JPS58191550A - 符号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明は、複数の源から与えられるディジタル情報を単
一の伝送チャンネルを介して伝送するようにした多重速
度ディジタル伝送方式に係り、さらに具体的に言えば、
音声信号をそのようにして伝送するディジタル・データ
伝送方式に係る。

〔発明の背景〕

所与のチャンネルを介してディジタル情報を伝送するた
めの条件は、時間的に変動することがある。従って、実
際の伝送条件にもとづいである速度から別の速度に切換
える友めの甑純な手段−に備えた、多重速度データ伝送
装置（すなわち、毎秒当りいくつかの鴇なる数のビット
を伝送することのできる伝送装置）をもつことが有利で
ある。

また、伝送回線のコストのために、製造業者は、複数の
源から単一のチャンネルを介して情報を伝送できるよう
な伝送方法を検討することが多い。

ディジタル技術は、この種の操作に特に役に立つ。

この之めに、様々な源から発する信号が別々にサンプル
される。これらのサンプルはディジタル・コード化され
てから、いわゆる時分割多重イヒ（ＴＤＭ）技術を用い
て単一の伝送チャンネル上を交互にかつ順次に伝送され
る。しかし、システムの正しい操作のためには、伝送チ
ャンネルの他端に位置する、すなわち受信側の各受信装
置が指定された信号を検索することが必要である。言い
換えれば、サンプルが、受信側の逆多重化（ｄｅｍｕｌ
ｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）プロセスによって正しく再分配さ
れなければならないだけでなく、各受信装置に与えられ
るべきサンプル・ストリーム中に含まれる情報が、元の
信号を正確に再生するのに十分でなければならない。一
層詳細に説明すれば、これらの源が伝送すべき音声信号
を異なる一被呼者側に送る場合、後者は了解可能なだけ
でなく、十分な聴取品質をもつ情報を受取らねばならな
い。

これは、矛盾する２つの要求である。というのは、信号
を正確に再生するためには、信号のディジタル表現はで
きるだけ正確でなければならず、すなわちこの信号を定
義するディジタ、ル・データの量が比較的大きくなけれ
ばならないのに対し、他方では、所与の時間間隔内に成
る源によって与えられるデータの量が多いほど、同一の
伝送チャンネルによってサービスできる源の数は少なく
なるからである。

この種の問題に対する解決方法は数多い。これらの解決
方法が多様なことは、この問題を研究し有効な回答を見
つけようとする産業界の関心の証明である。現在、当該
技術分野ではますます多くの努力が注がれており、まだ
当該システムの改良が限界に達していないことを示して
いる。

２つの研究方向が認められる。第１は、各源によって発
生された信号を処理する方法に関するものであり、第２
は、様々な源の管理に関するものである。

ここで問題にしている信号は、基本的に音声信号なので
、最小量のディジタルの情報に対して音声信号の品質を
できるだけ変質させない、コード化／解読方法を定義す
るために、音声特性が考慮される。多くの音声信号処理
方法が、多数の刊行物で定義されている。特に、音声コ
ード化方法について知るには、１９６５年にＳｐｒ　ｉ
ｎｇｅ　ｒ−Ｖａｒｌａｇ社によって発行されたＪ、フ
ラナガンの著書゛５ｐｅａｃｈ　　Ａｎａｌｙｓｉｓ　
　５ｙｎｔｈｅｓｉｓ　　ａｎｄＰｅｒｃｅｐｔｉｏｎ
　　’を参照すべきである。もう一つの文献は、”　Ｉ
　ＥＥＥ　　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉ’ｏｎａｌＣｏｎｆｅ
ｒｅｎｃｅ　　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ、５ｐｅａｃ
ｈａｎｄ　　Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　
　”の刊行物である。そこには、音声信号を最小限のデ
ィジタル情報で正確にコード化′することを目的とする
、い複数の源からの出力を単一の伝送チャンネルを介し
て伝送するための、多重化技術について醍に触れた。か
かる技術は、大雑杷に言って、伝送チャンネルを順番に
且つ循環的に各源へ割振ること（ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ
　　）にもとづいている。かかる技術の限界は容易に理
解できる。明らかに、チャンネルの伝送容量（毎秒当り
のビット数）は、原則として同じ１秒間に種々の源によ
って与えられるビットの総数以下であってはな、らない
。しかし、音声信号の源は、間歇的な活動状況をもつと
いう特性をもっている。より具体的に言えば、所与の時
間に会話中の加入者に接続されているため活動状態にあ
ると思われる成る源については、活動期間の間に挿まれ
た非活動期間が検出される。単一の伝送チャンネルを′
Ｌ″個の源のグループと関連させるために、これらの非
活動期間の存在を使用する技術が開発されてきた。１例
として、いわゆるＴＡＳ　Ｉ　（Ｔｉｍｅ　Ａａｓｉｇ
ｎｍｅｎｔ　　５ｐｅａｃｈＩｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏ
ｎ　　）技術を挙げることができる。かかる技術は、所
与の瞬間に（予定の判定基準にもとづき）有効に活動し
ていると考えられる源のグループを識別し、それらの源
のみに伝達チャンネルを割振るための装置を使用してい
る。数字りは、実際上の危険を含めて、統計的規則によ
ってかなり大きく定義される。例えば、長い活動の期間
中、ＴＡＳＩ型多重化システムは、いくつかの源からく
る信号の伝送を遅延させ、あるいはこれらの源を凍結、
言い換えればその音声を中断しなければならないことが
ある。これらのすべての解決方法は、もちろん、実時間
式会話システムでは排除される。

最後に、各源によって供給される音声信号を圧縮するい
わゆる圧縮技術を、Ｌ個の源のグループを多重化する技
術と組合わせることができる。しかし、これはシステム
に余分な複雑さを増す危険があり、実際の応用に適さな
い。かかる組合わせを利用した方法の中で％ＩＥＥＥ　
Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎＣＯＩＴ１７ｎｕｒｌｉ
　ｃａ　ｔ　ｉ　０ｎＱｖ、■ＯＡ　Ｃ−２８、Ａ７．
Ｊｕｌｙ　１９８０　　ｐａｇｅ１０４０に所載のり、
　　Ｊ、　　グツドマンによる”Ｅｍｂｅｄｄｅｄ　　
ＤＰＣＭ　　ｆｏｒ　　Ｖａｒｉａｂｌｅ　　ＢｉｔＲ
ａｔｅ　　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”　と題する論文
で提案した方法を挙げることができる。

ここで検討されたシステムの各源の音声信号は、まず比
較的大きなビット速度（最大速度）でコード化される。

しかし、各音声信号のサンプルをコード化することによ
って得られるビットは、ビットの重みに応じて事前に確
定された順序にもとづき、伝送すべきビット・ストリー
ム中に置かれる。

