JPS5814608A - 非線形歪み除去回路 - Google Patents
非線形歪み除去回路Info
- Publication number
- JPS5814608A JPS5814608A JP11335481A JP11335481A JPS5814608A JP S5814608 A JPS5814608 A JP S5814608A JP 11335481 A JP11335481 A JP 11335481A JP 11335481 A JP11335481 A JP 11335481A JP S5814608 A JPS5814608 A JP S5814608A
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- JP
- Japan
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- circuit
- nonlinear
- distortion
- output
- nonlinear distortion
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は非線形歪み除去回路、特に進行波管増幅器等
(以下TWTと略称する)による非線形歪みの除去回路
に関する・ マイクロ波帯のディジタル通信線衛星方式、地上方式を
問わず周波数帯の有効利用の観点から、より高密度表伝
送方式□で運用されることが義務付けられる。
(以下TWTと略称する)による非線形歪みの除去回路
に関する・ マイクロ波帯のディジタル通信線衛星方式、地上方式を
問わず周波数帯の有効利用の観点から、より高密度表伝
送方式□で運用されることが義務付けられる。
すなわち、1979年の(Internatiotia
l Co−フンファレンスレコードの48.4.1 ヘ
−’)カラ48゜4.6ページに記載されている”Ch
aracteristicsof a High Ca
pacity 16 QAh4 Digital Ra
d−io System on a Multipat
h Fading Chann−、lsや同じ(197
9年のNational Telecorrmu−分か
るように多値の直交振幅変i111(QAM)が用いら
れることになる。この時、問題になるのが送信増幅器(
TWT )の非線形歪みであシ、この歪みによjQAN
信号は歪められてしまうわけである。
l Co−フンファレンスレコードの48.4.1 ヘ
−’)カラ48゜4.6ページに記載されている”Ch
aracteristicsof a High Ca
pacity 16 QAh4 Digital Ra
d−io System on a Multipat
h Fading Chann−、lsや同じ(197
9年のNational Telecorrmu−分か
るように多値の直交振幅変i111(QAM)が用いら
れることになる。この時、問題になるのが送信増幅器(
TWT )の非線形歪みであシ、この歪みによjQAN
信号は歪められてしまうわけである。
TWTの非線形歪みは、各TWTによって微妙に異なる
が一つの範呵を形成している。すなわち振幅飽和特性(
AM/AM変換)と入力レベルXK対応した出力の位相
回転0(勾特性(A11i4/PM変換)で特徴付けら
れる。従って、この種の歪みはかなシの程[1で比較的
簡単な回路で一般的に補償することが可能である。
が一つの範呵を形成している。すなわち振幅飽和特性(
AM/AM変換)と入力レベルXK対応した出力の位相
回転0(勾特性(A11i4/PM変換)で特徴付けら
れる。従って、この種の歪みはかなシの程[1で比較的
簡単な回路で一般的に補償することが可能である。
今、送信信号の帯域制限をTWTの前では行なわない場
合を考えると、非線形の影響を帯域制限の影響から分離
して考えることができるので、送信側でも受信側でもこ
の歪みの様子を正しく観測することができる。
合を考えると、非線形の影響を帯域制限の影響から分離
して考えることができるので、送信側でも受信側でもこ
の歪みの様子を正しく観測することができる。
この考えに従って、従来からプ替セット形の非線形歪み
補償回路が種々提案されてきているが。
補償回路が種々提案されてきているが。
