JPS5814718Y2 - 回転体の回転速度制御装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は供給電圧の変動に対して回転速度が安定でしか
もきわめて効率的、合理約６回転速度の設定あるいは可
変を行なうことのできる回転体の回転速度制御装置を消
費電流が少なく簡単な構成で実現するものである。

従来より、回転体に内蔵あるいは連結された、いわゆる
タコジェネレータと呼ばれる交流発電機の出力信号を利
用して回転体の回転速度を一定に制御する方法には大別
して電圧制御方式と周波数制御方式の二通りの方法が存
在するのは、よく知られているが、前者が簡単な回路構
成で実現できる反面、回転速度の環境変化、経年変化を
おこしやすく、後者がこれらの欠点が無い代りに回路構
成が複雑になってしまうと云うことも周知である。

いま、第１図に従来より多用されている電圧制御方式を
用いた直流モータの回転速度制御回路の一例を示し、以
下、その問題点について説明する。

第１図において、直流モータ１０に内蔵あるいは連結さ
れ、前記直流モータ１０の回転速度に応じて周波数の変
化する交流信号を発生する交流発電機９の一端はマイナ
ス側給電線路に接続され、他端は抵抗１を介してスイッ
チングトランジスタ２０ベースに接続されている。

前記スイッチングトランジスタ２のエミッタはマイナス
側給電線路に接続され、さらに、前記スイッチングトラ
ンジスタ２のベースとマイナス側給電線路の間には抵抗
３が接続されている。

前記スイッチングトランジスタ２のコレクタは抵抗４を
介してプラス側給電線路に接続され、前記スイッチング
トランジスタ２のコレクタとマイナス側給電線路の間に
はコンデンサ５が接続されている。

さらに前記スイッチングトランジスタ２のコレクタには
トランジスタ６のベースが接続され、前記トランジスタ
６のコレクタは抵抗７を介してプラス側給電線路に接続
されている。

また、前記トランジスタ６のエミッタはトランジスタ８
のベースに接続され、前記トランジスタ８のエミッタは
マイナス側給電線路に直接接続され、コレクタは前記直
流モータ１０の一方の端子に接続され、前記直流モータ
１０の他方の端子はプラス側給電線路に接続されている
。

第１図に示した直流モータの回転速度制御装置は回転体
に内蔵あるいは連結された交流発電機の出力交流信号を
トランジスタ２によるスイッチング回路に印加して矩形
波状のスイッチング信号を得、抵抗４とコンデンサ５か
らなる平滑回路によって直流モータ１０の回転速度に依
存した直流電圧に変換し、この直流電圧によってトラン
ジスタ６および８からなる駆動回路を働かせて、前記直
流モータ１０の回転速度を一定に制御するものである。

さて、第１図においてはスイッチング出力波形の平滑電
圧Ｅ１とトランジスタ６ならびに８のベース・エミッタ
間順方向電圧の和（Ｅ ＢＨ３＋ Ｅ ＢＨ３）が等し
くなるように直流モータ１０の回転速度が制御される。

第１図において、交流発電機９の発電電圧をＥｇ（Ｖｐ
−ｐ） 、出力信号サイクルをＫｆ （ｃ／ｒｅｖ）
、発電巻線の内部抵抗をＲ６、抵抗１および３の抵抗値
をそれぞれ、Ｒ，、Ｒ３としたとき、ベース電流が流れ
ない状態でのトランジスタ２のベース電圧ＥＢは次式で
与えられる。

ただし、Ｎ （ｒｐｍ）はモータの回転数である。

トランジスタ２のベース電圧ＥＢがベース・エミッタ間
順方向電圧Ｅ ＢＨ２を越えたときトランジスタ２は導
通し、その時刻をｔｌとすると、ただし、 したがって、トランジスタ２の遮断区間の幅ＴＦは次式
によって与えられる。

ただし、 一方、平滑平均電圧Ｅ１は電源電圧をＣ５とすると次の
ようにして求めることができる。

（６）式においてＣ５はコンデンサ５の容量であり、Ｒ
４は抵抗４の抵抗値である。

ここで、ＥｌとＮの関係をよりわかりやすくするために
（６）式を次のような近似式で表わす。

（４）式を考慮して（７）式を計算すると、ここで、 とすると、（８）式は次のようになる。

（１０）式において、α／Ｅｇは０から１までの値をと
り、これによって５ｉｎ１［α／Ｅｇ）は０からπ／２
まで変化する。

α／Ｅｇが０附近の値をとるときには、α／Ｅｇの変化
に対して５ｉｎ１（α／Ｅｇ］もまた一次的に変化する
が、α／Ｅｇが１附近の値をとるときにはα／Ｅｇの変
化に対する５ｉｎ−１〔α／Ｅｇ）の変化は非常に大き
くなる。