これは、既にコード化された信号を最大速度より底いコ
ード化速度に対応する伝送速度で伝送するというもので
、実施すべき操作は極めて単純であり、すなわち複数の
ビットがドロップされるというものである。しかし、こ
の技術にもとづく可能な伝送速度の数は、信号サンプリ
ング周波数の倍数のみが使用できるため、比較的限られ
ている。

〔発明の概要〕

本発明の目的は、簡単で効率的な多重速度ディジタル音
声伝送方式を提供することである。

本発明の他の目的は、Ｌ個の源のグループから与えられ
る音声信号を、互いに簡単に組合わすことのできる圧縮
技術と多重化技術によって、単一の伝送チャンネル上に
集中化するための伝送方式を提供することである。

本発明の他の目的は、トラフィックの輻漢期間に所与の
源から供給される出力の遅延または凍結を避ける集中化
技術を提供することである。

具体的に言えば、本発明は、各源における信号を圧縮す
るために、当該音声信号の周波数帯域を所与の数の副帯
域（５ｕｂ−ｂａｎｄｓ）　　に分割することを含む技
術を利用している。これらの嘔１１帯域は複数のサブ・
グループに再グループ化され、該サブ・グループの数は
可能な伝送速度の数の関数として定義される。各サブ・
グループのコード化ビット速度は、前記可能な速度の少
なくとも１つの関数として定義される。各サブ・グルー
プ中の副帯域信号は、当該サブ・グループへ割振られる
量子化ビット・リソース（コード化速度）Ｏ動的割振り
によって量子化される。所与の期間にわたって各サブ・
グループ中の信号をコエド化することによって得られる
複数のビットは、予定のゾーンから成る反復フレームを
介して分配される。但し、該ゾーンの各々は、同じサブ
・グループに属する予定の副帯域から与えられる信号の
コード化に対応するビットを受取るようにされている。

所与の時間の有効な伝送速度が一旦選ばれると、それに
応じて予定された１つないし数個のゾーンにおけるビッ
トを伝送ｉ旧（ドロップすることによって、各フレーム
が切詰められる。

上述のプロセスは、最高のコード化速度をより活動的な
源に割振ることによって、いくつかの源から供給された
音声信号を１つの伝送チャンネル上で集中化するのに、
特に適している。

〔実施例の詳細な説明〕

Ｄ、Ｊ、　グツドマンが提唱した前述のプロセスは、処
理された信号の周波数帯域を一定に保つ。

かくて、ナイキスト周波数が不変なので、使用可能なコ
ード化ビットが常に同じ数のサンプルをコード化するた
めに使用される。

しかし、伝送すべき信号に割振られる周波数帯域と該信
号の各サンプルをコード化するために使用可能なビット
の平均数の間で妥協を見出十ことが有利である。

同時係属の米国特許出願は、かかる妥協に動的に達する
ための方法を記述している。かかる方法は、信号をコー
ド化して得られる複数のビットを、予定のフォーマット
をもつフレーム内に配列することを含んでいる。既知の
いくつかの基本原則がこの方法で使用される。これらの
原則、すなわちいわゆるビット・ブロック・コード化技
法および副帯域間の量子化ビット速度の動的割振りを伴
う副帯域コード化技法を用いて、本発明は特定の適用業
務に適した新規な伝送方式を提供する。

いわゆるブロック・コード化技法は、１９７４年にチュ
ーリヒで開催された国際ディジタル通信セミナーでＡ、
クロツシエが発表した’　Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｎ　ＰＣ
Ｍ　　ａｎｄ　Ｄｅｌｔａ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：Ｂ
ｌｏｃｋ　Ｃｏｍｐａｎｄｅｄ　　Ｃｏｄｉｎｇ　　ｏ
ｆ　　５ｐｅａｃｈＳ　ｉ　ｇｎａ　ｌ”　と題する論
文に記述されている。Ａ。

クロツシエは固定長（例えば２０ミリ秒）の音声信号セ
グメントをコード化することを提案している。コード化
すべき信号のスケール・ファクタ（特性項）は、信号セ
グメント内の信号振幅のスイングに応じて、各セグメン
トごとに定義される。

この特性項は、セグメント・ダイナミックスの関数であ
り、該セグメントのコード化の基準として使用される。

さらに具体的にいえば、音声信号は、そのナイキスト周
波数でサンプル、されるので、各信号セグメントは１つ
のサンプル・ブロックヲ与える。特性項Ｃは、ブロック
中の最大のサンプルが考察中の時間間隔中にコード化限
界を越えないようなものでなければならない。

例えば、Ｎ個のサンプルを含むブロックについては、こ
れらのＮ個のサンプルを分類してその中の最大のサンプ
ルを検出し、その値をｒｃＪに割振ることによって、特
性項「ＣＪが選択できる。

各ブロック中のサンプルが受ける副帯域コード化操作に
関しては、米国特許第４１４２’０７１号および第４２
１６３５４号ならびに１９７８年４月１０日〜１２日に
米国のタルサで開催されたＩＥＥＥ国際会議でり、エス
テパン等が行なった発表論文に記述されている。本発明
の実施例ではその要素の表示法を少し修正することもあ
るが、これは明らかであってもあいまいさを避けるため
である。

副帯域コード化技法については、音声信号の周波数帯域
幅は、ｒＰＪ個の副帯域に分割されることを理解すべき
である。各副帯域中で供給されろサンプルは、該副帯域
中に含まれろ信号の相対エネルギーにもとづいて、可変
的精度で量子化（または再量子化）される。言いかえれ
ば、総合的量子化ビット速度を一定とした場合、各副帯
域に割振られる特定の速度は、該副帯域中に含１れる信
号の相対エネルギーの関数として時間的に変化するとい
うことである。

以下の説明で明らかとなるように、本発明のプロセスは
、いかなる型式の副帯域コード化方式にも適用される。

さらに具体的にいえば、本発明のプロセスは、伝送すべ
き音声信号の全周波数帯域幅が複数の副帯域に分割され
る。米国特許第４１４２０７１号に記述されている型式
の副帯域コード化方式に適用される。また、伝送すべき
音声信号のいわゆるベースバンドのみが副帯域に分割さ
れるような副帯域コード化方式にも適用される。

かかる型式のコーグの実施例が、上記の米国特許第４２
１６３５４号に記述されている。この型式のコーグと類
似する具体例が、前述のタルサ国際会議テＤ、エステパ
ン等によって発表された”９６／７．２Ｋｂｐｓ　　Ｖ
ｏｉｃｅ　　Ｆｘｃｉｔｅｄ　　Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ
Ｃｏｄｅｒ　　（ＶＥＰＣ）　　”と題する論文に記述
されている。