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く自動追
従形の回路は電子通信学会の通信方式研究会の資料08
78−201の1自動追従形複累合成プリディストーシ
冒ンによるTWT非線形補償の検討1に前例を見る程度
である。この例はマイクロ波帯S8B通信用に開発され
たものなのでディジタル伝送にはあまりふされしいもの
ではない。
従形の回路は電子通信学会の通信方式研究会の資料08
78−201の1自動追従形複累合成プリディストーシ
冒ンによるTWT非線形補償の検討1に前例を見る程度
である。この例はマイクロ波帯S8B通信用に開発され
たものなのでディジタル伝送にはあまりふされしいもの
ではない。
この発明の目的はディジタル伝送に適した非線形歪み除
去回路を提供することにある。
去回路を提供することにある。
この発明によれば入力信号を奇関数入出力特性回路と可
変複素係数回路とを通過させ、前記入力信号と加算して
複素合成歪み特性を発生する非線形歪み補正回路を非線
形素子の前ないし後に置き、非線形歪みを相殺する方式
に於いて、前記非線形歪み補正回路と前記非縁形素子と
を通過した後での前記入力信号の本来の値からの変化を
抽出する変化抽出回路と、前記可変複素係数に摂動を与
える発振器と、前記変化抽出回路出力と前記発振器出力
との相関をとる相関器とを備え、前記相関器出力極性と
は逆方向に前記可変′III累係数を変化させることに
よシ、前記非線形素子の歪みを前記非線形歪み補正回路
によシ相殺するようにしたことを特徴とする非−形歪み
除去回路が得られる。
変複素係数回路とを通過させ、前記入力信号と加算して
複素合成歪み特性を発生する非線形歪み補正回路を非線
形素子の前ないし後に置き、非線形歪みを相殺する方式
に於いて、前記非線形歪み補正回路と前記非縁形素子と
を通過した後での前記入力信号の本来の値からの変化を
抽出する変化抽出回路と、前記可変複素係数に摂動を与
える発振器と、前記変化抽出回路出力と前記発振器出力
との相関をとる相関器とを備え、前記相関器出力極性と
は逆方向に前記可変′III累係数を変化させることに
よシ、前記非線形素子の歪みを前記非線形歪み補正回路
によシ相殺するようにしたことを特徴とする非−形歪み
除去回路が得られる。
次にこの発明について図面を参照して詳細に説明する。
、 第1図は従来から一般に用いられている非線形歪
み補正回路のブロック図を示し、第2図は第1図の回路
の動作説明図である。
み補正回路のブロック図を示し、第2図は第1図の回路
の動作説明図である。
第1図は奇関数入出力特性回路10(例えば3乗非線形
素子)、可変複素係数回路を構成する可変位相推移器1
1%可変減衰器12および加算器13とから成っている
。
素子)、可変複素係数回路を構成する可変位相推移器1
1%可変減衰器12および加算器13とから成っている
。
入力端子100への人力Xを第2図のベクトル200と
する0町変減衰器12の出力は第2図のベクトル208
のように位相推移器11の移相量φ[rad]によって
例えばベクトル201.202および203のように変
化する。加算器13の出力rはベクトル200とベクト
ル208のベクトル和207であるからそれぞれベクト
ル204,205および206のようKなる0ベクトル
208のベクトル200に対する相対的長さは奇関数入
出力特性回路10の特性1<<に左右されるが一般にf
(x)==(ax+bx畠+cx”・・・・・)α(b
、、c〆O)の形をしているとすれば入力Xが大きくな
るに従って相対的にベクトル208が伸びる。従って入
出力位相差θaは増大し、相対出力振幅は0くφく−の
範囲で増大する。第3図は第1図の回路の入出力特性を
示したもので1曲線301が振幅特性1曲線302が位
相特性をそれぞれ示している。この特性はTWTの入出
力特性の逆特性の形をしている。
する0町変減衰器12の出力は第2図のベクトル208
のように位相推移器11の移相量φ[rad]によって
例えばベクトル201.202および203のように変
化する。加算器13の出力rはベクトル200とベクト
ル208のベクトル和207であるからそれぞれベクト
ル204,205および206のようKなる0ベクトル
208のベクトル200に対する相対的長さは奇関数入
出力特性回路10の特性1<<に左右されるが一般にf