すなわち、α／Ｅｇが１に近ずくほど回転数−直流電圧
変換ゲインが大きくなる代わりに、検出電圧の変動成分
の影響を大きく受け、制御形態も純粋の電圧制御方式に
近くなる。

さて、直流モータ１０の発電定数をＫａ、トランジスタ
６および８による直流アンプ部のゲインに平滑電圧Ｅ、
のリップル含有率を考慮した総合ゲインＡとすると、通
常のフィードバックループでは基準電圧ＥＲと帰還電圧
βＮが与えられたとき直流モータ１０の回転数Ｎは となり、基準電圧ＥＲが大きくなればＮはそれに比例し
て大きくなり、また帰還電圧βＮはＮに比例して変化す
る。

ところが、第１図の回路において、トランジスタ６およ
びトランジスタ８のベース・エミッタ間電圧の和を基準
電圧とみなし、さらに（１０）式で与えられるＥｌを帰
還電圧とみなした場合、実際の動作と理論上の現象が逆
になってしまう。

すなわち、実際の動作を考えてみると、（１０）式より
明らかな様に帰還電圧Ｅ１はＮに反比例し、さらに、ト
ランジスタ６およびトランジスタ８のベース・エミッタ
間電圧が大きくなると、帰還電圧Ｅ１を大きくする様に
フィードバックループが動作するのでモータ１０の回転
数は低くなる。

これらの不合理を解消するために、ここでは便宜上、基
準電圧の代わりに逆数の１／ＥＲを与え、さらに帰還電
圧βＮ（Ｅｌ）の代わりに逆数の１／βＮを与える。

また、これらの操作によって生じるテ゛イメンジョンの
不一致を解消するためにＥｕ”なる特殊な単位関数を用
いる。

第１図の回路において、トランジスタ６．８のベース・
エミッタ間電圧をそれぞれＥ ＢＦ２ 、 Ｅ ＢＦ２
とすると、１／ＥＲは（ＥＢＥ６＋ＥＢＥ８） −１に
等しく、１／βＮは１／Ｅ１に等しいから（１０）式を
考慮すると、直流モータ１０の回転数Ｎは （１１）式において、Ｅｕ２は電圧の２乗のディメンジ
ョンを有する単位関係で Ｅｕ２−１（Ｖ２）（１２） ところで、駆動部の総合ゲインＡは、リップル含有率を
ｒ（％）、トランジスタ６および８による直流ゲインを
Ａ。

とじたとき、次式によって表わされる。

ところで、（１１）式をみると、給電電圧Ｅ５が変化す
ると回転数Ｎも変化することがわかる。

すなわち、Ｅ５が大きくなると回転数Ｎは上昇し、Ｅ５
が小さくなると回転数Ｎは下降するのである。

この不都合を避けるために、従来のこの種の装置では給
電路間の電圧を安定化したり、第２図に示すように、抵
抗１２と定電圧ダイオード１１によってコンテ゛ンサ５
の充電電圧を安定化する方法がとられてきた。

しかしながら、これらの方法は回路構成が複雑になるだ
けでなく、回路効率が悪くなると云う欠点があった。

例えば、給電線路間の電圧を安定化する場合には、本来
の電源電圧から給電線路間の電圧を差し引いた電圧が電
圧損失と・なるし、第２図の例では定電圧ダイオード１
１に流れる電流が電流損失となる。

電源電圧の変動に対して回転数がどれだけ変動するかを
示すことばとして、一般に電圧特性と云う用語が珀いら
れるが、第２図に示した回路では抵抗１２の抵抗値を小
さくするほど、つまり、回路損失が大きいほど電圧特性
は良くなる。

第２図のような回路では、通常、スイッチングトランジ
スタ２のコレクタ電流の１０倍程度の電流を定電圧ダイ
オード１１に流す必要がある。

さて、第２図において交流発電機９とスイッチングトラ
ンジスタ２のベースの間に挿入された可変抵抗機１３は
（１１）式のαを変化させて、直流モータ１０の回転数
Ｎを可変あるいは調整するためのものである。