第１図は、この種のＶＥＰＣ型コーダを示す。

コーグ人力ＩＮに印加された音声信号は、フィルタ１０
で低域柳波される。低域濾波される信号は、周波数帯域
幅く３４００Ｈｚ（電話帯切幅）を有する。フィルタ１
００の出力１４．８ＫＨｚでのサンプリング操作および
１２ビツトのＰＣＭコード化操作を遂行する、アナログ
−ディジタル変換回路１２に送られる。次に、コードイ
ヒされたサンプルは、より効率的にコード化できるよう
にするため、ＶＥＰＣ型コーダの残りの部分で再コード
化される。このために、サンプルは、パラメータ予測回
路１４ならびに減算回路１６および逆フィルタ１８に送
られる。予測回路１４は、アナログ−ディジタル変換回
路１２によって与えられる信号から、１群の部分自動相
関係数（ＰＡＲＣＯＲ）を発生するλこれらの係数は、
予定の期間、例えば２０ｍ秒ないしそれ以下の間、逆フ
ィルタ１８を調節するために使用される。逆フィルタ１
８によって与えられる信号は、音声信号の予測可能部分
である。減算回路１６は、アナログ−ディンタル変換回
路１２によって与えられる信号から逆濾波された信号を
差引くもので、元の音声信号の冗長を含まない残余信号
ｅ　をもたらす。次に、この残余信号が、フィルタ２０
でベースバンドを濾波される。フィルタ２０は、ある周
波数例えばく２ＫＨｚまでに制限された、残余ベースバ
ンド信号のサンプルＸ（ｎ）ならびに除去された高周波
帯域中の信号エネルギーに関する情報を供給する。残余
ベースバンド信号は、副帯域コーグ２２に送られる。コ
ーグ２２は、量子化ゼットの動的側撮り技術を用いて残
余ベースバンド信号を再量子化し、Ｓと記した情報を供
給する。高周波帯域（例えば１６２５〜３４００Ｈｚ　
）のエネルギーは、Ｅと記した情報を与える量子化回路
２４中で再電子化される。部分自動相関係数、いわゆる
ＲＡＲＣＯＲ係数に関しては、これらは量子化回路２６
の再喰子化操作を通して再コード化され、かくてＫと記
した情報を与える。この３種の情報、すなわち係数（８
）エネル＋−＜ｍおよび信号（Ｓ）は、曜コーダ入力Ｉ
Ｎに印加された音声信号を完全に特徴づける、コード化
表現である。これは、マルチプレクサ２８によってチャ
ンネルＬを介して伝送することができる。

先ず、このシステムはブロック圧伸ＰＣＭ、すなわちＢ
ＣＰＣＭ型の操作を行なうので、音声信号は、連続する
２０ミリ秒の信号セグメントを表わすＮ個のサンプルの
ブロックによって処理される点に注意すべきである。

パラメータ予測回路１４は、米国特許第４２１６３５４
号に詳しく記述されており、より正確に言えば、該特許
の第６図および第７図に示されている。この予測回路の
基礎となる方法は、“ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓ＝ａｃｔ
ｉｏｎｓ　　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ。

Ｓｐｅ＠Ｃｈ　　ａｎｄ　　Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ”１９７７年６月刊、所載の論文中で、Ｊ
、　　Ｌ、ルーおよびＣ，ゲーゲンが提唱したアルゴリ
ズムを実現したものである。

フィルタ２０は、その高周波側かく２０００Ｈｚ。

例えば１６７５Ｈｚに制限されている、ディジタル低減
フィルタからなっている。このフィルタ２０は、それに
よって除去された高周波範囲１６２５〜３４１０Ｈｚ中
に含丑れるエネルギーＥを測定するための手段を含んで
いる。フィル′り２０の具体例が、米国特許第４２１６
３５４号に記述されている（第２図を参照すること）。

いわゆる残余信号の高周波帯域内に含１れているエネル
ギー情報は、量子化回路２４で、１０秒毎に、すなわち
２０ミリ秒の各信号セグメントで２度量子化される。

残余ベースバンド信号のサンプルＸ（ｎ）！ｄ、４ＫＨ
ｚの速度で低減フィルタ２０から生ぜられる。

この残余ベースバンド信号は、副帯域間での量子化ビッ
ト速度の動的割振りによってコーグ２２中でＢＣＰＣＭ
型の再コード化操作を受ける。この型式のコード化は、
上記の各刊行物に記述されている。

ここで、いくつかの規則につ艷て簡単にふれておく。再
コード化すべき信号の周波数帯域幅を分割してできる副
帯域の数をＰとする。ＢＣＰＣＭ型の再コード化を行な
うべき信号セグメントに対応する、２０ミリ秒の時間間
隔中の各副帯域中のサンプルの数をＮとする。最後に、
ｉ番目の副帯域におけるＮ　（ｌｆｆｉのサンプルから
なるブロック中のｊ番目のサンプルをＸ（ｉ、ｊ）とす
る。各副帯域の信号セグメントについて、副帯域の特性
項Ｃ（ｉ）が、次式から求められる。

これは、各ブロック中のサンプルを分類して、それから
絶対値が最大のサンプルを求め、かかる値をＣ（ｉ）に
割振ることによって求められる。このようにしてｐ個の
特囲項Ｃ（１）、Ｃ（２）、・・・・　Ｃ（ｐ）が得ら
れる。これらの特性項は、結局は対数表を索引すること
によって再量子化され、かくてＣ（１）のコード化に割
振られるビットの数が費少する。

ここで、再コード化された特性項Ｃ（ｉ）を、Ｃ（ｉ　
）で表わすことができる。

また、サンプルＸ（ｉ、ｊ）は、対応する（再）量子化
ステップが、処理中のサンプルの属する副帯域の関数と
して、さらに具体的にいえば、他の副帯域中に含まれて
いる同じ時間間隔中のエネルギーと比較した当該副帯域
中に含まれる相対エネルギーの関数として定義されるよ
うな形で（再）量子化される。ｐ個の副帯域サンプルを
（再）量子化するための、副帯域サンプリング期間当り
の（再）量子化ビット速度について、次式で求められる
ピット数ｎ（ｉ）を３番目の副帯域の再量子化に割振る
ことによって、総合的な量子化信号／雑音比が最小限に
抑えられる。

ｎ（ｉ）＝ユＣＭ　−！　　　ｌｏｇ　Ｃ（ｊ））＋１
ｏｇ　Ｃ（ｉ）　　（２）Ｐ　　　３＝ま たｆｉ　Ｌ　ｉ−１，２、・・・・・・、ｐまたΣ　ｎ
　（ｉ）＝　Ｍ　　　　　　　　　　　　　　　（３）
ｉ　＝　１ すなわち、（再）量子化速度が動的に割振られることに
なる。