(x)==(ax+bx畠+cx”・・・・・)α(b
、、c〆O)の形をしているとすれば入力Xが大きくな
るに従って相対的にベクトル208が伸びる。従って入
出力位相差θaは増大し、相対出力振幅は0くφく−の
範囲で増大する。第3図は第1図の回路の入出力特性を
示したもので1曲線301が振幅特性1曲線302が位
相特性をそれぞれ示している。この特性はTWTの入出
力特性の逆特性の形をしている。
問題はパラメータα、φをいかに選べば任意のTWT特
性の逆特性を近似できるかと言うことになる。
性の逆特性を近似できるかと言うことになる。
今、Xなる入力に対し、TWTの非線形歪みによ〕
f (X)= X+W −I X l”−Xなるf (
x)が出力されるとする。これは実際の■四非線形歪み
の良い近似である。ここでダは1=a’−e’〆 −□ なる複素数である。またf(x)の第2項は第1項に比
較して通常 lxD>1v−1xl”−xl である。・ ディジタル信号Xt−TWTへ入力すると、その出力は
上に述べたように fCX)=X−1−v・IXI”−X この信号を g(x)=x+ξ−1xl”−x (ξ=(t ・e
jφ)なる特性を持った非線形歪み補正回路に通すとそ
の出力C0は Co= X+すIXI”・X+ξ((X+ηlX12・
X)!1・(X+ηIX1!・X)) ”1+lX+ηIXI寓・X+ξIXI冨・X= X十
(η+ξ月Xll・X よってへの本来の信号の値Xに対する誤差Eはg=c・
−x=(η+ξ)IXI3・Xとなる。この式よシη=
−ξとすることによj9E=0となる。
x)が出力されるとする。これは実際の■四非線形歪み
の良い近似である。ここでダは1=a’−e’〆 −□ なる複素数である。またf(x)の第2項は第1項に比
較して通常 lxD>1v−1xl”−xl である。・ ディジタル信号Xt−TWTへ入力すると、その出力は
上に述べたように fCX)=X−1−v・IXI”−X この信号を g(x)=x+ξ−1xl”−x (ξ=(t ・e
jφ)なる特性を持った非線形歪み補正回路に通すとそ
の出力C0は Co= X+すIXI”・X+ξ((X+ηlX12・
X)!1・(X+ηIX1!・X)) ”1+lX+ηIXI寓・X+ξIXI冨・X= X十
(η+ξ月Xll・X よってへの本来の信号の値Xに対する誤差Eはg=c・
−x=(η+ξ)IXI3・Xとなる。この式よシη=
−ξとすることによj9E=0となる。
そこでξを以下の様に書き直してみる。
ξ三−ダ±ξ纏
ξ−はζが最適な値より現在どの程度ずれているかを示
すパラメータとなる。ξにξ6−iina4tなる摂動
を加えると ξ=−η±ξシ+ξ。・sinω。t となる。
すパラメータとなる。ξにξ6−iina4tなる摂動
を加えると ξ=−η±ξシ+ξ。・sinω。t となる。
このずれによる入力信号の変形の程度を仮にEとすると
ξがξ−=0の近傍においてはIE(ζd)1はξd=
Oで (ξ−≧0;復号同順) となる。よってξ。・−蓋nωo1の摂動によりIE1
はIElzIEel±β・sinω(It (ξ−ミ0
)の形で変化する。ここで1Eol=βはある定式であ
る。そこでIEIと摂動信号ξ。・sinω。t との
相関fliRを求めると =士ξ。・π・β となる。上式よシRo極性はξdの極性と同一であるこ
とか分る。よってξの制御として曖−これを求まっ九相
関値Rの極性と逆方向に増減すれば良いことが分る。よ
って さらに ゐdt ここでRを求める積分と、制御用の積分は共用すること
ができるのでξは以下の様な形で制御すればよい。
ξがξ−=0の近傍においてはIE(ζd)1はξd=
Oで (ξ−≧0;復号同順) となる。よってξ。・−蓋nωo1の摂動によりIE1
はIElzIEel±β・sinω(It (ξ−ミ0
)の形で変化する。ここで1Eol=βはある定式であ
る。そこでIEIと摂動信号ξ。・sinω。t との
相関fliRを求めると =士ξ。・π・β となる。上式よシRo極性はξdの極性と同一であるこ
とか分る。よってξの制御として曖−これを求まっ九相
関値Rの極性と逆方向に増減すれば良いことが分る。よ
って さらに ゐdt ここでRを求める積分と、制御用の積分は共用すること
ができるのでξは以下の様な形で制御すればよい。
第4図は本発明の一実施例の等価ベースバンドのブロッ