ところで、このような回転数調整方法は次に述べるよう
な不都合を生じる。

すなわち、まず第１に、（１１）式からも明らかなよう
に、α変化に対して回転数Ｎは一次的には変化せず、回
転数Ｎを大幅に変化させたいときにはαの変化に対する
回転数Ｎの変化のりニアリテイ（直線性）が著しく悪化
してしまう。

さらに、第２の問題としては同じく回転数Ｎを大幅に変
化させたいとき、あるいは交流発電機９の出力電圧のば
らつきなどが大きいときには、抵抗１，３、可変抵抗１
３による減衰量をがなり大きくする必要があるが、減衰
量を大きくするほど交流発電機９の出力電圧も増加させ
なければならず、発電機部分からの有害な雑音が増加す
るだけでなく、発電機部分での損失が増加するので効率
も悪化してしまう。

本考案の回転体の回転速度制御装置は以上のような問題
を解消するものである。

本考案の実施例における回転体の回転速度制御装置の一
例を第３図に示す。

第３図の中で第１図および第２図において示したものと
機能ならびに構成が全く同一のものについては第１図、
第２図と同一図番で示し、構成ならびに機能、動作の説
明は省略する。

第３図では、交流発電機９の一端はマイナス側給電線路
に接続され、他端はダイオード１７を通してスイッチン
グトランジスタ２のベースに接続されている。

また、前記スイッチングトランジスタ２のコレクタ・ベ
ース間にはトランジスタ１６のコレフタ・エミッタ間が
接続され、前記トランジスタ１６のコレクタ・エミッタ
間には、抵抗１４、可変抵抗器１３、抵抗１５の直列回
路からなる抵抗分圧回路が接続され、前記可変抵抗器１
３の中点は前記トランジスタ１６のベースに接続されて
いる。

さらに、前記スイッチングトランジスタ２のコレクタは
抵抗１２を通してプラス側給電線路番、こ接続されると
ともに抵抗４を通してトランジスタ６のベースに接続さ
れている。

尚、前記スイッチングトランジスタ２のエミッタはマイ
ナス側給電線路に接続されるとともに、前記スイッチン
グトランジスタ２のベース・エミッタ間には抵抗３が接
続されている。

さて、第３図において交流発電機９の内部抵抗Ｒ６が抵
抗３の抵抗値に比べて充分小さいものとすると、スイッ
チングトランジスタ２は交流発電機９の出力信号波形の
正の半サイクルの中でオン状態となる。

正の半サイクルの中でスイッチングトランジスタ２がオ
ン状態になっている期間は交流発電機９の出力電圧およ
び出力周波数に依存するのは第１図の回路と同じである
。

交流発電機９の出力信号波形の負の半サイクルと正の半
サイクルの一部の区間では、ダイオード１７がオフ状態
となるから交流発電機９からはスイッチングトランジス
タ２のベース電流が供給されなくなる。

このとき、スイッチングトランジスタ２のベース電流は
主としてトランジスタ１６のコレクタ・エミッタ間を通
して供給される。

ところで、トランジスタ１６、抵抗１４，１５、可変抵
抗器１３は周知の定電圧回路を構成しており、トランジ
スタ１６のベース・エミッタ間順方向電圧をＥ ＢＥ６
、トランジスタ１６のベース・エミッタ間に接続されて
いる抵抗の全抵抗値をＲ１５、コレクタ・ベース間に接
続されている抵抗の全抵抗値をＲ１４とすると、トラン
ジスタ１６のコレクタ・エミッタ間電圧Ｅ。

Ｅ６は次の値に維持される。したがって、交流発電機９
の出力信号波形の負の半サイクルと正の半サイクルの一
部の区間ではスイッチングトランジスタ２のコレクタ・
エミッタ間電圧Ｅ。

Ｅ２は次の値に維持される。（１５）式においてＥ Ｂ
Ｅ２はスイッチングトランジスタ２のベース・エミッタ
間順方向電圧であるが第３図の回路では前記スイッチン
グトランジスタ２のコレクタ電流は常に流れる構成にな
っており、また、よく知られているようにトランジスタ
のベース・エミッタ間順方向電圧はコレクタ電流が変化
してもあまり大きくは変化しないため、Ｅ ＢＥｚｚＦ
ｓＥ６”−Ｅ ＢＥ （１６）が成立するものと
見なすことができる。

したがって、 （１５）式あるいは（１７）式からもわかるように、コ
ンデンサ５の充電電圧は電源電圧の変動の影響を受けず
、電源電圧の変動に対して直流モータ１０の回転速度を
きわめて安定に保つことができる。

