JPS5815985B2 - The most important thing in the world - Google Patents
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- JPS5815985B2 JPS5815985B2 JP50084035A JP8403575A JPS5815985B2 JP S5815985 B2 JPS5815985 B2 JP S5815985B2 JP 50084035 A JP50084035 A JP 50084035A JP 8403575 A JP8403575 A JP 8403575A JP S5815985 B2 JPS5815985 B2 JP S5815985B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
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- H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、−分当りの平均雑音電力を決定しかつその制
限値からの超過を信号する装置と、入力を介して受入れ
る一分当りの平均ベースバンド（ｂａｓｅｂａｎｄ ）
エネルギによって多数の臨界レベルからの超過を決定す
る装置とを備えた無線中継リンクの品質監視装置に関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to - an apparatus for determining the average noise power per minute and for signaling its exceedance from a limit value;
The present invention relates to a quality monitoring device for radio relay links, comprising a device for determining the excess of energy from a number of critical levels.
この形式の従来装置は、その時までの一時間当りの平均
雑音が決定できるようになっていて、この目的のために
プロセッサを備えていた。Conventional devices of this type were capable of determining the average noise per hour up to that time and were equipped with a processor for this purpose.
しかし、近ごろの説では、その時までの、一時間当りの
平均雑音の決定を省くことができるので装置は簡単化で
きる。However, according to recent theories, the device can be simplified because the determination of the average noise per hour up to that point can be omitted.
本発明は、プロセッサをもより簡単な設備に取り換えて
装置一式のコストを１／４０に減少させるという考えに
もとづいている。The invention is based on the idea of reducing the cost of the complete device by a factor of 40 by also replacing the processor with simpler equipment.
本発明によれば、上記の最初に述べた装置が２つの並列
分路とスイッチとから成り、その一方の分路が増幅器と
、瞬時雑音電力を測定する第１の二乗発生器と、第１の
抵抗器とにより構成され、他方の分路が第２の二乗発生
器と、第１の分路における増幅度に対応して第１の抵抗
器より小さい値をもつ第２の抵抗器とにより構成されて
いて、上記のスイッチが第１の分路または第２の分路の
いずれかを第１のアナログ積分器へ接続し、このスイッ
チが、第２の二乗発生器の出力端子へ第２のアナログ積
分器と同様に接続される比較器によって作動されるよう
になっているので、上述のより簡単な設備を得ることが
できる。According to the invention, the first-mentioned device above consists of two parallel shunts and a switch, one of the shunts containing an amplifier, a first square generator for measuring the instantaneous noise power, and a first square generator for measuring the instantaneous noise power. the other shunt is constituted by a second square generator and a second resistor having a value smaller than the first resistor corresponding to the degree of amplification in the first shunt. wherein the switch connects either the first shunt or the second shunt to the first analog integrator, and the switch connects the second shunt to the output terminal of the second square generator. The simpler installation described above can be obtained since it is operated by a comparator connected similarly to an analog integrator.
なお、本明細書でいう二乗発生器とは入力電圧・の二乗
の出力電圧を生せしめる電気機器であり、その用途は本
発明の場合には入力信号の変動の影響を拡大することに
ある。Note that the square generator referred to in this specification is an electrical device that generates an output voltage that is the square of the input voltage, and its use in the present invention is to magnify the influence of fluctuations in the input signal.
以下、本発明を、実施例のブ尤ツク線図を表わす図面に
より説明する。Hereinafter, the present invention will be explained with reference to drawings showing block diagrams of embodiments.
図において、１は１デシベルの段階毎に調節可能なθ〜
１０デシベルの調節可能な減衰器である。In the figure, 1 is θ~ which can be adjusted in steps of 1 decibel.
10 dB adjustable attenuator.
入力インピーダンスは非対称性で７５オームである。The input impedance is asymmetric and 75 ohms.
この減衰器によって、雑音測定装置の入力感度を標準感
度−２８デシベル（ｄＢｒ）に調節できる。This attenuator allows the input sensitivity of the noise measuring device to be adjusted to standard sensitivity -28 decibels (dBr).