ク図を示し、先の原理の具体例である〇図中ブロック1
は第1図に示した非線形歪み補正回路と同一のものであ
る0本実施例では簡単の為。
ク図を示し、先の原理の具体例である〇図中ブロック1
は第1図に示した非線形歪み補正回路と同一のものであ
る0本実施例では簡単の為。
可変位相推移器11はすでに最適に設足されているもの
とし、残された可変減衰器12の減衰量ξに対する制御
を行うものである。ブロック4はTWT等の非線形素子
である。
とし、残された可変減衰器12の減衰量ξに対する制御
を行うものである。ブロック4はTWT等の非線形素子
である。
ブロック2は入力信号の非酵形歪みの@JiEf:検出
する変化抽出回路で、具体的には信号識別器20、減算
器21とにより本来の信号と通常等しくなる信号識別器
20の出力の識別1dとその入力信号Xとの差(x J
)を検出し、後の全波整流口w122でその絶対ii
[IEIを得るものである。
する変化抽出回路で、具体的には信号識別器20、減算
器21とにより本来の信号と通常等しくなる信号識別器
20の出力の識別1dとその入力信号Xとの差(x J
)を検出し、後の全波整流口w122でその絶対ii
[IEIを得るものである。
非線形歪み補正回路1の可変減衰器12の値を適当に選
ぶことによってIEIは小さくなってゆく。
ぶことによってIEIは小さくなってゆく。
31は摂動ξ。sinω。tを発生する発振器%33は
制御用の積分器、34は極性反転回路で、各加算器32
は摂動信号を付加する為のものである030は摂動信号
と変化抽出回路出力との相関値Rを求める為の相関器で
掛算器300と積分器301とから成っている0ただし
、この積分器301はなくてもよい。
制御用の積分器、34は極性反転回路で、各加算器32
は摂動信号を付加する為のものである030は摂動信号
と変化抽出回路出力との相関値Rを求める為の相関器で
掛算器300と積分器301とから成っている0ただし
、この積分器301はなくてもよい。
本実施例ではスイッチ38によシ2つの動作モードを有
する。まずスイッチ38を(a)側に倒すと先に説明し
た原理通りの動作を行う0(b)側に倒すと摂動量ξ0
がIEIの平均値に比例して変化することKなる。ζ。
する。まずスイッチ38を(a)側に倒すと先に説明し
た原理通りの動作を行う0(b)側に倒すと摂動量ξ0
がIEIの平均値に比例して変化することKなる。ζ。
は低域P波器36と減渡器35の減衰量δ、掛算器37
とによシ ξ。= a、IEl の形で与えられる0これにより制御が進行しIEI→0
とな、りた時には、それに合わせて摂動量が小さくな
り、不用意に信号に外乱を与えることがなくなる。
とによシ ξ。= a、IEl の形で与えられる0これにより制御が進行しIEI→0
とな、りた時には、それに合わせて摂動量が小さくな
り、不用意に信号に外乱を与えることがなくなる。
第5図は本発明の別の一案施例のブロック図を示し、本
実施例に於ける非線形歪み補正回路は5次歪みまで補正
するもので、制御するパラメータは3次歪み用の可変減
衰器121位相推移器11.5次歪み用の可変減衰器1
5%位相推移器16の4つである。その為に第4図に示
した制御回路3と同一のものが4つ用いられている。す
なわち33/ 、 3# 、 31vの4つである。た
だし変化抽出回路2の出力は共通に用いられるので、ブ
ロック3の中の発振器31の出力信号は各々4つの直交
関数としておく必要がある。これらは例えば(sinω
ot 、 cosω。を−ムn2ω。t、cos2ω、
t)ないしく5inas。t。
実施例に於ける非線形歪み補正回路は5次歪みまで補正
するもので、制御するパラメータは3次歪み用の可変減
衰器121位相推移器11.5次歪み用の可変減衰器1
5%位相推移器16の4つである。その為に第4図に示
した制御回路3と同一のものが4つ用いられている。す
なわち33/ 、 3# 、 31vの4つである。た
だし変化抽出回路2の出力は共通に用いられるので、ブ
ロック3の中の発振器31の出力信号は各々4つの直交
関数としておく必要がある。これらは例えば(sinω
ot 、 cosω。を−ムn2ω。t、cos2ω、
t)ないしく5inas。t。
Sムn2a+、t、1tn3a+、t、5in4a+、
t )等でよい。
t )等でよい。