また、可変抵抗機１３を調整することにより、（１５）
式あるいは（１７）式からもわかるようにコンテ゛ンサ
５の充電電圧、すなわちＥ、、、ＣＥ□を変化させるこ
とができ、直流モータ１０の回転速度を調整することが
できる。

さらに、第４図は本考案の別の実施例を示したもので、
スイッチングトランジスタ２のエミッタは第２のスイッ
チングトランジスタ１８のベースに接続され、前記スイ
ッチングトランジスタ１８のエミッタは直接マイナス側
給電線路に接続されるとともに、コレクタは抵抗４、コ
ンデンサ５、トランジスタ６のベースの接続点に接続さ
れている。

第４図では第２のスイッチングトランジスタ１８のコレ
クタ・エミッタ間でコンデンサ５の残留電荷を直接放電
するので、第３図の回路よりも、より第１図の回路に近
い形どなる。

すなわち、第４図の回路において直流モータ１０の回転
数Ｎは、（１１）式と同様に、 （１８ン式Ｋｓｐいて、 ただし、（１８）〜（２０）式では、ダイオード１７の
順方向電圧、トランジスタ２，６，８，１６．１８のベ
ース・エミッタ間順方向電圧はすべてＥＢＥに等しいも
のとし、また、交流発電機９の内部抵抗Ｒ６は抵抗３の
抵抗値Ｒ３に比べて充分小さいものとしている。

さて、（１８）〜（２０）式からも明らかなように、第
４図の回路もまた電源電圧の変動に関わりなく直流モー
タ１０の回転速度は一定で、さらに可変抵抗器１３を調
整してＲ１４／Ｒ工、の比を変えることにより、きわめ
て簡単に回転速度を調整あるいは可変することができる
。

尚、本考案は第３図、第４図に限定されるものではなく
、モータ、ガソリンエンジンを始めとするあらゆる回転
体の回転速度制御装置に適用できるものである。

以上に示したように、本考案の回転体の回転速度制御装
置によれば、スイッチングトランジスタにスイッチング
作用だけでなく定電圧動作をも行なわせるとともに、こ
のスイッチングトランジスタのコレクタ・ベース間に挿
入された可変抵抗を含む抵抗分圧回路の分圧比を変えて
回転体の回転速度の調整を可能ならしめているので、定
電圧ダイオードを用いて電圧特性を向上させる場合のよ
うに損失電流が極端に増加することなく、また交流発電
機の出力を分圧回路で減衰させて回転体の回転速度を可
変する場合のように、交流発電機の発電出力の利用効率
を悪化させることなく、きわめて少ない消費電流で効率
的、合理的に電圧特性の向上が計れ、さらには任意に回
転速度の可変、調整が可能であるなどきわめて大なる実
用効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は従来例における直流モータの回転
速度制御装置の回路結線図、第３図、第４図はそれぞれ
本考案の実施例における直流モータの回転速度制御装置
の回路結線図である。 ２・・・・・・スイッチングトランジスタ、４，５・・
・・・・平滑回路を構成する抵抗およびコンデンサ、６
，８・・・・・・駆動回路を構成するトランジスタ、９
・・・・・・交流発電機、１０・・・・・・直流モータ
（回転体）、１３・・・・・・可変抵抗器、１４．１５
・・・・・・抵抗（抵抗分圧回路）、１６・・・・・・
第２のトランジスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 回転体に内蔵あるいは連結され、前記回転体の回転速度
   に応じて周波数の変化する交流信号を発生する交流発電
   機と前記交流発電機の出力信号によってスイッチング動
   作を行なうスイッチングトランジスタと前記スイッチン
   グトランジスタの出力側に現われるスイッチング信号を
   平滑化して直流信号に変換する平滑回路と前記平滑回路
   の出力電圧によって前記回転体の回転速度を制御する駆
   動回路を備えた装置において、前記交流発電機の出力信
   号をダイオード手段を介して前記スイッチングトランジ
   スタのベースに印加し、前記スイッチングトランジスタ
   のエミッタを一方の給電線路に接続し、前記スイッチン
   グトランジスタのコレクタ・ベース間に第２のトランジ
   スタのコレクタ・エミッタ間を接続し、前記スイッチン
   グトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタの
   コレクタとを第２の抵抗手段を介して他方の給電線路に
   接続し、前記第２のトランジスタのコレクタ・ベース間
   、ベース・エミッタ間に可変抵抗器を含む抵抗分圧回路
   を接続し、前記可変抵抗器をもって前記回転体の回転速
   度設定手段としたことを特徴とする回転体の回転速度制
   御装置。