高周波混合部２において、入力信号は雑音測定チャンネ
ルの雑音電力を測定する部分と、入力を介して受入れる
ベースバンドエネルギを測定する他の部分とに分けられ
る。In the high frequency mixer 2, the input signal is divided into a part that measures the noise power of the noise measurement channel and another part that measures the baseband energy received via the input.
水晶フィルタ３によって、帯域幅が７キロヘルツの雑音
測定チャンネルはベースバンド信号からろ波される。A noise measurement channel with a bandwidth of 7 kHz is filtered from the baseband signal by the crystal filter 3.
その後、このチャンネルの信号は混合段４と局部発振器
５とによって６５キロヘルツの中間周波数に変換される
。The signal of this channel is then converted by a mixing stage 4 and a local oscillator 5 to an intermediate frequency of 65 kilohertz.
上記回路の設計に２つの方法を用いることが可能であり
、従って、測定はつぎの２つの雑音測定チャンネルで行
うことができる。Two methods can be used to design the circuit described above, so that measurements can be made on two noise measurement channels:
すなわち、（１）９６０チヤンネル系ではフィルタ３は
４，７６５キロヘルツ用で、発振器５は、４，８３０キ
ロヘルツ用であり、（２） Ｌ８００チャンネル系で
はフィルタ３は９，０７３キロヘルツ用で、発振器５は
９．１３８キロヘルツ用である。That is, (1) for the 960 channel system, filter 3 is for 4,765 kHz and oscillator 5 is for 4,830 kHz; (2) for the L800 channel system, filter 3 is for 9,073 kHz and oscillator 5 is for 4,830 kHz. is for 9.138 kilohertz.
中間周波数部６は、増幅度が５０デシベｌしの増幅器７
と、これに続く中心周波数が６５キロヘルツで雑音帯域
幅が３．１キロヘルツの増幅能動ＭＦ（ｍｅｄｉｕｍ
ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯域フィルタ８を備える。The intermediate frequency section 6 includes an amplifier 7 with an amplification degree of 50 decibels.
This is followed by an amplified active MF (medium) with a center frequency of 65 kHz and a noise bandwidth of 3.1 kHz.
frequency) bandpass filter 8.
この後者の回路部分の増幅度は符号９で示される装置に
より調節できるので、中間周波数部６の全増幅度は約９
０デシベルと１００デシベルの間で調節できる。The amplification degree of this latter circuit part can be adjusted by means of a device designated by 9, so that the total amplification degree of the intermediate frequency section 6 is approximately 9
It can be adjusted between 0 and 100 decibels.
瞬時雑音電力の測定は二乗部１０内の２つの二乗発生器
１１と１２で行い、一方、毎分当りの平均雑音の決定は
上記の二乗発生器１１と１２の後に設けたアナログ積分
器１３と１４で行う。The instantaneous noise power is measured by two square generators 11 and 12 in the square section 10, while the average noise per minute is determined by an analog integrator 13 placed after the square generators 11 and 12. Do it at 14.
このアナログ積分器１３および１４は普通のディジクル
積分器よりもはるかに簡単である。The analog integrators 13 and 14 are much simpler than ordinary digital integrators.
この場合に用いる二乗発生器はそれ自身約２５デシベル
の線形ダイナミックレンジをもつ。The square generator used in this case has its own linear dynamic range of about 25 dB.
これでは条件を満足しえないので、特別の回路すなわち
、２分路に２つの同じ二乗発生器１１と１２を用いる。Since this does not satisfy the conditions, a special circuit is used, namely two identical square generators 11 and 12 in two branches.
一方の分路は、二乗発生器１１の前に設けた増幅度が２
０デシベルの増幅器１５をそなえている。One of the shunts has an amplification degree of 2, which is provided before the square generator 11.
It is equipped with a 0 decibel amplifier 15.
他方の分路は前置増幅器なしの二乗発生器１２をそなえ
ている。The other branch has a squaring generator 12 without a preamplifier.