実際には、上記の先行技術の文献に記述されているよう
な若干の再調整を加えずに、式（３）が直接光たされる
ことは決してない。

もつと具体的に言えば、Ｃ（ｉ）の解読から得られる項
を〜（１）とすると、式（２）は次式で置換えられる。

本発明の要件に関しては、副帯域がいくつかのサブ・グ
ループに再グループ化され、そして数Ｍすなわち量子化
速度は、サブ・グループ毎に異なる。サブ・グループの
数は、伝送が行なわれる予定の速度の数にもとづいて定
義される。選択される速度は、２．４．４．８、Ｚ２．
９６および１２　Ｋｂｐｓである。そうすると、２０ミ
リ秒毎の、コード化ビットの合計数は異なることになる
。すなわち、２．４Ｋｂｐｓ伝送の場合は４８ビット；
）４８Ｋｂｐｓ伝送の場合は９６ビツ）；７．２Ｋｂｐ
ａ伝送の場合は１４４ピット；９．６Ｋｂｐｓ　　伝送
の場合は１９２ビット：ｊ２Ｋｂｐｓ　伝送の場合は２
４０ビツトとなる。コード化ビットの合計数から、エネ
ルギー（Ｅ）、ＰＡＲＣＯＲ係数（６）、および特性項
をコード化するために割振られるビットの数を差引いた
後、これらのサンプルを再量子化するためのビットの数
が得られる。選ばれたビットの割振りを、第１表にまと
めて示す。いくつかのビットは割振られていないことを
指摘しておく。まり、「マクロ・サンプル」という表現
は、同じサンプリング時間に考慮される所与のサブ・グ
ループに属する複数の副帯域によって提供されるような
サンプルのグループを指すものであることを指摘してお
く。

第２図は、本発明を実現するために修正した副帯域コー
グ２２の実施例を示す。コーグ２２はフィルタ・バンク
ろＯから成り、このバンクは残余ベースバンド信号の周
波数帯域幅を、下記の第２表に従って分配された、隣接
する１２個の副帯域に分割する。

フィルタ・バンク３０は、刊行物であるＩＢＭＴｅｃｈ
ｎｉｃａｌ　　Ｄｊｓｃｌｏｓｕｒｅ　　Ｂｕｌｌｅｔ
ｉｎ。

Ｖａｔ、１９、Ａ９、Ｆｅｂｒｕａｒｙ　　１９７７、
ｐｐ。

３４３８−３４３９に記述されている如き半帯域直角フ
ィルタ・セルラ含ム。

０〜１２５Ｈｚの副帯域は使用しない。その他の副帯域
は第１表および第２表の指示にもとづいて複数のサブ・
グループにグループ化され、そして動的ビット割振り、
すなわち各マクロ・サンプルごとに使用すべき量子化ス
テップを決定するために、動的ビット割振回路ＤＡＢ　
１〜ＤＡＢ、！ｌに入力される。さらに具体的に言えば
、各サブ・グループは、可能な伝送速度の少なくとも１
つに対応する。各サブ・グループ中の最高の伝送速度は
、そのサブ・グループ中のコード化ビット速度を決定す
る。

動的ビット割振回路ＤＡＢ１は第１のサブ・グループＳ
Ｇ１として再グループ化された副帯域２〜５を扱う。Ｄ
ＡＢｌは、発生回路６１によって与えられる項Ｃ（ｉ）
から５上記副帯域２〜５に関すル各マクロ・サンプルご
とに所与の固定ビット速度Ｍ１、すなわちＭｌ−８ビツ
トの動的割振りを計算する。ここで、 とすると、サブ・グループＳＧｌ中の副帯域の間に動的
に割振るべき量子化ビットＮ（ｉ）の数は次のようにな
る。

Ｎ（ｉ）＝β１＋　ｌｏｇ　Ｃ（ｉ）　　　　　　　　
　　　　（６）ただしｉ＝２．３．４．５ 動的ビット割振回路ＤＡＢ２は、（サブ・グループＳＧ
２を形成するためにサブ・グループＳＧ１に追加される
）副帯域１および乙に対する８個の追加ビットの動的割
振りを計算する。これについては下式が成立する。

β２＝１（８８−１ｏ　ＣＩ−ｌｏｇ　Ｃａ　）　　　
　（７）Ｎ（ｉ）＝β２　＋　ｌｏｇ　ＣＩ　　　　　
　　　　　　　　（８）Ｎ　（６）＝βｚ　＋　ｌｏｇ
　Ｃ６（９）動的ビット割振回路ＤＡＢ　３は、（サブ
・グループＳＧ３を得るために、ＳＧ２に追加すべき）
副帯域７．８．９に対する７個の追加ビットの割振りを
計算する。

Ｎ（ｉ）＝β３＋ｌｏｇｃ（ｉ）　　　ｉ＝７．８．９
ａ１）最後に、動的ビット割振回路ＤＡＢ４は（サブ・
グループＳ０４を得るためにＳＧ３に追加すべき）副帯
域１０．１１．１２に対する７個の追加ビットを動的に
割振る。

Ｎ（ｉ）＝β４＋ｌｏｇで（ｉ）　　　１＝１０，１１
．１２　　　（Ｌｌこれらの回路ＤＡＢ　１〜ＤＡＢ　
ｄは動的ピット割振り装置６６としてグループ化されて
いる。

実際には、計算された各Ｎ（ｉ）を整数値に直して動的
ビット割振回路ＤＡＢＩ〜ＤＡＢ４つ各々によって決定
されたＮ（ｉ）の合計が、サブ・グループの予定の割振
シビット数に等しくなるようにしなければならない。か
かる調整は、上記の参照文献で既に記載されている技術
によって行なわれる。

１２個の副帯域に対するＮ（ｉ）の合計は、各マクロ・
サンプルについて５０に等しい。すなわち、最高の伝送
ビット速度に対して定義される各マクロ・サンプルのビ
ットの数に等しい（第１表を参照のこと）。２　Ｉｔ　
ＯＯｂｐｓ　　（サブ・グループ５ＧＯ）における（再
）量子化動的割振りは、説明しなかった。この伝送速度
は、後述する特別なやり方で処理される。

各副帯域の量子化のｋめにビット速度が一旦割振られる
と、信号サンプルは量子化回路Ｑ１〜Ｑ４中で再量子化
される。次に再量子化されたサンプルのビットは、以下
で例を挙げて説明するようにフォーマット化される。

従って、回路アセンブリ（３１，６３、Ｑｌ、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４）が複数の副帯域をサブ・グループへ再グルー
プ化し、そしてそのサブ・グループに関係する各副帯域
中の信号を再量子化することがわかる。