同様にして制御回路の数を増すことによシ、よシ高次の
非縁形補償を自動的かつ平易く行うことができる。
非縁形補償を自動的かつ平易く行うことができる。
以上説明し先様に本発明によればTWT等によ多発生す
る非線形歪みを高次の非線形補償回路を用いて自動的に
正確に補償することができる。
る非線形歪みを高次の非線形補償回路を用いて自動的に
正確に補償することができる。
第1図は従来の非線形歪み補正回路の一例を示すブロッ
ク図、第2図は第1図の回路の動作説明図、第3図は第
1図の回路の入出力特性図、第4図、第5図は本発明の
一実施例のブロック図を塾す醤である。 l・・・・・・非線形歪み補正回路、2・・・・・・変
化抽出回路、3・・・・・・制御回路、4・・・・・・
TWT、30・・・・・・相悴 1 図
ク図、第2図は第1図の回路の動作説明図、第3図は第
1図の回路の入出力特性図、第4図、第5図は本発明の
一実施例のブロック図を塾す醤である。 l・・・・・・非線形歪み補正回路、2・・・・・・変
化抽出回路、3・・・・・・制御回路、4・・・・・・
TWT、30・・・・・・相悴 1 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号を奇関数入出力特性回路と可変複素係数回路と
を通過させ、前記入力信号と加算して複素合成歪み特性
を発生する非線形歪み補正回路を非線形素子の前ないし
後に置き、非線形歪みを相殺する方式に於いて、前記非
線形歪み補正回路と前記非線形素子とを通過した後での
前記入力信号の本来の値からの変化を抽出する変化抽出
回路と。 前記可変複素係数に1s動を与える発振器と、前記変化
抽出回路出力つと前記発振器出力との相関をとる相関器
とを備え、前記相関器出力極性とは逆方向に前記可変複
素係数を変化させることに−よ〕前記非線形素子の歪み
を前記非線形歪み補正回路によシ相殺するようにしたこ
とを特徴とする非線形歪み除去回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11335481A JPS5814608A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 非線形歪み除去回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11335481A JPS5814608A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 非線形歪み除去回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5814608A true JPS5814608A (ja) | 1983-01-27 |
JPH0586082B2 JPH0586082B2 (ja) | 1993-12-09 |
Family
ID=14610137
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11335481A Granted JPS5814608A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 非線形歪み除去回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5814608A (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4976648B2 (ja) * | 2004-10-27 | 2012-07-18 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | プリディストータ |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
-
1981
- 1981-07-20 JP JP11335481A patent/JPS5814608A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0586082B2 (ja) | 1993-12-09 |
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