さらに、比較器１６が二乗発生器１２の出力端子に接続
されている。Furthermore, a comparator 16 is connected to the output terminal of the square generator 12.
比較器１６は二乗発生器１２０入力端子における信号が
２０デシベルだけ増大し二乗発振器１１がその作動限界
に接近したとき、二乗発生器１１の出力端子から二乗発
生器１２の出力端７−に積分器１３の入力端子を切換え
るようになっている限界値を有する。A comparator 16 connects an integrator from the output terminal of the square generator 11 to the output 7- of the square generator 12 when the signal at the input terminal of the square generator 120 increases by 20 dB and the square generator 11 approaches its operating limit. It has a limit value adapted to switch 13 input terminals.
二乗発生器」１の出力端には抵抗器１７が設けられ、ま
た二乗発生器１２の出力端には抵抗器１８が設けられて
いる。A resistor 17 is provided at the output end of the square generator 1, and a resistor 18 is provided at the output end of the square generator 12.
比較器１６がそのスイッチ機能を発揮すると同時に積分
器用の１つの入力抵抗器１７から他の抵抗器１８への切
換えが生ずる。At the same time that the comparator 16 performs its switching function, a switching from one input resistor 17 to the other resistor 18 for the integrator takes place.
そしてこれらの抵抗器１７と１８の抵抗値の比が増幅器
１５のゲインの二乗に等しいので、一方のレンジから他
方のレンジへの円滑な転換が得られる。Since the ratio of the resistance values of these resistors 17 and 18 is equal to the square of the gain of amplifier 15, a smooth transition from one range to the other is obtained.
つまり、増幅器１５、二乗発生器１１及び抵抗器１７か
らなる回路の電流対電圧特性曲線が二乗発生器１２及び
抵抗器１８からなる回路の電流対電圧特性曲線と一点で
接するようになっているので、この点において前者の回
路の特性曲線から後者の回路の特性曲線への移り変りを
電圧の跳躍（ｊｕｍｐ）なしに行うことができる。In other words, the current vs. voltage characteristic curve of the circuit consisting of the amplifier 15, square generator 11, and resistor 17 touches the current vs. voltage characteristic curve of the circuit consisting of the square generator 12 and resistor 18 at one point. , in this respect the transition from the characteristic curve of the former circuit to the characteristic curve of the latter circuit can be made without a voltage jump.
このようにして、全体で４５デシベルの線形ダイナミッ
クレンジが得られ、二乗発生器１１により全レンジのは
じめの２０デシベルが、二乗発生器１２により最後の２
５デシベルが確保される。In this way, a total linear dynamic range of 45 dB is obtained, with the first 20 dB of the entire range being generated by the square generator 11 and the last 2 dB being generated by the square generator 12.
5 decibels is ensured.
積分器１３は３００〜２，０００ ｐＷＯｐ（評価雑音
電圧により重みをつけられた零相対レベルの点で測定さ
れる混信レベルのピコワット数）のレンジにおける予め
定められた基準レベルからの超過分を測定し、一方、積
分器１４は４７．５００ｐｗｏｐの一定レベルからの超
過分を測定する役目をする。Integrator 13 measures the excess from a predetermined reference level in the range of 300 to 2,000 pWOp (interference level picowatts measured at the zero relative level weighted by the estimated noise voltage). However, the integrator 14 serves to measure the excess from a constant level of 47.500 pwop.
入力端子は１分の間積分される。比較器１９．２０に出
力電圧が印加される。The input terminal is integrated for 1 minute. The output voltage is applied to comparator 19.20.
これら積分器は１分間に一回リセットされ、その後、新
たな積分周期が開始する。These integrators are reset once every minute, after which a new integration period begins.
このリセットを考慮して、各積分器にそれぞれ２つの積
分コンデンサ２１゜２２および２３．２４が設けられて
いるが、これは、毎測定周期後の短かい時間にはコンデ
ンサを完全に放電できないからである。To account for this reset, each integrator is provided with two integrating capacitors 21, 22 and 23, 24 respectively, since the capacitors cannot be completely discharged for a short time after each measuring cycle. It is.