例を挙げると、動的ビット割振回路ＤＡＢ　１〜ＤＡＢ
４が次の値を与えるものと仮定する。

ＤＡＢＩ　　　　　　　　　　　　　Ｎ（２）二２（サ
ブ・グループ５Ｇ１）　　　　　Ｎ（３）＝１Ｎ（４）
＝２ Ｎ　（５）　＝６ ＤＡＢ２　　　　　　　　　　　　Ｎ（１１＝５（サブ
・グループ５Ｇ２）　　　　　Ｎ（６）＝３Ｄ　Ａ　Ｂ
　３　　　　　　　　　　　　Ｎ（７）＝’１（サブ・
グループＳＧろ）　　　　　　Ｎ（８）＝４Ｎ　Ｃ９）
　＝　２ ＤＡＢ４　　　　　　　　　　　Ｎｏ（ｅ＝２（サブ・
グループ５Ｇ４）　　　　　Ｎα０＝４Ｎ　（を埠工ま ただし ２ Σ　Ｎ（ｉ）＝３０ １＝１′ これらのＮ（ｉ）個の速度は、それぞれサブ・グループ
Ｓ、Ｇ１〜ＳＧｄ中のサンプルを処理する量子化回路Ｑ
１〜Ｑ４の再量子化ステップを調節するために使用され
る。ｉ番目の副帯域の再量子化ステップＱ　（ｉ）は次
のようになる。

Ｑ（ｉ）−”Ｃ（ｉ）／　２　Ｎｏ” 再量子化されたサンプル９（ｉ、ｊ）は次の関係を満足
する。

交（ｉ、　ｊ　）＝ｌ　ＩＸ（ｉ、　ｊ　）／Ｑ（ｉ）
　　ｌ　Ｉ　　←→ただし、記号１１．１１は得られた
値を切詰めて（ｔｒｕｎｃａｔｅ　）、すぐ下の整数値
にすることを示している。

２０ミリ秒の各音声信号セグメントのコード化操作から
得られる複数のビットは、マルチプレクサ２８によって
複数のゾーン（ＦＤ、Ｆｌ・・・・・・）から成るフレ
ーム（第３図を参照のこと）に分配される。かくて、多
重速度フレームに従って分配された複数ビットのブロッ
クが、２０ミリ秒毎に得られる。ここで選んだ例では、
ＦＯ，Ｆｌ、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４と記された５つのゾーン
がある。

必要とされる伝送速度に応じて、それより多いか又は少
ない多重速度フレームの部分（ゾーン数）又はビット・
ブロックが伝送される。

ここで、以下のように仮定する。

ｘＰ。

（１、ｊ）＝ｉ番目の副帯域の、ｊ番目の再量子化され
たサンプルにおけるｐ番目のビット。

ｐ＝［ｌは最下位ビット、すなわち重みが最小のビット
を表わす。

Ｃ’ｊ、　ｉ）””　１番目の副帯域のコード化特性に
おける、ｐ番目のビットを表わす。

Ｅｌ、Ｅ２＝コード化すべき元の音声信号の各２０ミリ
秒セグメントごとに決定され たエネルギー・チャンネルＥ上の） ２つのエネルギー値。項Ｅｌおよび Ｆ２は量子化回路ＱＡｔ中で、それ ぞれ４ビツトでコード化される。Ｅｌ およびＥ２ｐ゛１ｄ、ＥｌおよびＦ２のｐ番目のビット
を表わす。

Ｋ　　　−１を１．２、・・・・・・、８とした場合、
を 信号セグメントに対して定義される　　　　−を番目の
ＰＡＲＣＯＲ係数における ｐ番目のビットを表わす。

ＰＡＲＣＯＲ係数は、１９７７年にハートフォードで開
催された”　ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒ
ｅｎｃｅ　　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ　、５ｐｅａｃ
ｈａｎｄ　　Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅａｓｉｎｇ　
”　　の論文集のうち、第４１７頁ないし第４２０頁に
所載のパＰｉｅｃｅｗｉｓｅ　　Ｌｉｎｅａｒ　　Ｑｕ
ａｎｔｉｚａｔｉｏｎ　　ｏｆＬＰＣＲｅｆｌｅｃｔｉ
ｏｎ　　Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ”と題するＳ、ヤン
ほかの論文に記述されている方法にもとづき、再量子化
回路Ｑ　Ａ、２中でコード化される。さらに具体的にい
えば、ＰＡＲＣＯＲ係数に対して２８ビツトが留保され
（第１表参照）次のように分配される。

Ｋ１：５ビツト に２：５ビツト に３〜に８：各６ビツト ２４００　ｂｐｓ　　の速度については、特別の扱いが
行なわれることは既に指摘した。その場合、雫−の副帯
域、すなわち副帯域２．３．４．５（サブ・グループ１
）中の最高エネルギーを含む副帯域が保存される。また
、量子化回路Ｑ１から与えられるこの副帯域のサンプル
のうち最高の重みを有する２つのビットだけが使用され
る。当該副帯域の位置は、第３表の要件を満足する２つ
のピッ）ＰＯおよびＰｌによって定義される。

上記の例では、使用される留保ビットは、副帯域５の各
サンプルにおける重みが最高の２つのビットである。こ
の特定の例で、ゾーンＦＯ中のどットは次のようになる
。

Ｋ２　　Ｋ２　　Ｋ２　　Ｋ２　　Ｘ２５．１５．２５
．６５．４５，５ さらに、この２　Ａ　ＯＯｂｐａ　　の伝送速度につい
ては、唯一つの高周波エネルギー値、すなわちＥｌだけ
が保持される。

従って、ゾーンＦＤ、は次のものを含む。

Ｘ　　　、　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５５、　
Ｊ Ｘ　　　　、　　　　　　ｊ＝１．　　・・・・・・、
５５、Ｊ ＰＤ、Ｐｌ ３　　２　　１　　０ Ｅｌ　Ｅｌ　Ｅｌ　Ｅｌ ６　　２　　１　　０ ０５　Ｃ５°５　°５ に４　Ｋ３　Ｋ２　Ｋ１　ＫＯ １１１１１ に４　Ｋ３　Ｋ２　Ｋ１　ＫＯ ２２２２ ２１０ ＫＫ ３　　６　　６ に２　Ｋ１　ＫＯ ４４４ に２　Ｋ１　ＫＯ ５５５ に２　Ｋ１　ＫＯ ６６６ ２１０ ＫＫ ７　　７　　７ １０ に８　Ｋ８　Ｋ８ これらのビットは、第４Ａ図の概略図に従って分配され
る。この図は、多重速度ビット・ブロックのゾーンＦＤ
、すなわち２４００　ｂｐｓ　　の伝送速度に対応する
ゾーンを表わす。

