ
しめ該パルスの波高値データを統計処理することによ多
試料の分析を行なうようにしたX線分析装置用の波高値
安定化回路において、層目したパルス群の上側チャンネ
ルのパルス波高弁別を行々う第1波高弁別器と、前記層
目したパルス群の下側チャンネルのパルス波高弁別を行
なう第2、波高弁別器と、前記第1.第2波高弁別器か
らの出力パルスによシ加減算を行なう加減算カウンタと
を備え、前記加減算カウンタからの出力内容に従って前
記X線分析装置の測定等の利得を制御し前記パルスの波
高値制御を、行なうことを特徴とするX線分析装置用波
高値安定化回路。!(2)試料に放射線を照射した際に
該試料がら得られるx腺のエネルギーに応じた波高値の
パルスを発生せしめ該パルスの波高値データを統計処理
することによ多試料の分析を行なうようにしたX線分析
装置用の波高値安定化回路において、着目したパルス群
の上側チャンネルのパルス波高弁別を行笈う第1波高弁
別器と、前記着目したパルス群の下側チャンネルのパル
ス波高弁別を行なう第2波高弁別器と、前記第1及び第
2波高弁別器からの出力パルスの周波数平滑を夫々行な
う第1゜第2周波数平滑手段と、前記第1.第2周波数
平滑手段からの出力パルスによシ加減算を行なう加減算
カウンタとを備え、前記力ロ減算カウンタからの出力内
容に従って前記X線分析装置の測定等の利得を制御し前
記パルスの波高値制御を行々うことを特徴とすiX線分
析装置用波高値安定化回路(3)前記第1.第2周波数
平滑手段が、夫々前記第1.第2波高弁別器からパルス
が夫々所定個数入力さ牡たことに応答してパルスを出力
する分周回路であることを特徴とする特許請求の範囲第
(2)項記載のX線分析装置用波高値安定化回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56119558A JPS5821149A (ja) | 1981-07-29 | 1981-07-29 | X線分析装置用波高値安定化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56119558A JPS5821149A (ja) | 1981-07-29 | 1981-07-29 | X線分析装置用波高値安定化回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5821149A true JPS5821149A (ja) | 1983-02-07 |
Family
ID=14764286
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56119558A Pending JPS5821149A (ja) | 1981-07-29 | 1981-07-29 | X線分析装置用波高値安定化回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5821149A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59129195A (ja) * | 1983-01-13 | 1984-07-25 | Ricoh Co Ltd | 熱転写記録媒体 |
JPS60177286A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-11 | Aasunikusu Kk | Ri計測装置 |
JPS60187590A (ja) * | 1984-03-06 | 1985-09-25 | Fuji Photo Film Co Ltd | 感熱記録材料 |
JPH0672075U (ja) * | 1992-11-11 | 1994-10-07 | アースニクス株式会社 | Ri計測装置 |
JPH07229861A (ja) * | 1994-02-16 | 1995-08-29 | Dkk Corp | 放射線分析装置 |
-
1981
- 1981-07-29 JP JP56119558A patent/JPS5821149A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59129195A (ja) * | 1983-01-13 | 1984-07-25 | Ricoh Co Ltd | 熱転写記録媒体 |
JPS60177286A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-11 | Aasunikusu Kk | Ri計測装置 |
JPS60187590A (ja) * | 1984-03-06 | 1985-09-25 | Fuji Photo Film Co Ltd | 感熱記録材料 |
JPH0672075U (ja) * | 1992-11-11 | 1994-10-07 | アースニクス株式会社 | Ri計測装置 |
JPH07229861A (ja) * | 1994-02-16 | 1995-08-29 | Dkk Corp | 放射線分析装置 |
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