一方のコンデンサは積分コンデンサとして働き、他方の
コンデンサは１分の間短絡される。One capacitor acts as an integrating capacitor and the other capacitor is shorted for 1 minute.
積分器がリセットされると、役割が逆になるので、毎測
定周期の開始時に完全に放電されたコンデンサが存在す
ることになる。When the integrator is reset, the roles are reversed so that there is a fully discharged capacitor at the beginning of every measurement period.
コンテ゛ンサの切換えは、中央のテ゛イジタルクロツク
２５から制御されるＦＥＴスイッチによって行われる。Switching of the capacitors is performed by FET switches controlled from a central digital clock 25.
ベースバンド部は、ベースバンドフィルタ２６と、二乗
発生器２７と、積分器２８と、４つの比較器２９〜３２
とから成る。The baseband section includes a baseband filter 26, a square generator 27, an integrator 28, and four comparators 29 to 32.
It consists of
ベースバンドフィルタ２６は ■、傾斜が一２４デシベル／オクターブでｆ。The baseband filter 26 is ■, f with a slope of 124 dB/octave.
（しゃ断層波数）＝３１６キロヘルツの高域フィルタ３
３と、
２、傾斜が一３６デシベル／オクターブでそれぞれｆ。(Shutdown layer wavenumber) = 316 kHz high-pass filter 3
3 and 2 f respectively with a slope of 136 dB/octave.
−４１８８キロヘルツ（９６０チヤンネル）、ｆｏ＝８
２０４キロヘルツ（１８００チヤンネル）の低域フィル
タ３４と、
３、それぞれｆ。-4188 kilohertz (960 channels), fo=8
204 kHz (1800 channels) low-pass filter 34; 3, each f.
＝５２３５キロヘルツ（９６０チヤンネル）、ｆｏ＝１
０２５５キロヘルツ（１８００チヤンネル）のプレエン
ファシス・フィルタ３５とから成る。=5235 kilohertz (960 channels), fo=1
0255 kHz (1800 channels) pre-emphasis filter 35.
このように、ベースバンドフィルりはそれぞれ一３１６
〜４１８８キロヘルツ（・９６０チヤンネル）、３１６
〜８２０４キロヘルツ（１８００チヤンネル）の帯域に
対して形成されている。In this way, the baseband fills are each -316
~4188 kHz (960 channels), 316
It is formed for a band of ~8204 kHz (1800 channels).
９６０チャンネル信号より高レベルの１８００チャンネ
ル信号を考えて、１８００チヤンネルのベースバンド。Considering the 1800 channel signal which has a higher level than the 960 channel signal, the 1800 channel baseband.
フィルタは２．８デシベルの付加的減衰を含む。The filter includes 2.8 dB of additional attenuation.
積分器２８は雑音測定チャンネルにおける測定のために
積分器１３．１４と同じ方法で配置される。Integrator 28 is arranged in the same way as integrators 13, 14 for measurements in the noise measurement channel.
帯域幅がかなり大きいときには、上述の二乗発生器は使
用できない。When the bandwidth is quite large, the square generator described above cannot be used.
そのため、二乗素子として・熱電対が使用される。Therefore, a thermocouple is used as the square element.
比較器はつぎのように合計６つある。There are a total of six comparators as shown below.
１、超過レベルが１０９ＷＯｐの段階によって３００〜
２００ＯｐＷＯｐ間で調節できる可変限界を有する雑音
測定チャンネルに対する比較器１９と、・２、４７．５
００ ｐＷｏ ｐの超過レベルに対して一定限界を有す
る雑音測定チャンネルに対する比較器２０と、
３．４つのレベル、すなわち、公称レベル並ヒにこの公
称レベルに対する一３デシベル、＋３デシベル、及び＋
６デシベルを測定する一定の限界を有するベースバンド
エネルギを測定するための比較器２９−３２とである。1. 300~ depending on the level of excess level 109WOp
a comparator 19 for the noise measurement channel with a variable limit adjustable between 200 OpWOp; .2, 47.5;
a comparator 20 for the noise measurement channel with a fixed limit for the exceedance level of 00 pWo p;
and comparators 29-32 for measuring baseband energy with a certain limit of measuring 6 dB.