第４Ｂ図に示したゾーンＦ１は、次のものを含んでいる
。

ｃ′５　２　１　０ ４　Ｃ４Ｃ４Ｃ４ Ｃ３Ｃ２ｃｌ　ｃＯ ６ろ　　　　　３　　　　３ ６　　２　　１　　０ Ｃ２Ｃ２Ｃ２Ｃ２ ６２１０ Ｅ　２　　Ｋ２　　Ｅ　２　　Ｅ　２ ｘ　　　　、　　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・
、５２、　　Ｊ ｘ　　　　、　　　　　　　　　ｊ＝：１、・・・・・
・、５２、　Ｊ ｘ　　　、　　　　　　　　　ｊ＝１．・・・・・・、
５６、ｊ ｘ　　　　、　　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・
、５４、ｊ Ｘ　　、　　　　　　ｊ二１、・・・・・・、５４、　
Ｊ また、２つの留保ビット（後にこの信号が解読されると
き、受信側で使用されな、いようなビット＊ であって、第４Ｂ図ではＸ　で表わされている）を含ん
でいる。

ゾーンＦ２は第４Ｃ図に表わされており、次のものを含
む。

３　　２　　１　　０ ０１　°１　°１　°１ ろ　　　　　　２　　　　　１　　　　　００６　°６
　°６　°６ ｘ　　　、　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５
１、コ ろ ｘ　　　、　　　　　　　　ｊ＝１５．−−−−−、５
１　、　　Ｊ Ｘ　　　、　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５
１、Ｊ Ｘ　　　、　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５
１、コ Ｘ、　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５１　、
　　Ｊ Ｘ、　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５６、Ｊ Ｘ　　　、　　　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５
６、　　Ｊ Ｘ　　　　、　　　　　　　　　　　　　ｊ：１−　°
°°”°−５６、Ｊ 従って、ゾーンＦ２ば、次に高い速度（７２００ｂｐａ
）でサブ・グループを形成するため、すく下の速度（４
８００ｂｐｓ）に対応するサブ゛・グル−プに加えるべ
き、副帯域１および６中のビットを含んでいる。

次のゾーンＦ３およびＫ４も同様に処理される。

第１Ｄ図に示したゾーン１１は、次のものを含む。

Ｃ３Ｃ２ｃｌ　ｃｏ ７　　７　　７　　７ かかるゾーンは、追加の留保ビットを含む。最後に、第
４Ｅ図に示したゾーンＦ４は次のものを含む。

Ｃ３Ｃ２ｃｌ　　ｃｏ １０　　１０　　１０　　１０ Ｃ３Ｃ２Ｃ１Ｃ０ １１１１１１１１ Ｃ６Ｃ２Ｃ１Ｃ０ １２１２１２１２ Ｘ２　　　　　　Ｊ−１、・・・・・・、５１１、ｊ Ｘｌ　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５１１、ｊ Ｘｏ　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５１１、ｊ Ｘｏ　　　　　　ｊ＝１、・・・・・・、５１２、ｊ かかるゾーンも、追加の留保ビットを含む。

量子化回路Ｑ１〜Ｑ４の出力で得られる複数のビットは
、ゾーンＦＯ−ＦＡから構成される多重速度フレームの
フォーマットに従って、マルチプレクサ２日中で多重化
される。一旦伝送速度が選択式れると、制御線を介して
マルチプレクサ２８へ制御信号が加えられろ。この制御
信号は、マルチプレクサ２８へ接続されたチャンネルＬ
上で各多重速度フレームを伝送する前にこれを必要なデ
ィメンションに切詰めるために使用される。

第５図は、本発明に従って修正された先行技術の受信装
置（具体的には、米国特許第４２１６３５４号の第７図
ないし第９図を参照のこと）に類似するＶＥＰＣ型の受
信装置を図示したものである。人力チャンネルＬ上のデ
ータはまず、デマルチプレクサ３４で逆多重化される。

デマルチプレクサ３４は、信号の諸要素をエネルギー・
チャンネル（Ｅ）、信号チャンネル（Ｓ）および係数チ
ャンネル（Ｋ）に互いに分離する。

情報Ｓは、まず副帯域解読回路（丁Ｔで）ロ６中で解読
され、残余ベースバンド信号のサンプルを与える。これ
らのサンプルは３６中で、副帯域を再結合して元のベー
スバンドにするための、フィルタリングおよび補間操作
と関連する逆量子化操作を受ける。フィルタリング操作
は、それぞれ−高域および低域半帯域直角フィルタであ
る要素Ｈ１およびＨ２によって実施される。補間操作は
連続する２つの入力サンプルの間にゼロを挿入すること
によって得られる。次にこれらのフィルタの出力が２つ
ずつ加えられる。さらに詳細については上記の文献を参
照されたい。

ベースバンド信号のサンプリング周波数は補間回路３８
によって８ＫＨｚに戻される。補間（ロ）路ろ８は、連
続する２つのｄＫＨｚサンプルの間に挿入すべきサンプ
ルを計算する。補間操作はフィルタによって実施できる
。補間回路６８の出力が辿る径路は、直接と間接の二つ
の径路に分割される。間接径路（ｄ５高周波帯域発生回
路３９を含んでいる。低域周波数スペクトルはひずみ回
路４０で実楕される非線形ひずみ操作によって広げられ
る。次にフィルタ４２でのフィルタリング操作によって
、高周波帯域が発生される。次に、フィルタ４２の出力
は、エネルギー情報を受は取ってそれを解読回路５５中
で解読するエネルギー・チャンネルＥによって与えられ
るエネルギー情報で５変調される。

受信入力でのビット速度に従って、ベースバンドの上側
限界がわかる（第２表を参照のこと）。

さらに具体的に言えば、２４００および４８００ｂｐｓ
　　に対しては、フィルタ４２の帯域幅１１ま７５０〜
３４００Ｈ２にセットされ、７２００　ｂｐｓでは８７
５〜３４００Ｈ２にセットされ、９６００および１２０
００　ｂｐｓ　　ではそれぞれ１２５０〜ろ４ＤＯＨｚ
および１６２５〜２４００Ｈ３にセットされる。フィル
タ４２がスイッチ４４および４６と関連する４つの帯域
フィルタＨＰ１〜ＨＰ４からなっているのはこのためで
ある。例えば、５ＤＬＣ伝送手順を備えた通常０手段を
適用することによって決定される、伝送速度に関する情
報が使用すべきフィルタを選択するのに使用される。

いい換えれば、受信されたメツセージは選択された伝送
速度を示すメツセージを含んでおシ、スイッチ４４およ
び４６を制御するのにそのメツセージが使用されるので
ある。実際には、フィルタＨＰ１〜ＨＰ４は、同じ遅延
線を共有するトランスバニサル・ディジタル・フィルタ
である。

また、摩擦音などのある種の音声は非常に弱い低域エネ
ルギー・レベルをもたらすので、ひずみ回路４０によっ
て与えられる信号エネルギーは、本発明に従った解読回
路の要件に対して不充分となることがある。従って、ホ
ワイト・ノイズ発生回路４８によって供給されるエネル
ギーが、ひずみ回路４０の出力に加えられる。このエネ
ルギーのレベルは、有声音を処理中の操作を妨害するこ
となく、低周波帯域幅中で低いエネルギーを運ぶ音声に
ついてその機能を充たすように調節される、。

すなわち、ホワイト・ノイズは有声音の高周波帯域幅に
よって運ばれるエネルギーと比べると、低い振幅のもＱ
である。ホワイト・ノイズ発生回路４８は、実験的にま
たは動的に調節できる。ひずみ回路４０によって与えら
れる情報にホワイト・ノイズを加えることによって得ら
れる信号は、フィルタ４２に送られる。

フィルタ４２の出力サンプルは、高帯域レベルを正規化
するエネルギー調節回路５０に送られる。

第６図に示すように、かかる正規化は、エネルギー測定
回路５１中で、フィルタ４２の出力エネルギーＥ’　２
を測定し、これを（１６２５〜３１００Ｈｚの周波数帯
域幅におけるエネルギーを表わす項Ｅを搬送するような
エネルギー・チャンネルＥに設けられた解読回路５５に
よって与えら力２る）Ｐ２１および／またはＥ２を指定
するエネルギーＥ’１と比較し、最後にフィルタ４２の
出力信号をかかる比較の結果によって変調することによ
って得られる。エネルギー調節回路５０の出力は、第５
図の加算回路（ＡＤ）において、補間回路ろ８の出力に
加えられる。その結果として生じる信号は、係数チャン
ネル（Ｋ）によって与えられ且つ解読回路５４で解読さ
れたＰＡＲＣＯＲ係数を係数とするディジタル格子型の
逆フィルタ（ＩＮ’Ｖ’）５２によってろ波される。

ここで、第５図の受信装置内の様々な径路中に遅延素子
５６．５７および５９が加えられていることを指摘して
おく。これらの遅延素子は、各径路のデータを互いに再
同期化するためのものである。

第６図は第５図の高周波帯域発生回路３９の実施例を図
示したものである。先ず、伝送速度を示す情報を用いて
、使用すべきフィルタＨＰ１〜ＨＰ４を指定するために
テーブル６４がアドレノされることに注意さるべきであ
る。かかる情報はスイッチ４４および４６を制御する。

さらにテーブル６４は選択されたフィルタＨＰ１〜ＨＰ
４の下側周波数の値ｘｂｂを示す。またｘｂｂ値は調節
回路６６へ供給され、該回路はパラメータＥ’１を与え
る解読回路５５およびパラメータＥ’２を与えるエネル
ギー測定回路５１に接続される。調節回路６６は、項α
を次のように計算する。

項αは、フィルタ４２によってもたらされる情報を乗算
回路（変調回路）６８中で変調するのに使用される。

副帯域コード化プロセス、より具体的にいえば上記のプ
ロセスは、複数の音声信号源を単一伝送チャンネルに集
中化するのに特に役立つ。

第７図は、ポート１ないしポートＬに接続された「Ｌ」
個の信号源にサービスするように適合された装置の概略
図を示したものである。各ポートは、フィルタ・バンク
ＳＢ１、ＳＢ２．・・・・・・、ＳＢＬに接続されてい
る。

各ポートで量子化ビットの最適動的側撮りを用いたコー
ド化操作はｐ、Ｌ個の副帯域信号の全体について総合的
に実施することができる。その几めに、下記の操作が行
なわれる。

・下記の特性を決定する。

Ｃ（ｉ、　ｋ）＝Ｍａｘ　　　　（１−Ｘ（ｉ、　ｊ、
　ｋｌ　）ｊ−１、Ｎ ただしｉ　＝　１、°“・・・・、ｐ ｋ＝１、・・・・・・、Ｌ 各特性をコード化する。

・ポートの活動を制御し、次のように（再）量子化ビッ
トを副帯域に動的に割振る。

ｌｏｇ　Ｃ（ｊ、　ｋ））＋１ｏｇＣ（ｉ、ｋ）　Ｑｅ
ただしｉ　＝　１、・・・・・・、ｐ　　　　　　　　
Ｑ→に＝１、・・・・・・、Ｌ また、束縛条件として ・ｎ（ｉ、ｋ）を切詰めて最も近い整数値に調整する。

これらの整数値は、例えば０，１．２．３．４．５など
の予定された数の値に制限されている。次に、ｎ（ｉ、
ｋ）の値を、弐〇〇〜ａ乃が充たされるよう調整する。

・各副帯域のサンプルを（再）量子化する。

かかるプロセスは、ｐ、Ｌ個の副帯域に拡張された動的
側撮りコード化手段をもたらすという利点をもつが、本
発明のＴＡＳ　Ｉ型システムに適用する場合、幾つかの
欠点をもっことがある。

次に、特に重要な推奨方法について説明する。この方法
は、上記の多重速度コード化原理の適用にもとづくもの
である。

かかる方法は、以下の各ステップを含んでいる。

・　上記の多重速度コード化技術を適用することによっ
て各信号源から与えられる音声情報をコード化する。

・　各信号源の箱対的活動度を測定する。

・　この相対的活動度に応じて、各信号源へ割振るべき
コード化速寒を選択する。

・　この割振られたコード化速変に応じて、各゛信号源
に対する多重速度フレーム・フォーマットの部分を選択
する。

・　こうして得られたマクロ・サンプルを最後に切詰め
て多重化する。

第８図は、Ｌ＝８個の信号源からの信号を単一の伝送チ
ャンネルＬＬ上に集中化するための装置の実施例を示し
たものである。８個の信号源（図示せず）の各々から生
ぜられた音声信号は、一連のポート１ないしポート８に
送られる。各ポートは、コード化ビットの動的割振りに
よって副帯域コード化を遂行するコーグ１ないし８に接
続されている。各コーグは、第２図に示した型式のもの
でよい。さらに具体的に言えば、２グループの項ｅ（ｉ
、ｊ）および交（ｉ、ｊ、ｋ）が残余ベースバンド副帯
域コーグによって与えられる。各コーグのマルチプレク
サ２８−１ないし２８−８は、上記の多重速度フォーマ
ット（第４図を参照のこと）に従って配列されたビット
・ブロックを供給する。

活動制御回路６日は、各信号源の相対的活動を決定し、
それから伝送速度、すなわち該信号源に割振るべきビッ
ト速度Ｖ（ｋ）を導く。この項Ｖ（ｋ）が一旦調節され
ると、これは、信号源（ｋ）のサンプルブロックに対応
する多重速度フォーマットに従って配列されたビット・
ブロックを切詰める方法を定義する。かかるフォーマッ
ト化操作は、回路７０で実施される。最後に、８個のコ
ーグ１ないし８のデータがマルチプレクサ７２で多重化
され、チャンネルＬＬ上で伝送される。