これらの比較器の出力端子には雑音測定装置の正確な作
動をチェックするための信号ランプ３６（ＬＥＤ）をそ
なえている。The output terminals of these comparators are equipped with signal lamps 36 (LEDs) for checking the correct operation of the noise measuring device.
論理構成部はクロック２５と６ビツトバツフア・レジス
タ３７とから成る。The logic component consists of a clock 25 and a 6-bit buffer register 37.
ディジタル・クロックは主周波数から微小パルスを発生
する回路からなり、これらパルスを使用して、積分器を
リセットし切換えるとともに、比較器の出力信号を読取
ってレジスタ３７に入れる。The digital clock consists of a circuit that generates small pulses from the main frequency, and these pulses are used to reset and switch the integrator and to read the comparator output signal into register 37.
同時に、微小パルスを導出して信号を記録するために用
いる。At the same time, minute pulses are derived and used to record signals.
ＬＥＤランプ３８はクロックの作動を知らせる。The LED lamp 38 indicates the operation of the clock.
微小パルスに制御されて、６ビツトバツフア・レジスタ
３７は比較器の出力端子からの情報を読取る。Under the control of a small pulse, the 6-bit buffer register 37 reads information from the output terminal of the comparator.
−分間、この並列情報は、バッファ・レジスタの出力端
子におけるその後の処理のために使用される状態を保っ
ている。- minutes, this parallel information remains available for further processing at the output terminal of the buffer register.
図面は本発明の一実施例を示すブロック線図である。
１・・・・・・減衰器、２・・・・・・高周波混合部、
３・・・・・・水晶フィルタ、４・・・・・・混合段、
５・・・・・・局部発振器、６・・・・・・中間周波部
、７，１５・・・・・・増幅器、８・・・・・・ＭＦ帯
域フィルタ、１Ｌ１２，２７・・・・・・二乗発生器、
１３．１４・・・・・・アナログ積分器、１６゜１９．
２０．２９〜３２・・・・・・比較器、１７，１８・・
・・・・抵抗、２５・・・・・・ディジタル・クロック
、３３・・・・・・高域フィルタ、３４・・・・・・低
域フィルタ、３５・・・・・・プレエンファシス・フィ
ルタ、３６・・・・・・信号ランプ、３７・・・・・・
バッファ・レジスタ。The drawing is a block diagram showing one embodiment of the present invention. 1...Attenuator, 2...High frequency mixing section,
3...Crystal filter, 4...Mixing stage,
5... Local oscillator, 6... Intermediate frequency section, 7, 15... Amplifier, 8... MF band filter, 1L12, 27...・Square generator,
13.14... Analog integrator, 16°19.
20.29-32...Comparator, 17,18...
...Resistor, 25...Digital clock, 33...High pass filter, 34...Low pass filter, 35...Pre-emphasis filter , 36... Signal lamp, 37...
Buffer register.
Claims (1)
値からの超過の信号を発信する第１の装置と、単位時間
当りの平均ベースバンドエネルギにより多数の臨界レベ
ルからの超過を決定し、そこで単位時間当りの平均雑音
電力を決定するのに必要な線型ダイナミックレンジを得
るための第２の装置とを備えた無線中継リンクの品質監
視装置において、上記の第１の装置は２つの並列分路か
らなり、該分路の一方は増幅器１５と、瞬時雑音電力を
測定する第１の二乗発生器１１と、第１の抵抗器１７と
からなり、該分路の他方は第２の二乗発生器１２と、上
記の第１の抵抗器より低い抵抗値の第２の抵抗器１８と
からなり、該２つの抵抗器の抵抗値の比が該増幅器１５
のゲインの二乗に等しく、また、該一方の分路あるいは
他方の分路のいずれかを第１のアナログ積分器１３へ接
続するスイッチが設けられており、該スイッチは比較器
１６により動作されるようになっており、この比較器と
第２のアナログ積分器１４０入力とは両方共該二乗発生
器１２の出力側に接続されており、該アナログ積分器１
３．１４は一分間に１回リセットされることを特徴とす
る無線中継リンクの品質監視装置。1 a first device for determining the average noise power per unit time and signaling the excess from its limit value; and a second device for obtaining the linear dynamic range necessary for determining the average noise power per unit time, wherein the first device comprises two parallel branches. one of the shunts consists of an amplifier 15, a first square generator 11 for measuring the instantaneous noise power and a first resistor 17, and the other of the shunts a second square generator. 12 and a second resistor 18 having a resistance value lower than that of the first resistor, and the ratio of the resistance values of the two resistors is the same as that of the amplifier 15.