ポートの相対的活動を決定し且つ各ポートに割振るべき
伝送速度を定義するための操作は、式◇→〜αカの適用
にもとづくものである。しかし、これらの式を直接適用
すると、再調整の問題が生じてくる。第１に、ポート・
ビット速度を次のように計算しなければならない。

これを第１表で「各マクロ・サンプルに対するビット数
」として示した値の１つに等しくなるように調整しなけ
ればならない。

続いて、次式の計算をしなければならない。

Σ　　Ｖ（ｋ）＝Ｍ、　Ｌ＝Ｎｃ、　　　　　　　　（
１９）ｋ＝ま ただし、Ｎｃはポート上のマクロ・サンプル伝送に使用
できるチャンネ／ｌ／ＬＬの部分に等しい。

かくて、式（１８）および（１９）の適用には、再調整
が必要であり、その片方に対する何らかの作用は他方に
影響を与えてプロセスがそれだけ複雑になる。かかる欠
点を避けるには、次のようにしして問題を２つに分ける
のがよい。

式（ハ）から、次式が誘導される。

ｌｏｇ　Ｃ（ｊ、　Ａ））＋ｌｏｇ　Ｃ（ｉ、　ｋ））
　　（２［］）ここから ここで、 ｊ＝ま ただし、Ｗ（ｋ）はポートにの活動度を示す。

そうすると、次式が得られる。

ただし、ｔは計算指数であり、ポート１ないしポートＬ
を走査するため、ｚ＝ｉからＡ＝Ｌまで変化する。

式（２３）は、Ｌ個のポート上の信号のコード化操作の
ための、ＭＬ個のビットの最適な動的分配を、該ポート
の活動’ｆＷ（ｋ）の関数と（〜て表わすものである。

また、式（２２）からに番目のポートの活動度Ｗ（ｋ）
を決定する代りに、各副帯域中のエネルギーに実質的に
比例する情報の要素、すなわち項で（ｉ、ｋ）を分類す
ることができる。かくて、次式が得られる。

Ｗ’　（ｋ）＝ｌｏｇＭａｘ　　［Ｃ（ｉ、　ｋ））　
　（２２’）ｉ　＝　１．２、・・・・・・、ｐ 高周波帯域のエネルギー（ｋ）、すなわち項Ｅ（１、ｋ
）および／またはＥ（２、ｋ）をも考慮に入れて、次式
を利用することにより、この結果をさらに改良すること
ができる。

ス、ＥＮＥＲＧ（ｋ））　　　　　　（２２”）上式で
λは、音声信号スペクトルの高周波帯域と低周波帯域の
間でのエネルギー分布の統計的差違を考慮に入れて実験
的に決定されるディジタル係数である。

式（２６）は、次のようになる。

上式（２３’）　　は、高レベルの話者（ｔｏｃｕｔｏ
ｒ）に直面するとき、低レベルの話者に作用する。これ
は、話者によって発生されるエネルギーの測定基準とし
て使用される項を正規化することによって、矯正できる
。その場合、信号源の重みをつけた活動を、その信号源
の以前の活動の関数として定義する、新しい項ｗ　／　
／　（ｋ）　　が定義される。

ただし、（Ｗ’（ｋ）＞は、音節時間長（例えば０５〜
２秒）のオーダの比較的長時間にわたるＷ′　（ｋ）を
表わす。また、それを越えてはならない閾値が、項Ｗ’
（ｋ）に割振られる。

従って、活動制御回路６８にＣ（１、ｋ）項が与えられ
ると、これは対数表索引法を用いてこれらの解読を開始
する。この対数表は、Ｃ（ｉ、ｋ）をｅ（ｉ、ｋ）に変
換するのに使用した表を用いて遂行される操作とは逆の
操作を遂行する。このる。活動制御回路６８は、エネル
ギー情報、すなわちＥ（１、ｋ）および／またはＥ（２
、ｋ）をも受取る。式（２２”）および（２４）に従っ
た操作が活動制御回路６８で行なわれる。それに続いて
、ビット速度Ｖ（ｋ）、従って処理中の２０ミリ秒長の
信号セグメントについて各信号源に割振るべき伝送速度
を定義する式（２’５’）の操作が行なわれる。かかる
情報を用いて、各信号源から供給される多重速度ブロッ
クが、フォーマット什回路７０で最終的に切１詰められ
て、所期のフォーマットとされる。次に各信号源からの
ビット・ブロックが、マルチプレクサ７２で、時間多重
化される４、かかるマルチプレクサ７２は、５ＤＬＣ伝
送手順を使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明で利用される如き型式の音声コーグを
示す図、第２図は、本発明の要件を充たすように修正さ
れた、第１図のコーグの実施例を示す図、第６図は、本
発明のプロセスに従って使用される、多重速度フレーム
の概略的フォーマットを示す図、第４図は第４Ａ図ない
し第４Ｅ図の結合様式を示す図、第４Ａ図ないし第４Ｅ
図は第６図に従ってフォーマット化された多重速度フレ
ームの例を示す図、第５図は、本発明で［史用される受
信装置の実施例を示す図、第６図は第５図の受信装置の
一部分を詳細に示す図、第７図および第８図は、複数の
信号源に適用される本発明の実施例を示す図である。 ［［ｊ人　インターナシタナノいビジネス・マンーンズ
・コーポレークタン代理人　弁理士　　頓　　　宮　　
　孝　　　−（外１名）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １群の予定伝送速度から選ばれた速度で音声信号を伝送
   するための伝送装置であって：音声信号帯域幅の少なく
   とも一部を複数の副帯域へ分割するためのフィルタ手段
   と； 該フィルタ手段へ接続され、前記副帯域を複数のサブグ
   ループへグループ化するためのグループ化手段とを備え
   、； 該グループ什手段は、 前記フィルタ手段へ接続され、各副帯域が属するサブ夛
   ループおよび前記予定伝送速度の少なくとも１つの速度
   の関数として規定されたコードイヒピット速度に基づい
   て各副帯締信号の再呈子イビステノプを動的に割振るた
   めの動的ビット′ＩｊＩＩ撮毛段と、 前記フィルタ手段及び前記動的ビット割振手段へ接続さ
   れ、前記サブグループの各々において副帯域信号を再量
   子化するための再量子化手段とを含み、 ζらに前記再量子化手段へ接続され、各サブグループの
   量子化信号のビットを予定の多重速度フレーム内の所与
   のゾーンへ分配するためのフレーム化手段と、； 各フレームの伝送速度を選択するための伝送速度選択手
   段と； 前記フレーム化手段及び前記伝送速度選択手段へ接続さ
   れ、選択された伝送速度に従って前記多重速度フレーム
   における予定のゾーンを選択するためのフォーマット化
   手段と、； 選択されたゾーン・ビットを伝送するための手段とを備
   えて成る、伝送装置。