and is equal to the square of the gain of This comparator and the second analog integrator 140 input are both connected to the output side of the square generator 12, and the analog integrator 1
3.14 is a wireless relay link quality monitoring device characterized by being reset once per minute.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL7409666.A NL166831C (en) | 1974-07-17 | 1974-07-17 | DEVICE FOR MONITORING THE QUALITY OF BEAMS. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5133918A JPS5133918A (en) | 1976-03-23 |
| JPS5815985B2 true JPS5815985B2 (en) | 1983-03-29 |
Family
ID=19821776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50084035A Expired JPS5815985B2 (en) | 1974-07-17 | 1975-07-10 | The most important thing in the world |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5815985B2 (en) |
| DE (1) | DE2528016C2 (en) |
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| IT (1) | IT1040926B (en) |
| NL (1) | NL166831C (en) |
| NO (1) | NO139540C (en) |
| SE (1) | SE399623B (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62192668A (en) * | 1986-02-20 | 1987-08-24 | Kyoritsu:Kk | Wattmeter |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1126544B (en) * | 1979-12-07 | 1986-05-21 | Dobfar Spa | PROCEDURE FOR THE PREPARATION OF 7-AMINO-DESACETOXY CEPHALOSPORANIC ACID DERIVATIVES |
| CA1236580A (en) * | 1984-05-15 | 1988-05-10 | Andrew L. Martin | Characterisation of digital radio signals |
| WO1985005518A1 (en) * | 1984-05-15 | 1985-12-05 | Australian Telecommunications Commission | Characterisation of digital radio signals |
| AU576245B2 (en) * | 1984-05-15 | 1988-08-18 | Telstra Corporation Limited | Radio signal quality monitor |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1281635A (en) * | 1970-05-05 | 1972-07-12 | Sec Dep For Defence London | Improvements in or relating to detectors of electric signals |
-
1974
- 1974-07-17 NL NL7409666.A patent/NL166831C/en not_active IP Right Cessation
-
1975
- 1975-06-24 DE DE2528016A patent/DE2528016C2/en not_active Expired
- 1975-06-24 GB GB26750/75A patent/GB1507079A/en not_active Expired
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- 1975-07-15 SE SE7508099A patent/SE399623B/en unknown
- 1975-07-17 DK DK325375A patent/DK325375A/en unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62192668A (en) * | 1986-02-20 | 1987-08-24 | Kyoritsu:Kk | Wattmeter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL166831C (en) | 1981-09-15 |
| DE2528016A1 (en) | 1976-01-29 |
| IT1040926B (en) | 1979-12-20 |
| NO752390L (en) | 1976-01-20 |
| NL7409666A (en) | 1976-01-20 |
| JPS5133918A (en) | 1976-03-23 |
| DK325375A (en) | 1976-01-18 |
| NL166831B (en) | 1981-04-15 |
| FR2279275A1 (en) | 1976-02-13 |
| SE399623B (en) | 1978-02-20 |
| NO139540B (en) | 1978-12-18 |
| SE7508099L (en) | 1976-01-19 |
| NO139540C (en) | 1979-03-28 |
| FR2279275B1 (en) | 1977-07-08 |
| GB1507079A (en) | 1978-04-12 |
| DE2528016C2 (en) | 1983-01-13 |
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